CN202696555U - 高精度rc振荡器及内置该高精度rc振荡器的遥控器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种高精度RC振荡器以及内置该高精度RC振荡器的遥控器，在现有RC振荡器的基础上，该RC振荡器进一步包括温度系数补偿单元和电压系数补偿单元，温度系数补偿单元包括第一阱电阻和第二阱电阻；第一阱电阻的一端分别与第一电容的一端和第一开关器件的输入端连接，第一阱电阻的另一端与第一恒流源的输出端连接；第二阱电阻的一端分别与第二电容的一端和第二开关器件的输入端连接，第二阱电阻的另一端与第二恒流源的输出端连接。通过阱电阻的分压使得电容放电不完全，同时利用阱电阻的正温度系数来补偿振荡器中频率的负温度系数，从而获得零温度系数的RC振荡器，使得RC振荡器可以集成到遥控器芯片中。

Description

高精度RC振荡器及内置该高精度RC振荡器的遥控器

技术领域

本实用新型涉及电子器件和电路，尤其涉及一种高精度RC振荡器及内置该高精度RC振荡器的遥控器。

背景技术

在现有的遥控器中，如图1所示，一般包括遥控器芯片110以及设置在遥控器芯片110外部的红外发射管120、振荡器130、电解电容140以及三极管150。然而，为了应对日益增长的原材料成本和人力成本，迫切需要将设置在遥控器芯片110外部的红外发射管120、振荡器130和电解电容140中的一个或多个省去或集成到遥控器芯片110内。

例如，对于振荡器130而言，如果要将其集成到遥控器芯片110中，需要解决振荡器130在工作过程中其温度系数、电源系数以及工艺参数漂移所带来的影响。图2示出了现有技术中遥控器中通常采用的RC振荡器的电路示意图，如图2所示，该RC振荡器包括：

基准恒流源211和基准电阻212，基准电阻212的一端与基准恒流源211的输出端连接，另一端接地；

第一恒流源231、第一电容232和第一开关器件233，其中，第一电容232的一端和第一开关器件233的输入端分别与第一恒流源231的输出端连接，第一电容232的另一端和第一开关器件233的输出端分别接地；

第二恒流源241、第二电容242和第二开关器件243，其中，第二电容242的一端和第二开关器件243的输入端分别与第二恒流源241的输出端连接，第二电容242的另一端和第二开关器件243的输出端分别接地；

比较单元220和输出反相器，比较单元220的输入端分别与基准恒流源211的输出端、第一恒流源231的输出端以及第二恒流源241的输出端连接，比较单元220的输出端分别与第一开关器件233的控制端和输出反相器的输入端连接，输出反相器的输出端分别与第二开关器件243的控制端和RC振荡器的输出端260连接，从而比较单元220将第一电容232和第二电容242的充电电压（Va和Vb）分别与基准恒流源211输出的基准电压（REF）进行比较，在充电电压等于基准电压时生成控制信号，并将控制信号输出至第一开关器件233的控制端以及通过输出反相器将控制信号输出至第二开关器件243的控制端，来控制第一电容232和第二电容242交替放电以生成输出信号（Vc）。图3示出了Va、Vb和Vc随时间变化的曲线，从图3可以看出，第一电容232和第二电容242交替地从0V开始充电，当充电电压达到基准电压REF时开始放电，从而通过第一电容232和第二电容242的交替充放电来产生输出信号Vc。

在这个过程中，输出信号的频率取决于电阻电容的R、C值（时间常数）。然而，RC振荡器中基准电阻212的温度系数较大，而通常遥控器芯片110的工作温度范围为-20℃~70℃，如果直接将RC振荡器集成到遥控器芯片中，温度升高时阻值R增加，导致基准电压REF升高、充电时间增加、频率变慢。另外，RC振荡器中电容的电源系数较大，尤其是采用单层多晶硅工艺所制备的电容，而遥控器芯片的工作电压范围为2.0V~3.6V，在该电压范围内，RC振荡器中的电容C值随着电压的下降而减小，导致频率变快。第三，RC振荡器中的电容和电阻的工艺参数漂移较大，比如电阻漂移±15%，电容漂移±15%，频率就会漂移±32%。

