CN103973145B - 用于控制逆变器系统中的环流的装置和方法 - Google Patents

用于控制逆变器系统中的环流的装置和方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于控制逆变器系统中的环流的装置和方法。公开了提供多相电源的电力转换系统，多相电源包括该多相电源中的每一相的相电压。所述系统包括基于PWM控制信号产生PWM输出电压的多个逆变器。多个电感组件被配置为接收PWM输出电压以产生相电压。PWM输出电压引起流经电感组件的环流。电压控制器被采用，其响应于相电压而产生对应于该相电压的电压调制信号。多个电流共享通道分别与多个电感组件中的每个关联，并被配置为响应于环流流动而产生电流共享调制信号。基于通过组合电流共享调制信号和电压调制信号而获得的调制信号来产生PWM控制信号。

Description

用于控制逆变器系统中的环流的装置和方法
背景技术
电力转换器用于飞行器电力系统以及其它装置的电力系统中。目前商用飞行器上的电力系统主要由400Hz、三相115V或230V的AC电源提供。电力系统可以包括一个或更多个可替换的低压DC电源，例如燃料电池堆或蓄电池，其向脉冲宽度调制（PWM）电力转换系统提供输入电力。多相电压输出如三相电压可以被提供给飞行器电力分配系统，该电力分配系统向下游分配系统提供电力。下游分配系统可以具有各种类型的负载，包括但不限于：三相、单相或带有DC负载的另一转换系统等。
然而，对飞行器应用来说，许多电力转换器没有被充分地优化。这样的电力转换器可能是庞大且沉重的，增加了飞行器的重量并限制了其它飞行器组件的可用体积。为解决该问题，电力转换器可以包含并行或交错的逆变器。通过使用并行或交错的逆变器，转换系统可以在使用更低等级的器件的同时实现更高的功率，因此也实现了更高的效率、更高的功率密度（以kW/kg测量）以及重量和体积节省。此外，与非交错转换器相比，交错转换器提高了谐波降低。然而，这样的转换器系统可能产生环流，该环流可能使性能衰退或造成故障，甚至达到损坏连接到电力总线的用户设备的程度。
在采用并行或交错的逆变器的电力转换器中，逆变器输出可以连接到电感组件来限制环流。然而，电感组件在低频环流中通常不能良好地工作。低频环流可造成电感组件的芯的饱和。芯的饱和可能降低电力转换器的性能并使转换系统失效。
同样在电力转换器的设计中，可能需要大型磁化电感来减少芯损耗并更好地限制高频环流。然而，这可能需要先进而准确的系统参数知识，这使得设计过程复杂且费时。例如，当需要大型磁化电感时，控制系统设计的复杂度可能由给定磁芯的磁通量上所减少的裕度引起。
因此，存在至少两个与电力转换系统关联的问题。当与高瞬态负载一起使用时，它们可能遇到性能降低的问题。而且，设计过程可能复杂且费时。
发明内容
本发明公开了电力转换系统，其提供多相电源，包括多相电源的每一相的相电压。该系统包括基于PWM控制信号产生PWM输出电压的多个逆变器。多个电感组件被配置为接收PWM输出电压以产生相电压。PWM输出电压使得环流流经电感组件。电压控制器被采用，其响应于相电压而产生对应于该相电压的电压调制信号。多个电流共享通道分别与多个电感组件中的每个相关联，并被配置为响应于环流流动而产生电流共享调制信号。基于通过组合电流共享调制信号和电压调制信号而获得的调制信号来产生PWM控制信号。
此外，本发明包括依据下列条款的实施例：
条款1.一种电力转换系统，其被配置为提供具有相电压的多相电源，所述相电压分别与多相电源中的每一相关联，该电力转换系统包括：
被配置为响应于PWM控制信号而产生每个相电压的PWM输出电压的多个逆变器；
被配置为接收PWM输出电压以产生相电压的多个电感组件，其中PWM输出电压引起多个环流在多个电感组件中流动；
响应以便产生每个相电压的电压调制信号的电压控制器；
分别与多个电感组件中的每个关联的多个电流共享通道，其中多个电流共享通道被配置为响应于多个环流流动而产生电流共享调制信号；以及
被配置为响应于调制信号而产生PWM控制信号的载波参考电路，其中调制信号通过组合电流共享调制信号和电压调制信号而获得。
条款2.根据条款1所述的电力转换系统，其中电感组件是多个单元间变压器（inter-cell transformer）。
条款3.根据条款1所述的电力转换系统，其中电感组件是多个电感器。
条款4.根据条款2所述的电力转换系统，其中多个逆变器包括第一和第二逆变器，并且其中第一和第二逆变器产生交错的三相PWM输出电压。
条款5.根据条款4所述的电力转换系统，其中多个单元间变压器被配置为利用来自第一和第二逆变器的交错的三相PWM输出电压提供三相供电电压。
条款6.根据条款所述的电力转换系统，其中第一和第二逆变器中的每个还提供中线相电压。
条款7.根据条款1所述的电力转换系统，还包括具有多个电流传感器的电流感测电路，所述电流传感器被配置为向多个电感组件中的每个的电流共享通道提供环流信号。
条款8.根据条款1所述的电力转换系统，其中电流共享通道包括谐振基频控制器，其具有的中心频率接近相电压的基频。
条款9.根据条款1所述的电力转换系统，其中电流共享通道具有通常对应于下列公式的频率变换响应。
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了低频滤波器的带宽，Δωf限定了基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了低频滤波器和基频滤波器的通带幅值，Kl和Kf分别限定了低频滤波器和基频滤波器的峰值增益，而Cph(s)是围绕基频提供相位补偿的相位延迟补偿器。
条款10.根据条款1所述的电力转换系统，还包括被配置为向多个逆变器提供输入电力的DC电源，其中多个逆变器共用共同的DC总线。