对于电解电容而言，如果要在遥控器中直接去除该电解电容，则需要考虑如何对电源（如图1中的+3V电源）进行滤波，从而使得遥控器芯片稳定工作。在工作过程中，红外发射管的电流非常大，当遥控器芯片的输出端（即OUT脚）打开或关闭时，瞬间电压冲高和拉低的现象的非常严重，以至于影响到电源，3V的电压能在短短几十个纳秒内冲高到9V以上。图4中示出了遥控器芯片的输出电压Vout和电源电压Vdd随时间变化的曲线，如图4所示，在遥控器芯片的输出电压开启和关闭的瞬间出现的抖动，将造成电源电压从3V到9V的抖动，如此快速且大幅度的电压抖动，会严重影响遥控器芯片内部逻辑，造成紊乱，导致工作不正常。因此，如果只是简单地将电解电容去除，将直接导致遥控器工作不稳定，甚至无法工作。

目前，为了实现内置式遥控器芯片，常采用的方法是采用成本高、工艺复杂的双晶双铝工艺取代成本低、工艺简单的单晶单铝工艺来制备遥控器芯片，并在其内部采用带隙（bandgap）稳压电路。采用该方法虽然可以解决振荡器的电源系数和工艺参数漂移带来的影响，但是无法消除振荡器的温度系数带来的影响，而且不能省去电解电容，从而无法真正实现全内置，即遥控器芯片的外部只有红外发射管。同时，采用双晶双铝工艺不仅增加了成本，还因工艺复杂对制备条件提出了更高的要求。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题在于针对现有技术中由于振荡器的温度系数的影响使得振荡器无法直接集成到遥控器芯片中的缺陷，提供一种高精度RC振荡器和内置有该高精度RC振荡器的遥控器。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：依据本实用新型的一方面，提供了一种高精度RC振荡器，包括：

基准恒流源和基准电阻，所述基准电阻的一端与所述基准恒流源的输出端连接，另一端接地；

第一恒流源、第一电容和第一开关器件，其中，所述第一电容的一端和所述第一开关器件的输入端分别与所述第一恒流源的输出端连接，所述第一电容的另一端和所述第一开关器件的输出端分别接地；

第二恒流源、第二电容和第二开关器件，其中，所述第二电容的一端和所述第二开关器件的输入端分别与所述第二恒流源的输出端连接，所述第二电容的另一端和所述第二开关器件的输出端分别接地；

比较单元和输出反相器，所述比较单元的输入端分别与所述基准恒流源的输出端、所述第一恒流源的输出端以及所述第二恒流源的输出端连接，所述比较单元的输出端分别与所述第一开关器件的控制端和所述输出反相器的输入端连接，所述输出反相器的输出端分别与所述第二开关器件的控制端和所述RC振荡器的输出端连接，从而所述比较单元将所述第一电容和第二电容的充电电压分别与所述基准恒流源输出的基准电压进行比较，以基于所述比较生成控制信号，并将所述控制信号输出至所述第一开关器件的控制端以及通过所述输出反相器将所述控制信号输出至所述第二开关器件的控制端，来控制所述第一电容和所述第二电容交替放电以生成输出信号；

其中，所述RC振荡器进一步包括温度系数补偿单元，所述温度系数补偿单元包括第一阱电阻和第二阱电阻；其中，

所述第一阱电阻的一端分别与所述第一电容的一端和第一开关器件的输入端连接，所述第一阱电阻的另一端与所述第一恒流源的输出端连接；

所述第二阱电阻的一端分别与所述第二电容的一端和第二开关器件的输入端连接，所述第二阱电阻的另一端与所述第二恒流源的输出端连接。

在依据本实用新型实施例的高精度RC振荡器中，所述RC振荡器进一步包括可调延迟单元，所述可调延迟单元包括第一反相器和第二反相器；其中，

所述第一反相器的输入端与所述比较器的输出端连接，所述第一反相器的输出端与所述第二反相器的输入端连接，所述第二反相器的输出端分别与所述第一开关器件的控制端和所述输出反相器的输入端连接；

所述第一反相器为宽长比可调的反相器。

在依据本实用新型实施例的高精度RC振荡器中，所述RC振荡器进一步包括修调单元，所述修调单元包括修调电阻；其中，所述修调电阻的一端与所述基准恒流源的输出端连接，另一端与所述基准电阻的一端连接。