条款11.一种用于电力转换系统的控制系统，其包括：
响应于三相电压信号而产生对应的电压调制信号的电压控制器；
响应于来自多个电感组件的多个环流的电流共享通道，其中电感组件与三相电压信号的相应相关联，其中电流共享通道利用来自多个电感组件的多个环流产生分别与三相电压信号中的每相关联的电流共享调制信号；以及
多个组合器电路，其中每个组合器电路与三相电压信号中的一相关联，并且其中组合器电路分别组合与三相电压信号中的每相关联的电压调制信号和电流共享调制信号，从而产生PWM控制信号。
条款12.根据条款11所述的控制系统，其中电流共享通道被配置为从多个单元间变压器接收环流。
条款13.根据条款11所述的控制系统，其中电流共享通道被配置为从多个电感器接收环流。
条款14.根据条款12所述的控制系统，其中电流共享通道包括谐振频率控制器，所述谐振频率控制器具有的中心频率接近三相电压信号中的每相的基频。
条款15.根据条款13所述的控制系统，其中每个电流共享通道具有通常对应于下列公式的频率变换响应：
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了低频滤波器的带宽，Δωf限定了基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了低频滤波器和基频滤波器的通带的幅度，Kl和Kf分别限定了低频滤波器和基频滤波器的峰值增益，而Cph(s)是围绕基频提供相位补偿的相位延迟补偿器。
条款16.一种被配置为供应多相电源的电力转换系统，所述多相电源具有分别与多相电源的每相关联的相电压，该电力转换系统包括：
PWM驱动电路；
多个逆变器，其具有的输入端耦合到PWM驱动电路；
耦合到多个逆变器的PWM电压输出端的多个电感组件；
耦合到多个电感组件的输出端的多个电源输出终端；
耦合到多个电感组件的多个电流传感器；
耦合到多个电感组件的电压控制器；
耦合到多个电流传感器的电流共享系统；
耦合到电压控制器的输出端并耦合到电流共享系统的输出端的组合器电路；以及
耦合到组合器电路的驱动电路。
条款17.根据条款16所述的电力转换系统，其中多个电感组件包括单元间变压器。
条款18.根据条款16所述的电力转换系统，其中多个电感组件包括电感器。
条款19.根据条款17所述的电力转换系统，其中多个电流传感器耦合到单元间变压器以提供对应于流经每个单元间变压器的环流的两倍的信号。
条款20.根据条款16所述的电力转换系统，其中电流共享系统包括成对排列的多个电流共享控制器，其中多个电流共享控制器中的每对均耦合到相应的电流传感器。
条款21.根据条款20所述的电力转换系统，其中每对电流共享控制器中的每个电流共享控制器包括谐振控制器，该谐振控制器具有的中心频率接近多个电源终端处的电压的基频。
条款22.根据条款16所述的电力转换系统，其还包括耦合到多个逆变器的DC电源，其中多个逆变器耦合到共同的DC总线。
条款23.一种用于控制多相电力转换系统的方法，该方法包括：
响应于多相电源的每个相电压而产生电压调制信号；
检测流经多个单元间变压器的环流，多个单元间变压器中的每个均与相应的相电压关联；
依据产生对应于环流的电流共享调制信号来将控制器应用于所检测的环流；
组合电压调制信号和电流共享调制信号，从而产生PWM控制信号。
条款24.根据条款23所述的方法，其中应用控制器包括在接近多相电源的每一相的基频的中心频率处应用谐振控制器。
条款25.根据条款23所述的方法，其中应用控制器包括应用具有通常对应于下列公式的频率变换响应的控制器：
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了低频滤波器的带宽，Δωf限定了基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了低频滤波器和基频滤波器的通带的幅度，Kl和Kf分别限定了低频滤波器和基频滤波器的峰值增益，而Cph(s)是围绕基频提供相位补偿的相位延迟补偿器。
所讨论的特征、功能和优势能够在各种实施例中独立实现或者可以在其它实施例中被组合，参考下列描述和附图可以看到其进一步的细节。
附图说明
图1是使用单元间变压器作为电感组件的电力转换系统的框图。
图2描述了可以将图1的单元间变压器耦合在电力转换系统内的一种方式。
图3描述了可以在图1的电力转换系统中采用的电压控制系统。
图4描述了执行序列分解的一种方式。
图5描述了被配置为执行图4所示的序列分解的算法。
图6描述了可以在图1的电力转换系统中采用的电流共享通道。
图7a-图7c是电流共享控制器的一个示例的波特图。
图8描述了各种信号处理操作发生在数字信号处理器（DSP）中的电力转换系统。
图9示出了用于控制电力转换系统的方法。
图10a-图10c是与没有实施结合图1-图9中的一个或更多所示并描述的类型的控制系统的电力转换系统的电压相关联的示例性信号图。
图11a-图11c是与具有结合图1-图9中的一个或更多所示并描述的类型的控制系统的电力转换系统的电压相关联的示例性信号图。
图12是描述了如何可以将电力转换系统并入到飞行器的设计和操作的背景中的流程图。
图13是描述了并入电力转换系统的飞行器的框图。
具体实施方式
图1是电力转换系统100的框图。电力转换系统100包括电力驱动部分105和控制系统110。电力转换系统100为负载115提供多相电源。虽然下列实施例是在供应相位彼此相差大约120°的三个电压的三相逆变器系统的背景中描述的，但这些实施例也可以被扩展到具有多于三相或少于三相的逆变器系统。
示例性电力驱动部分
电力驱动部分105包括多个逆变器，每个逆变器具有多个PWM输出电压。每个逆变器提供的PWM输出电压的数目至少与用来驱动负载115的相的数目一样多。
在图1的示例性电力转换系统100中，电力驱动部分105包括第一逆变器120和第二逆变器125，该第一逆变器120和第二逆变器125从DC源127接收DC电力。第一逆变器120和第二逆变器125共用DC源127的共同的DC总线。
第一逆变器120提供第一PWM输出电压Vinva1，第二PWM输出电压Vinvb1和第三PWM输出电压Vinvc1。类似地，第二逆变器125提供第一PWM输出Vinva2，第二PWM输出电压Vinvb2和第三PWM输出电压Vinvc2。PWM输出电压是交错的。
该示例的电力转换系统100被配置作为四桥臂系统。因此，第一逆变器120和第二逆变器125中的每个均包括中线PWM输出电压。更具体地，第一逆变器120提供第一中线PWM输出电压Vinvn1，第二逆变器125提供第二中线PWM输出电压Vinvn2。这样的三相四桥臂逆变器可以用来将每相输出上的期望的正弦输出电压波形保持在承载条件和瞬态的期望范围内。电力转换系统100不需要被配置为这样的四桥臂系统，但是将在该架构的背景中对其进行讨论。
电力驱动部分105也包括多个电感组件。电感组件可以具有电感器或单元间变压器的形式。为了描述示例性电力转换系统100的目的，将单元间变压器用作电感组件。然而，根据系统设计参数，可以用电感器代替图1的单元间变压器。
在图1中，第一单元间变压器175被耦合以便从第一逆变器120接收第一PWM输出电压Vinva1并从第二逆变器125接收第一PWM输出电压Vinva2。第二单元间变压器180被耦合以便接收第二PWM输出电压Vinvb1和第二PWM输出电压Vinvb2。第三单元间变压器185被耦合以便接收第三PWM输出电压Vinvc1和第三PWM输出电压Vinvc2。第四单元间变压器190被耦合以便接收中线PWM输出电压Vinvn1和中线PWM输出电压Vinvn2。
图2示出了单元间变压器可以与电力驱动部分105耦合的一种方式。如图所示，第一逆变器120和第二逆变器125的输出终端连接到第一单元间变压器175、第二单元间变压器180、第三单元间变压器185和第四单元间变压器190的相应的终端。单元间变压器的圆点示出该变压器绕组的耦合配置。该示例的单元间变压器被配置为差分模式的电感器。当磁化电感被用来限制环流时，漏电感被用作分别与每个电压相位关联的输出LC滤波器的电感。当单元间变压器使用高磁导率磁芯时，获得高磁化电感。因此，可以实现小环流和高效率。
返回到图1，逆变器120和125的并行操作导致每个单元间变压器中的环流。在该示例中，流过第一单元间变压器175的环流是输送第一PWM输出电压Vinva1的终端和输送第一PWM输出电压Vinva2的终端之间的电流差（Ia1-Ia2）。流过第二单元间变压器180的环流是输送第二PWM输出电压Vinvb1的终端和输送第二PWM输出电压Vinvb2的终端之间的电流差（Ib1-Ib2）。流过第三单元间变压器185的环流是输送第三PWM输出电压Vinvc1的终端和输送第三PWM输出电压Vinvc2的终端之间的电流差（Ic1-Ic2）。流过第四单元间变压器190的环流是输送中线PWM输出电压Vinvn1的终端和输送中线PWM输出电压Vinvn2的终端之间的差（In1-In2）。
单元间变压器的输出被提供给电流感测电路195。虽然电流感测电路195被示为在单元间变压器的输出处，但其可以被可替换地放置以监控单元间变压器的输入端处的电流。
电流感测电路195可以包括多个电流传感器，每个电流传感器分别与电压相位关联。这里，每个单元间变压器包括两个输出终端。每个单元间变压器的两个输出终端在以相反的方向经过霍尔效应电流传感器而合并于耦合的节点处以向负载提供多相电源之前，所述每个单元间变压器的两个输出终端被耦合到相应的霍尔效应电流传感器。以此方式，得到每个单元间变压器的两个输出电流之间的电流差或环流。
在图1和图2中，第一电流传感器200耦合到第一单元间变压器175的输出终端，其中在节点205处向负载115提供第一相供电电压VA。第二电流传感器210耦合到第二单元间变压器180的输出终端，其中在节点215处向负载115提供第二相供电电压VB。第三电流传感器220耦合到第三单元间变压器185的输出终端，其中在节点225处向负载115提供第三相供电电压VC。第四电流传感器230耦合到第四单元间变压器190的输出终端，其中在节点235处向负载115提供中线相电压Vn。由此，向负载115提供三相供电电压（VA、VB、VC）。
单元间变压器抑制高频环流。低频环流穿过每个单元间变压器并被电流感测电路195感测，以便进行低频环流控制。
电容器耦合到向负载115输送电压的每个节点。每个电压供电相的相应的电容器和对应于单元间变压器的电感可以被用作电压供电相的滤波器。在图2中，第一电容器240耦合到节点205，并与第一单元间变压器175和第四单元间变压器190的漏电感形成滤波器，从而过滤输出相电压VA。第二电容器245耦合到节点215，并与第二单元间变压器180和第四单元间变压器190的漏电感形成滤波器，从而过滤输出相电压VB。第三电容器250耦合到节点225，并与第三单元间变压器185和第四单元间变压器190的漏电感形成滤波器，从而过滤输出相电压VC。
电力驱动部分105也可以包括电压感测电路263。如图2所示，电压感测电路263包括横跨电容器240、245和250放置以监测供电电压VA、VB和VC相对于Vn的幅值的多个分压器。分压信号被提供给电力控制系统110。在该示例中，分压器包括横跨每个电容器连接的电阻器。