在依据本实用新型实施例的高精度RC振荡器中，所述修调电阻为熔丝电阻。

在依据本实用新型实施例的高精度RC振荡器中，所述修调单元进一步包括第一可调恒流源和第二可调恒流源；其中，所述第一可调恒流源的输出端与所述第一恒流源的输出端连接，所述第二可调恒流源的输出端与所述第二恒流源的输出端连接。

在依据本实用新型实施例的高精度RC振荡器中，

所述第一开关器件为N沟道MOS管，所述N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为所述第一开关器件的控制端、输入端和输出端；

所述第二开关器件为N沟道MOS管，所述N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为所述第二开关器件的控制端、输入端和输出端。

依据本实用新型的另一方面，还提供了一种使用以上所述的高精度RC振荡器的遥控器，其包括遥控器芯片和红外发射管；其中

所述遥控器芯片的输出端与所述红外发射管的负极连接用以向所述红外发射管提供输出信号以作为驱动电信号，所述红外发射管基于所述驱动电信号发射红外遥控信号；

所述RC振荡器集成在所述遥控器芯片中。

在依据本实用新型实施例的遥控器中，所述遥控器芯片包括驱动单元，所述驱动单元的输入端接收所述遥控器芯片的所述输出信号，所述驱动单元的输出端与所述遥控器芯片的输出端连接，用以将所述输出信号转换成所述驱动电信号并输出至所述遥控器芯片的输出端；其中，

所述驱动单元包括驱动反相器和驱动MOS管；其中，驱动反相器的输入端接收所述遥控器芯片的输出信号，输出端与所述驱动MOS管的栅极连接；所述驱动MOS管的漏极与所述遥控器芯片的输出端连接，源极接地；

所述驱动反相器具有用以延长所述遥控器芯片的输出端的打开和关闭时间的宽长比。

在依据本实用新型实施例的遥控器中，当采用单晶单铝工艺制备所述遥控器芯片时，所述驱动反相器的宽长比小于所述标准宽长比。

在依据本实用新型实施例的遥控器中，当采用铝栅工艺制备所述遥控器芯片时，所述驱动反相器的宽长比是所述标准宽长比的0.5～5倍。

本实用新型产生的有益效果是：在电容放电时，所设置的第一和第二阱电阻的分压作用分别使得第一电容和第二电容均放电不完全，所以充电的起点也不再为0。而阱电阻的阻值越大，放电不完全的程度越高，充电的起点就越高，充电时间就越短。另外，阱电阻具有较大的正温度系数，其阻值随着温度的升高而增大，由此，阱电阻的正温度系数变成了充电时间的负温度系数。当温度升高时，阱电阻的阻值增大，充电起点升高，充电时间就变短。然而，RC振荡器中原有的基准电阻也具有正温度系数，其阻值随着温度的升高而增大，阻值的增大使得基准电压REF抬高，充电时间拉长。因此设置的第一和第二阱电阻恰好能补偿基准电阻的正温度系数所带来的影响。同时阱电阻的正温度系数远远大于RC振荡器中原有的电阻的正温度系数，因此只需阻值非常小的阱电阻就能补偿原有电阻的正温度系数。通过适当地调节阱电阻的阻值，就可以获得零温度系数的RC振荡器。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本实用新型作进一步说明，附图中：

图1是现有技术中遥控器的结构示意图；

图2是现有技术中RC振荡器的电路示意图；

图3是图2中第一电容和第二电容的充电电压和RC振荡器的输出电压随时间的变化曲线；

图4是图1中遥控器芯片的输出电压Vout和电源电压Vdd随时间变化的曲线；

图5示出了依据本实用新型第一实施例的RC振荡器的电路示意图；

图6是图5中第一电容和第二电容的充电电压和RC振荡器的输出电压随时间的变化曲线；

图7是图6中的输出电压的频率随温度的变化曲线；

图8示出了依据本实用新型第二实施例的RC振荡器的电路示意图；

图9是图8中RC振荡器的输出电压的频率随电源电压的变化曲线；

图10示出了依据本实用新型第三实施例的RC振荡器的电路示意图；

图11是图10中RC振荡器的输出电压的频率随修调位的变化曲线；

图12是依据本实用新型实施例的驱动单元的示意图；

图13是采用了图12中的驱动单元后遥控器芯片的输出电压Vout和电源电压Vdd随时间变化的曲线；

图14示出了依据本实用新型优选实施例的遥控器的结构示意图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