电力驱动部分105可以包括分别与电流感测电路195和电压感测电路263关联的低通滤波器。在图1的示例中，低通滤波器300被耦合以便沿电流感测总线305从电流感测电路195接收信号。低通滤波器310从电压感测电路263接收电压并沿电压感测总线315提供输出电压Van、Vbn和Vcn。
控制系统
再次参考图1，控制系统110被耦合以便从电压感测总线315上接收电压信号Van、Vbn、Vcn，从而提供给电压控制系统325。控制系统110也被耦合以便从电流感测电路195接收信号，从而提供给多个电流共享通道330。电流共享通道330的输出和电压控制系统325的输出被提供给多个组合器340。组合器340的输出是调制信号，该调制信号通过将电流共享通道330产生的电流共享调制信号和电压控制系统325产生的电压控制信号进行组合而得到。提供这些调制信号以便与载波参考345和载波参考350处的载波参考信号进行比较。载波参考345为门驱动器360产生PWM控制信号355，门驱动器360向第一逆变器120提供门驱动信号365。以类似的方式，载波参考350为门驱动器360产生PWM控制信号370，门驱动器360向第二逆变器125提供门驱动信号375。
示例性电压控制系统
图3中示出了示例性电压控制系统325。在该示例中，电压信号Van、Vbn、Vcn被提供给模数转换器398，模数转换器398将收到的电压信号转换为数字信号总线327上的数字信号va、vb和vc。数字信号总线327上的数字信号被提供给序列分解器400。序列分解器400产生的信号被提供给abc-dq变换器405的输入端。abc-dq变换器405将其输入端的数字信号变换为可以在dq坐标系中操纵的数字信号。该示例中的这种操纵由电压控制器410执行，该电压控制器410从abc-dq变换器405接收dq信号。电压控制器410在来自abc-dq变换器405的dq信号上执行操作，从而产生相应的dq输出信号到dq-abc变换器415。电压调制信号确定器420在来自dq-abc变换器415的abc信号上操作，从而产生数字信号总线425上的相应的电压调制信号Vam、Vbm、Vcm、Vnm。
示例性序列分解器
正如所提到的，数字信号总线327上的数字电压信号被序列分解器400分解为正、负以及零序列。如果负载115是非平衡的，则三相电压和电流可能在dq坐标系中振荡。因此，可能希望将不平衡的电压和/或电流分解为三个对称的三相系。如何在任意一般的三相系中完成该分解的一般示例由下列公式表示：
其中是三相电压和/或电流输出的正序列向量， 是负序列向量，而是零序列向量。向量对应于三相电压和/或电流向量。
可以利用下列公式来得到正、负和零序列：
其中a=ej2π/3。
假设则 在图4中以图形化的形式对该序列分解进行了描述，并且其适于电力转换系统100。
为得到电压和/或电流的向量形式，通过在三相电压和/或电流时域信号上执行四分之一的基本循环延迟来得到该向量的虚部。图5中描述了示出被配置为执行以上数学操作的该序列分解算法的一种实施方式的框图。
abc/dq变换的示例
直接正交零(dq)变换是用来简化三相电路分析的数学变换。在平衡的三相电路的情况下，dq变换的应用将三个AC量减少为两个DC量。然后，在执行逆变换以恢复修改的三相AC结果之前，可以在这些虚构的DC量上进行简化的计算。因此，dq变换操作可以简化由电压控制系统325执行的计算。
应用于三相电压的dq变换的一个示例在这里以矩阵形式示出：
该变换由abc-dq变换器405在接收到的电压上执行。该变换的逆变换由dq-abc变换器415执行。该逆变换为：
示例性电压控制器
电压控制器410可以在从abc-dq变换器405接收的dq信号上执行比例积分（PI）操作。为此，电压控制器410可以包含PI控制器，该PI控制器具有下列频率响应：
在某些应用中，可以对PI控制器进行修改，从而既满足系统稳定性又满足动态响应需求。因此，可以使用具有两个极点的“两极点控制器”。更具体地，两极点控制器可以具有下列频率响应：
这样的两极点控制器可以为电压控制器410提供比第一示例中的PI控制器更高的带宽和更高的幅值/相位裕度。
在该两极点控制器中，ωv2被选择为低于系统电压控制幅值波特图的过冲频率（overshoot frequency），以提供高阻尼，从而确保系统的高幅值裕度。ωv1的值被选择以获得电压控制系统的期望的相位裕度（在这里描述的三相系统中为60度），而Kv被选择为系统鲁棒性和带宽（响应速度）之间的权衡。Kp和Ki的值确定传递函数的增益和零点。增益被选择为系统鲁棒性和带宽（响应速度）之间的权衡。零点被选择以获得期望的相位裕度。
电流共享通道的示例
图6中描述了电流共享通道330的示例。如图所示，在总线413的分离的线路上接收四个差分数字环流信号。每个差分环流分别与每个单元间变压器关联，并被提供至相应的电流共享通道330。为了简化，只描述了与第一单元间变压器175的环流（Ia1-Ia2）相关联的电流共享通道330。与第二单元间变压器180、第三单元间变压器185以及第四单元间变压器190相关联的其余的电流共享通道330具有相同的结构。不同电压相位的电流共享通道330中的两个或更多个可以大致并发的方式并行操作。
总线413上对应于环流信号（Ia1-Ia2）的数字信号被提供到第一放大器430的输入和第二放大器435的输入。第一放大器430用因子-0.5乘以环流信号，而第二放大器435用因子+0.05乘以环流信号。第一放大器430的输出被提供到第一电流共享控制器440的输入，并且第二放大器435的输出被提供到第二电流共享控制器445的输入。第一电流共享控制器440的输出450被提供到第一组合器455的输入，并且第二电流共享控制器445的输出460被提供到第二组合器465的输入。输出端450上的信号对应于由电流共享控制器440产生的电流调制信号。输出端460上的信号对应于由第二电流共享控制器445产生的电流调制信号。放大器430和435将电流调制信号设置为彼此异相。
除电流调制信号之外，每个电流共享通道330还从总线425接收三相电压的指定相位的相应的电压调制信号。对于第一单元间变压器175的环流（Ia1-Ia2），相应的电压调制信号Vam被提供到第一组合器455的输入和第二组合器465的输入。第一组合器455在输出470处提供对应于由电流共享控制器440产生的电流调制信号和由电压控制系统325产生的电压调制信号Vam的总和的第一调制信号。第二组合器465在输出475处产生对应于由第二电流共享控制器445产生的电流调制信号和由电压控制系统325产生的电压调制信号Vam的总和的第二调制信号。可以将输出470处的调制信号提供给载波参考电路345，以便与相应的载波信号进行比较，从而产生用于控制第一逆变器120的第一PWM输出电压Vinva1的PWM控制信号355。可以将输出475处的调制信号提供给载波参考电路350，以便与对应的载波信号进行比较，从而产生用于控制第二逆变器125的第一PWM输出电压Vinva2的PWM控制信号370。在每个实例中，PWM控制信号被提供给到相应的逆变器的门驱动器360。
电流共享控制器的示例
电流共享控制器440（C(s)）的结构的一个示例在下列公式中进行示例性说明：
其中
这里，ωl限定了低频谐振滤波器的中心频率，ωf限定了谐振基频滤波器的中心频率，Δωl限定了谐振低频滤波器的带宽，Δωf限定了谐振基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了谐振低频滤波器和谐振基频滤波器的通带幅值，Kl和Kf分别限定了谐振低频滤波器和谐振基频滤波器的峰值增益，而Cph(s)是围绕基频提供相位补偿的相位延迟补偿器。谐振基频控制器具有的中心频率接近多相（三相）电压的每相的供电电压的基频。也可以认为每个电流共享通道330相对于相应的电流共享控制器具有相同的频率响应。
kp和ki的值确定传递函数的增益和零点。基于期望的系统鲁棒性选择所述数值。对kp和ki的值进行选择以确保C(s)的“DC”部分的低截止频率，从而实现期望的系统鲁棒性。
在以400Hz工作的三相电力系统中，数值400Hz被指定为相应于基频的ωf的值。ωl的值被选择为使得其处于低频，例如在从大约1Hz到20Hz的范围中。相比于Δωf，Δωl的值应当是相对大的数，而Δωf应当是较小的数。Kl0和Kf0的值被选择以获得C(s)的“低频”和“基频”部分的非通频带中的单位增益。Kl和Kf的值被选择以在低频和基频谐振控制器的中心频率处获得高峰值，同时也可以考虑Δωl和Δωf、Kl0和Kf0对这些值的影响。为此，增加Kl和Kf将具有与增加Δωl和Δωf（增加低频和基频谐振控制器的通带带宽）或增加Kl0和Kf0（增加低频和基频谐振控制器的非通带带宽的增益）相似的效果。
基于由电流感测电路引起的相位延迟选择相位延迟补偿器Cph(s)的参数。例如，电流感测电路可以引起10-100微秒的时间延迟，其等于400Hz的基频下的1.44°-14.4°。因此，相位延迟补偿器Cph(s)在基频ωfassists下补偿20-30度相位延迟，以确保系统稳定性。
C(s)的“DC”部分的较低的截止频率帮助提供系统稳定性。限定C(s)的低频谐振滤波器的中心频率的ωl可以被选择为使得其位于“DC”部分的截止频率和ωf的值400Hz之间的范围内。例如，ωl可以在1Hz到20Hz的范围内，具有在大约10Hz到30Hz之间的范围中的通带带宽。如上所述，C(s)的“基频”部分的中心频率为400Hz，并且可以具有非常小的通带带宽。应当相位延迟补偿器Cph(s)在400Hz下的相位角应该被选择为补偿由电流感测电路造成的时间延迟，并且在截止频率之前的幅值应当尽可能地接近一致。
利用上述指导，三相系统的一个实施例的C(s)的值为：
其中
图7a-图7c是电流共享控制器440（C(s)）的波特图。图7a示出了与每个电流共享控制器相关联的频率和相位响应，其中上面的图示485在S-平面坐标系中，并示出了电流共享控制器的幅频响应，而图示490是电流共享控制器440的相位响应。在该示例中，495处示出了DC滤波器的频率和相位响应。500处示出了低频谐振滤波器的频率和相位响应。505处示出了谐振基频滤波器的频率和相位响应。
图7b示出了与相位延迟补偿器Cph相关联的频率和相位响应。更具体地，上面的图示510示出了515处的频率响应的幅值，而图示520示出了525处的相位响应。
图7c是示出了电流共享控制器的总体复合频率和相位响应的图示，包括相位延迟补偿器的总体复合频率和相位响应。更具体地，上面的图示525示出了复合幅频响应，而下面的图示530示出了复合相位响应。如描述的，在图示525所示的响应中，在用来驱动负载的电压信号的基频处存在峰值535。因此，电流共享控制器被设计用于飞行器，因此总体响应的峰值535出现在大约400Hz的频率处。复合相位也在接近基频处的537处示出了峰值相移。
数字信号处理器（DSP）实施方式
图8描述了各种信号处理操作发生在DSP600中的电力转换系统100。在电力转换系统100中，在操作605处，三相输出电压被提供给负载，并且在将信号提供给DSP600的模数转换器（未示出）以便在数字域中处理之前，在电压感测操作610处感测这些输出电压，并且可以在滤波操作615处发生可选的低通滤波。
一旦感测的电压被转换为数字信号，则其将进行序列分解操作620。序列分解操作620包括将数字信号划分为正、负和零序列。以上结合图3的序列分解器400对该操作进行了描述。