图5示出了依据本实用新型第一实施例的RC振荡器的电路示意图，如图5所示，该RC振荡器包括：

基准恒流源211和基准电阻212，基准电阻212的一端与基准恒流源211的输出端连接，另一端接地；

第一恒流源231、第一电容232、第一开关器件233和第一阱电阻510，其中，第一电容232的一端和第一开关器件233的输入端分别与第一阱电阻510的一端连接，第一电容232的另一端和第一开关器件233的输出端分别接地，第一阱电阻510的另一端与第一恒流源231的输出端连接；

第二恒流源241、第二电容242、第二开关器件243和第二阱电阻520，其中，第二电容242的一端和第二开关器件243的输入端分别与第二阱电阻520的一端连接，第二电容242的另一端和第二开关器件243的输出端分别接地，第二阱电阻520的另一端与第二恒流源241的输出端连接；

比较单元220和输出反相器，比较单元220的输入端分别与基准恒流源211的输出端、第一恒流源231的输出端以及第二恒流源241的输出端连接，比较单元220的输出端分别与第一开关器件233的控制端和输出反相器的输入端连接，输出反相器的输出端分别与第二开关器件243的控制端和RC振荡器的输出端连接，从而比较单元220将第一电容232和第二电容242的充电电压（V1和V2）分别与基准恒流源211输出的基准电压（REF）进行比较，在充电电压等于基准电压时生成控制信号，并将控制信号输出至第一开关器件233的控制端以及通过输出反相器将控制信号输出至第二开关器件243的控制端，来控制第一电容232和第二电容242交替放电以生成输出信号（V3）。在该RC振荡器中，第一阱电阻510和第二阱电阻520构成了温度系数补偿单元。

图6示出了依据本实用新型实施例的具有温度系数补偿单元的RC振荡器第一电容232和第二电容242的充电电压V1和V2以及该RC振荡器的输出电压V3随时间变化的曲线图。对比图2可以看出，虽然图6中的第一电容232和第二电容242仍然交替地充电到基准电压REF后放电，但是其不再从0V开始充电，不再在0V结束放电，而是从一个较小的正电压开始充电，在该较小的正电压处结束放电。

这是由于在电容放电时，阱电阻的分压作用使得第一电容232和第二电容242均放电不完全，所以充电的起点也不再为0。而阱电阻的阻值越大，放电不完全的程度越高，充电的起点就越高，充电时间就越短。众所周知的，阱电阻具有较大的正温度系数，其阻值随着温度的升高而增大，由此，阱电阻的正温度系数变成了充电时间的负温度系数。当温度升高时，阱电阻的阻值增大，充电起点升高，充电时间就变短。然而，RC振荡器中原有的电阻（即基准电阻212）也具有正温度系数，其阻值随着温度的升高而增大，阻值的增大使得基准电压（REF）抬高，充电时间拉长。因此设置的第一和第二阱电阻恰好能补偿原有电阻的正温度系数所带来的影响。而阱电阻的正温度系数远远大于RC振荡器中原有的电阻的正温度系数，因此只需阻值非常小的阱电阻就能补偿原有电阻的正温度系数。通过适当地调节阱电阻的阻值，就可以获得零温度系数的RC振荡器。图7是图6中输出电压V3的频率随温度的变化曲线，从图7可以看出，在-20℃～70℃的温度范围内，其频率值基本保持不变，实现了RC振荡器的零温度系数。

图8示出了依据本实用新型第二实施例的RC振荡器的电路示意图，如图8所示，该振荡器在图5中示出的振荡器的基础上进一步包括可调延迟单元，可调延迟单元包括第一反相器810和第二反相器820。其中，第一反相器810的输入端与比较器的输出端连接，第一反相器810的输出端与第二反相器820的输入端连接，第二反相器820的输出端分别与第一开关器件233的控制端和输出反相器的输入端连接；第一反相器810为宽长比可调的反相器。

在RC振荡器中，电容（尤其是通过单晶单铝工艺制备的RC振荡器），其电源系数较大，表现为电容的电容值随着电源电压的下降而急剧下降。在工作过程中，随着电容值的下降，电容（第一电容232和第二电容242）的充电时间缩短，使得振荡器的充电时间表现出正的电源系数，即振荡器的输出频率表现出负的电源系数。在图9示出的RC振荡器的输出频率与电源电压的变化曲线中，该负的电源系数的曲线901表现为输出频率随着电源电压的增大而减少。在本领域中通常为了获得更好的电路性能而尽量减少器件延时，然而，与之相反，此处在RC振荡器中进一步设置具有延时功能的可调延迟单元，因为可调延迟单元本身的输出频率具有正的电源系数，随着电源电压的降低，延时逐渐增大，相应地充电时间加长，输出频率减少。如果根据RC振荡器具体的结构和参数来适当地调节可调延迟单元中第一反相器810的宽长比，可以使充电时间的电源系数为0。图9中示出了可调延迟单元正的输出频率的电源系数曲线902以及通过可调延迟单元补偿后RC振荡器输出的电源系数基本为0的补偿电源系数曲线903。

由于可调延迟单元中第一反相器810的宽长比可根据具体情况调节，因此当电容的电源系数本身一致性较差时，可以根据每个IC的测试数据进行调整、校准。经过多次流片实验证明，已经将电源系数控制在±0.5%以内，需要时，增加可调范围即可得到零电源系数。

为了消除电阻和电容的工艺参数漂移导致的RC振荡器输出频率的偏移，依据本实用新型第三实施例的RC振荡器进一步包括修调单元，如图10所示，修调单元包括修调电阻1010；其中，修调电阻1010的一端与基准恒流源211的输出端连接，另一端与基准电阻212的一端连接，修调电阻1010优选为熔丝电阻，通过熔丝的选通来确定电阻阻值。同时，为了增加可调范围，修调单元进一步包括第一可调恒流源1020和第二可调恒流源1030；其中，第一可调恒流源1020的输出端与第一恒流源231的输出端连接，第二可调恒流源1030的输出端与第二恒流源241的输出端连接。

此时RC振荡器的可调精度和可调范围取决于修调位，图11示出了RC振荡器的输出频率随修调位的变化曲线，如果修调位为图11中示出的7fH（即2的7次方），实验中可将工艺偏差控制在了±0.25%以内，同时可调范围高达±32%。需要时，增加修调位数即可得到零工艺偏差。

另外，在上述的任意一种RC振荡器中，第一开关器件233为N沟道MOS管，N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为第一开关器件233的控制端、输入端和输出端；第二开关器件243为N沟道MOS管，N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为第二开关器件243的控制端、输入端和输出端。当然，此处也可将上述各种开关器件替换为结型场效应晶体管、双极型晶体管等其它场效应晶体管，也可以替换为三极管等等，此处不再一一赘述。

依据本实用新型实施例的遥控器包括遥控器芯片和红外发射管。其中遥控器芯片的输出端与红外发射管的负极连接用以向红外发射管提供输出信号以作为驱动电信号，红外发射管基于驱动电信号发射红外遥控信号；上述依据本实用新型各个实施例的RC振荡器集成在遥控器芯片中。在上述的RC振荡器中，电阻的温度系数对RC振荡器的输出频率的影响、电容的电源系数对输出频率的影响以及电阻和电容的工艺参数对输出频率的影响中的一个或多个得到了有效改善，因此在将RC振荡器集成到遥控器芯片中的同时不会降低遥控器的工作性能。

通常在遥控器中采用电解电容来消除遥控器的输出脚（OUT脚）打开和关闭瞬间电源电压产生的大幅电压抖动（如图4所示）。该瞬间大幅电压抖动将严重影响遥控器芯片的内部逻辑，造成紊乱，导致其不能正常工作。因此即使采用双晶双铝工艺制备遥控器芯片，也不能省去上述电解电容。

为了在该遥控器中进一步彻底省去电解电容，依据本实用新型实施例的遥控器芯片进一步包括驱动单元，如图12所示，驱动单元的输入端接收遥控器芯片的输出信号，驱动单元的输出端与遥控器芯片的输出端连接，用以将输出信号转换成驱动电信号并输出至遥控器芯片的输出端（OUT脚）。驱动单元包括驱动反相器1201和驱动MOS管1202；其中，驱动反相器1201的输入端接收遥控器芯片的输出信号，输出端与驱动MOS管1202的栅极连接；驱动MOS管1202的漏极与遥控器芯片的输出端连接，源极接地；设置所述驱动反相器的宽长比，以延长所述遥控器芯片的输出端的打开和关闭时间。