每个正、负和零序列都要进行独立的abc-dq变换。在该示例中，正序列进行在abc-dq变换器625处执行的变换操作。负序列进行在abc-dq变换器630处执行的变换操作。零序列进行在abc-dq变换器635处执行的变换操作。
每个abc-dq变换器625、630和635的d轴和q轴输出均被提供给在dq域中操作的两个电压控制器。在所描述的示例中，dq信号被提供给多个两极点控制器640中的相应的一个。由两极点控制器640执行的操作可以是以上结合图3的电压控制器410中使用的PI控制器所描述的那些操作。
两极点控制器640的输出进行步骤645处的dq-abc变换操作。产生的abc信号与所产生的三个输出供电电压的每一电压相位的调制信号结合使用。abc信号被直接提供给过调制模块650，以便于过调制技术的执行。过调制技术可以是若干这样的技术中的任意技术。
在被过调制模块650处理之前，中线桥臂电压的abc变换被提供给中线桥臂调制信号发生器655。在过调制模块650的输出处提供的信号对应于以上结合图1、图3和图6描述的电压控制系统325的电压调制信号。
多个单元间变压器660被用来响应于从第一逆变器120和第二逆变器125接收的PWM电力信号而向负载提供三相输出供电电压。对应于流经多个单元间变压器660中的每个单元间变压器的环流的信号位于电流感测总线305上，以用于DSP600内的模数转换。可以图1和图2所示的方式完成环流感测。在经过DSP600内的模数变换之前，电流感测总线305上的信号被可选地提供给低通滤波器300。因为环流包含双倍的开关频率信号并且由于数字控制器的采样频率可能是有限的，因此可能需要严格控制数字控制器的采样事件计时。例如，采样计时可以在PWM载波信号的峰值处被触发，从而避免将伪基频（fake fundamentalfrequency）分量引入到采样的环流中。
在图8中，仅示出了单个电流共享通道330。然而，DSP600执行多个电流共享通道330的操作，每个电流共享通道330分别与多个单元间变压器660中的至少一个对应的单元间变压器相关联。
电流调制信号沿路径670被提供给数字化实施的组合器电路340的输入，在此该电流调制信号与对应的电压调制信号相组合，从而为三相电压中的每相产生一对调制信号。如图8所示，第一多个调制信号675被从组合器电路340提供至载波参考电路345，而第二多个调制信号680被从组合器电路340提供至载波参考电路350。载波参考电路345的输出被用作PWM控制信号355，以便控制第一逆变器120的操作（门驱动器360未示出）。载波参考电路350的输出被用作PWM控制信号370，以便控制第二逆变器125的操作（门驱动器360未示出）。
示例性控制方法
图9示出用于控制电力转换系统的方法700。如图所示，3相电压在705中被测量并在707中被提供至可选低通滤波器。在710中，低通滤波器的模拟输出被转换为数字信号，该数字信号随后在713中经历序列分解。在715中，在dq坐标系内的分解的信号上执行电压控制算法。在717中，电压控制算法的输出被转换为abc坐标。在720中，所产生的abc信号被用来产生电压调制信号。
与705至720所示的操作并行，方法700进行有关流经单元间变压器的环流的操作。在723中，环流被测量并在725中经历可选的低通滤波器操作。在727中，过滤的模拟信号被转换为数字信号。在730中，环流的数字值被传送至电流共享控制器。在735中，电流共享控制器执行多个操作。其中，电流共享控制器运用DC截止滤波器、低通谐振滤波器和基频谐振滤波器来产生电流共享调制信号。在740中，来自720的电压调制信号和来自735的电流共享调制信号被用来产生PWM控制信号。该PWM控制信号被提供至门驱动器电路，该门驱动器电路将开关电压提供给电力转换系统中所使用的逆变器。
示例性仿真
图10a-10b是与没有实施上述控制方案的电力转换系统的电压（Vinva1,Vinvb1,Vinvc1和Vinva2,Vinvb2,Vinvc2）相关联的示例性信号图。在图10a中，相电流750对应于由于来自逆变器120的电压输出Vinva1，Vinvb1，Vinvc1而产生的电流。相电流755对应于由于来自第二逆变器125的电压输出Vinva2，Vinvb2，Vinvc2而产生的电流。所产生的流过相应的单元间变压器175、180和185的环流760具有低频分量，该低频分量与基频相比随时间缓慢变化。这导致单元间变压器175、180和185的磁芯的磁通量765（图10c）的相应的大的变化，这使得单元间变压器的磁芯遭受潜在饱和并限制了用高磁导率芯材设计单元间变压器的能力。
将类似的分析应用于与中线电压Vn信号相关联的电流，该电流如图10b所示。更具体地，相电流770对应于由于来自第一逆变器120的电压输出Vinvn1而产生的电流，而相电流775对应于由于来自第二逆变器125的电压Vinvn2而产生的电流。所产生的流过第四单元间变压器190的环流780具有随时间缓慢变化的低频分量。这导致第四单元间变压器190的磁通量785（图10c）的相应的大的变化，该变化使得第四单元间变压器190的磁芯遭受潜在的饱和并限制第四单元间变压器190中高磁导率芯材的使用。
图11a-11b是与具有上述控制方案的电力转换系统100的电压（Vinva1,Vinvb1,Vinvc1和Vinva2,Vinvb2,Vinvc2）相关联的示例性信号图。在图11a中，相电流800对应于由于来自第一逆变器120的电压Vinva1，Vinvb1，Vinvc1而产生的电流，而相电流805对应于由于来自第二逆变器125的电压Vinva2，Vinvb2，Vinvc2而产生的电流。如图所示，图10a-10b中的低频分量从产生的通过相应的单元间变压器175、180和185的环流810中消失。结果，在这些单元间变压器的磁通量815（图11c）中相对不存在低频变化，并且可以使用高磁导率芯材来设计这些单元间变压器。