本领域的普通技术人员知晓，为了控制芯片的输出脚的打开和关闭时间达到最短，需要将器件的扇入扇出系数匹配好。例如，如果要驱动一个较大尺寸（宽长比）的器件，例如为了驱动大尺寸的驱动MOS管1202，那么需要加大器件的尺寸，即需要加大驱动反相器1201的尺寸，这样才能确保有足够大的驱动能力，从而得到理想的方波。现有技术中驱动反相器1201的宽长比通常是标准宽长比的8倍，甚至是64倍，通过宽长比的增大，才能保障驱动能力，从而得到理想的方波。

然而在本实用新型中，如果采用单晶单铝工艺制备遥控器芯片，则设置驱动反相器1201的宽长比小于标准宽长比，优选地，可设置1驱动反相器1201的宽长比是标准宽长比的0.01倍。如果采用更为低端的铝栅工艺制备遥控器芯片，因为该工艺下制备的器件本身驱动能力非常弱，而驱动MOS管1202的尺寸有可能会大到标准尺寸的1万倍以上，因此此时设置驱动反相器1201的宽长比是标准宽长比的0.5～5倍即可。实际应用中，根据具体的制备工艺和具体的芯片类型选择驱动反相器1201合适的宽长比，只要是能够延长所述遥控器芯片的输出端的打开和关闭时间即可。

以单晶单铝工艺下、驱动反相器1201的宽长比为标准宽长比的0.01倍为例，此处驱动反相器的尺寸较之现有技术减小了例如800倍或6400倍，如图13所示，结果是遥控器的输出脚所输出的驱动电信号的电压Vout不再是标准的方波，而是梯形波，电压突变变得平缓。由于输出脚输出梯形波，因此输出脚（OUT脚）打开和关闭的时间拉长，Vout不再瞬间加大和减少，而是慢慢加大、慢慢减小。由于遥控器芯片的输出端电压Vout由方波趋变于正弦波，因此电源电压Vdd不再出现图4中示出的大幅抖动现象，由此，遥控器芯片的内部逻辑完全不受影响，也不会影响接收机的信号接收。与此同时，还大大缩小了器件尺寸。此处的0.01倍仅用作举例，并不是对本实用新型的限制，在实际应用中还可选择其它的倍数，例如0.02倍、0.05倍等等，此处不再一一列举。倍数的选择直接决定了Vout的波形变化，在上述示例中，与0.02倍和0.05倍相比，选择0.01倍后Vout的波形更趋近于正弦波。

另外，依据本实用新型实施例的遥控器中，通过增大输出脚（OUT脚）的尺寸到足够大，就可以省去图1中示出的三极管。图14示出了依据本实用新型优选实施例的遥控器的结构示意图，其中省去了三极管和电解电容，振荡器集成内置到遥控器芯片中，这样完全实现了全内置式遥控器芯片，从而满足了目前对于低成本、高性能和高集成度的要求。优选地，可采用单晶单铝工艺制备遥控器芯片，进一步降低成本。

从以上可以看出，在依据本实用新型实施例的RC振荡器中，通过在RC振荡器中设置包括第一阱电阻和第二阱电阻的温度系数补偿单元，可以有效地消除振荡器中由基准电阻的正温度系数导致的输出频率的变慢。通过在RC振荡器中设置包括第一反相器和第二反相器的可调延迟单元，可以有效地消除由电容的正电源系数导致的输出频率变快。通过在RC振荡器中设置包括修调电阻的修调单元可以消除由电阻和电容的工艺参数漂移导致的输出频率漂移。因此上述各种RC振荡器可以集成到遥控器芯片中，提高遥控器芯片的集成度，从而在保证器件性能的同时降低成本。

在依据本实用新型实施例的遥控器中，遥控器芯片内集成了上述RC振荡器，提高了遥控器的集成度，减少了遥控器的尺寸。通过减少遥控器芯片中驱动反相器的宽长比，可以有效消除输出脚打开和关闭瞬间导致的电源电压大幅抖动，从而在该遥控器中还可以直接省去电解电容。上述遥控器芯片可采用单晶单铝工艺制备，进一步减少了成本和制备难度。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本实用新型所附权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种高精度RC振荡器，其特征在于，包括：

基准恒流源和基准电阻，所述基准电阻的一端与所述基准恒流源的输出端连接，另一端接地；

第一恒流源、第一电容和第一开关器件，其中，所述第一电容的一端和所述第一开关器件的输入端分别与所述第一恒流源的输出端连接，所述第一电容的另一端和所述第一开关器件的输出端分别接地；

第二恒流源、第二电容和第二开关器件，其中，所述第二电容的一端和所述第二开关器件的输入端分别与所述第二恒流源的输出端连接，所述第二电容的另一端和所述第二开关器件的输出端分别接地；

比较单元和输出反相器，所述比较单元的输入端分别与所述基准恒流源的输出端、所述第一恒流源的输出端以及所述第二恒流源的输出端连接，所述比较单元的输出端分别与所述第一开关器件的控制端和所述输出反相器的输入端连接，所述输出反相器的输出端分别与所述第二开关器件的控制端和所述RC振荡器的输出端连接；

所述RC振荡器进一步包括温度系数补偿单元，所述温度系数补偿单元包括第一阱电阻和第二阱电阻；其中，

所述第一阱电阻的一端分别与所述第一电容的一端和第一开关器件的输入端连接，所述第一阱电阻的另一端与所述第一恒流源的输出端连接；

所述第二阱电阻的一端分别与所述第二电容的一端和第二开关器件的输入端连接，所述第二阱电阻的另一端与所述第二恒流源的输出端连接。

2.根据权利要求1所述的高精度RC振荡器，其特征在于，所述RC振荡器进一步包括可调延迟单元，所述可调延迟单元包括第一反相器和第二反相器；其中，

所述第一反相器的输入端与所述比较器的输出端连接，所述第一反相器的输出端与所述第二反相器的输入端连接，所述第二反相器的输出端分别与所述第一开关器件的控制端和所述输出反相器的输入端连接；

所述第一反相器为宽长比可调的反相器。

3. 根据权利要求1所述的高精度RC振荡器，其特征在于，所述RC振荡器进一步包括修调单元，所述修调单元包括修调电阻；其中，所述修调电阻的一端与所述基准恒流源的输出端连接，另一端与所述基准电阻的一端连接。

4. 根据权利要求3所述的高精度RC振荡器，其特征在于，所述修调电阻为熔丝电阻。

5. 根据权利要求3所述的高精度RC振荡器，其特征在于，所述修调单元进一步包括第一可调恒流源和第二可调恒流源；其中，所述第一可调恒流源的输出端与所述第一恒流源的输出端连接，所述第二可调恒流源的输出端与所述第二恒流源的输出端连接。

6. 根据权利要求1-5任一项所述的高精度RC振荡器，其特征在于，

所述第一开关器件为N沟道MOS管，所述N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为所述第一开关器件的控制端、输入端和输出端；

所述第二开关器件为N沟道MOS管，所述N沟道MOS管的栅极、漏极和源极分别为所述第二开关器件的控制端、输入端和输出端。

7. 一种使用权利要求1-6任一项所述的高精度RC振荡器的遥控器，其特征在于，包括遥控器芯片和红外发射管；其中

所述遥控器芯片的输出端与所述红外发射管的负极连接用以向所述红外发射管提供输出信号以作为驱动电信号，所述红外发射管基于所述驱动电信号发射红外遥控信号；

所述RC振荡器集成在所述遥控器芯片中。

8. 根据权利要求7所述的遥控器，其特征在于，所述遥控器芯片包括驱动单元，所述驱动单元的输入端接收所述遥控器芯片的所述输出信号，所述驱动单元的输出端与所述遥控器芯片的输出端连接，用以将所述输出信号转换成所述驱动电信号并输出至所述遥控器芯片的输出端；其中，

所述驱动单元包括驱动反相器和驱动MOS管；其中，驱动反相器的输入端接收所述遥控器芯片的输出信号，输出端与所述驱动MOS管的栅极连接；所述驱动MOS管的漏极与所述遥控器芯片的输出端连接，源极接地；

所述驱动反相器具有用以延长所述遥控器芯片的输出端的打开和关闭时间的宽长比。

9. 根据权利要求8所述的遥控器，其特征在于，当采用单晶单铝工艺制备所述遥控器芯片时，所述驱动反相器的宽长比小于所述标准宽长比。

10. 根据权利要求8所述的遥控器，其特征在于，当采用铝栅工艺制备所述遥控器芯片时，所述驱动反相器的宽长比是所述标准宽长比的0.5～5倍。

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