将类似的分析应用于电力转换系统100的中线电压Vn。在图11b中，相电流820对应于由于来自第一逆变器120的电压Vinvn1而产生的电流，而相电流825对应于由于来自第二逆变器125的电压Vinvn2而产生的电流。如图所示，图10b-10c中的低频分量自产生的通过第四单元间变压器190的环流830中消失。结果，在第四单元间变压器190的磁通量835（图11c）中相对不存在低频变化，并且可以使用高磁导率芯材来设计该单元间变压器。
示例性仿真
电力转换系统100的实施例可以被用于广泛的各种应用中。图12描述了电力转换系统100如何被并入到示例性方法1000的环境中。图13描述了电力转换系统100如何可以被并入到飞行器1005中。在预生产期间，示例性方法1000可以包括飞行器1005的规范和设计1010以及材料采购1015。在生产期间，进行飞行器1005的组件和子配件制造1020以及系统整合1025。其后，飞行器1005可以经过认证和交付1030以便投入使用1035。当由用户使用时，安排飞行器1005进行日常维修和维护1040（其也可以包括电力转换系统100的改装、重新配置、翻新等）。
示例性方法1000中的每项操作都可以由系统集成商、第三方和/或运营商（例如，客户）执行或实施。为了本说明书的目的，系统集成商可以包括但不限于任意数量的飞机制造商和主要系统分包商；第三方可以包括但不限于任意数量的承包商、分包商以及供应商；而运营商可以是航空公司、租赁公司、军事单位、服务组织等。
如图13所示，由示例性方法1000生产的飞行器1005可以包括具有多个高水平系统1045和内部结构1050的机身1043。高水平系统1045的示例包括推进系统1055、电气系统1060、液压系统1065和环境系统1070中的一个或更多个。电气系统1060可以包括一个或更多所公开类型的电力转换系统。电力转换系统100可以向飞行器1005的许多高水平系统或其它系统提供电力。此外，电力转换系统100可以被包含作为图11的方法的主题的一部分。虽然示出航空航天示例，但所描述的原理可以应用于其它行业，例如汽车工业、计算机行业等。
在示例性方法1000的任何一个或更多阶段期间可以采用这里所包含的装置和方法。例如，对应于生产过程1010的组件和子配件可以类似于飞行器1005投入使用时生产的组件或子配件的方式来组装或制造。并且，在生产阶段中可以使用一个或更多装置实施例、方法实施例或其组合，例如由此充分加快飞行器1005的装配或降低飞行器1005的成本。类似地，在飞行器投入使用时，可以使用装置实施例、方法实施例或其组合中的一个或更多个，例如但不限于用于维修和维护1040。

Claims (31)

1.一种电力转换系统(100)，其被配置为提供多相电源，该多相电源具有分别与所述多相电源中的每一相关联的相电压，所述电力转换系统(100)包括：
被配置为响应于PWM控制信号(355,370)而产生每个相电压的PWM输出电压的多个逆变器(120,125)；
被配置为接收所述PWM输出电压以产生所述相电压的多个电感组件，其中所述PWM输出电压引起在所述多个电感组件中流动的多个环流；
响应以便产生每个相电压的电压调制信号(675,680)的电压控制器(410)；
分别与所述多个电感组件中的每个关联的多个电流共享通道(330)，其中所述多个电流共享通道(330)被配置为响应于所述多个环流流动而产生电流共享调制信号(450,460)；以及
被配置为响应于调制信号而产生所述PWM控制信号(355,370)的载波参考电路(345,350)，其中通过将所述电流共享调制信号(450,460)和所述电压调制信号(675,680)进行组合而获得所述调制信号。
2.根据权利要求1所述的电力转换系统(100)，其中所述电感组件是多个单元间变压器(660)。
3.根据权利要求1所述的电力转换系统(100)，其中所述电感组件是多个电感器。
4.根据权利要求2所述的电力转换系统(100)，其中所述多个逆变器(120,125)包括第一逆变器(120)和第二逆变器(125)，并且其中所述第一逆变器(120)和所述第二逆变器(125)产生交错的三相PWM输出电压。
5.根据权利要求4所述的电力转换系统(100)，其中所述多个单元间变压器(175,180,185,190)被配置为使用来自所述第一逆变器(120)和所述第二逆变器(125)的交错的三相PWM输出电压(605)提供三相供电电压(605)。
6.根据权利要求4所述的电力转换系统(100)，其中所述第一逆变器(120)和所述第二逆变器(125)中的每个还提供中线相电压。
7.根据权利要求5所述的电力转换系统(100)，还包括具有多个电流传感器(200,210,220,230)的电流感测电路(195)，所述电流传感器被配置为向所述多个电感组件中的每个的所述电流共享通道(330)提供环流信号。
8.根据权利要求7所述的电力转换系统(100)，其中所述电流共享通道(330)包括谐振基频控制器，其具有的中心频率接近所述相电压的基频。
9.根据权利要求8所述的电力转换系统(100)，其中所述电流共享通道(330)具有通常对应于下列公式的频率变换响应：
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了所述低频滤波器的带宽，Δωf限定了所述基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了所述低频滤波器和基频滤波器的通带幅值，Kl和Kf分别限定了所述低频滤波器和基频滤波器的峰值增益，kp和ki分别限定了传递函数的增益和零点，Cph(s)是提供围绕所述基频的相位补偿的相位延迟补偿器，k是常数，而ω1和ω2分别是所述相位延迟补偿器的零点频率和极点频率。
10.根据权利要求9所述的电力转换系统(100)，还包括被配置为向所述多个逆变器提供输入电力的DC电源(127)，其中所述多个逆变器共用共同的DC总线。
11.根据权利要求10所述的电力转换系统(100)，其中所述电感组件与所述三相供电电压(605)的相应的相关联，其中所述电流共享通道(330)利用来自所述多个电感组件的所述多个环流(760,780)产生分别与所述三相供电电压(605)中的每一相关联的电流共享调制信号(450,460)；并且所述电力转换系统(100)还包括：
多个组合器电路(340)，其中每个组合器电路均与所述三相供电电压(605)中的相关联，并且其中所述组合器电路(340)将所述电压调制信号(675,680)与分别和所述三相供电电压(605)中的每一相关联的所述电流共享调制信号(450,460)进行组合，从而产生PWM控制信号(355,370)。
12.根据权利要求11所述的电力转换系统(100)，其还包括：
PWM驱动电路；
耦合到所述多个电感组件的输出的多个电源输出终端；
耦合到所述多个电感组件的多个电流传感器(200,210,220,230)；
耦合到所述多个电感组件的电压控制器(410)；
耦合到所述多个电流传感器(200,210,220,230)的电流共享系统(330)；
耦合到电压控制系统(325)的输出并耦合到所述电流共享系统(330)的输出的组合器电路(340)；以及
耦合到所述组合器电路(340)的驱动电路。
13.根据权利要求12所述的电力转换系统(100)，其中所述多个电流传感器(200,210,220,230)耦合到所述电感组件以提供对应于流经每个所述电感组件的环流(760,780)的两倍的信号。
14.根据权利要求12所述的电力转换系统(100)，其中所述电流共享系统包括成对排列的多个电流共享控制器(440,445)，其中所述多个电流共享控制器(440,445)中的每对均耦合到相应的电流传感器(200,210,220,230)。
15.根据权利要求13所述的电力转换系统(100)，其中所述电流共享系统包括成对排列的多个电流共享控制器(440,445)，其中所述多个电流共享控制器(440,445)中的每对均耦合到相应的电流传感器(200,210,220,230)。
16.根据权利要求14或15所述的电力转换系统(100)，其中每对电流共享控制器(440,445)中的每个电流共享控制器(440,445)均包括谐振控制器，所述谐振控制器具有的中心频率接近所述多个电源输出终端处的电压的基频。
17.一种用于控制多相电力转换系统(100)的方法，所述方法包括：
响应于多相电源的每个相电压而产生电压调制信号(675,680)；
检测流经多个单元间变压器(660)的环流(760,780)，所述多个单元间变压器(660)中的每个均与相应的相电压关联；
依据产生对应于所述环流(760,780)的电流共享调制信号(450,460)来将控制器(440,445)应用于检测到的环流(760,780)；以及
将电压调制信号(675,680)和电流共享调制信号(450,460)进行组合，从而产生PWM控制信号(355,370)。
18.根据权利要求17所述的方法，其中应用所述控制器包括在接近所述多相电源的每一相的基频的中心频率下应用谐振控制器。
19.根据权利要求17或18所述的方法，其中应用所述控制器包括应用具有通常对应于下列公式的频率变换响应的控制器：
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了所述低频滤波器的带宽，Δωf限定了所述基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了所述低频滤波器和基频滤波器的通带幅值，Kl和Kf分别限定了所述低频滤波器和基频滤波器的峰值增益，kp和ki分别限定了传递函数的增益和零点，Cph(s)是提供围绕所述基频的相位补偿的相位延迟补偿器，k是常数，而ω1和ω2分别是所述相位延迟补偿器的零点频率和极点频率。
20.一种用于电力转换系统的控制系统，所述控制系统包括：
响应于三相电压信号而产生对应的电压调制信号的电压控制器；
响应于来自多个电感组件的多个环流的电流共享通道，其中所述电感组件与所述三相电压信号的相应相关联，其中所述电流共享通道利用来自所述多个电感组件的所述多个环流产生分别与所述三相电压信号中的每相关联的电流共享调制信号；以及
多个组合器电路，其中每个组合器电路与所述三相电压信号中的一相关联，并且其中所述组合器电路将所述电压调制信号与分别和所述三相电压信号中的每一相关联的所述电流共享调制信号进行组合，从而产生PWM控制信号。
21.根据权利要求20所述的控制系统，其中所述电流共享通道被配置为从多个单元间变压器接收环流。
22.根据权利要求21所述的控制系统，其中所述电流共享通道被配置为从多个电感器接收环流。
23.根据权利要求21所述的控制系统，其中所述电流共享通道包括谐振频率控制器，所述谐振频率控制器具有的中心频率接近所述三相电压信号中的每相的基频。
24.根据权利要求22所述的控制系统，其中每个电流共享通道具有通常对应于下列公式的频率变换响应：
其中
其中ωl限定了低频滤波器的中心频率，ωf限定了基频滤波器的中心频率，Δωl限定了所述低频滤波器的带宽，Δωf限定了所述基频滤波器的带宽，Kl0和Kf0分别限定了所述低频滤波器和所述基频滤波器的通带幅值，Kl和Kf分别限定了所述低频滤波器和所述基频滤波器的峰值增益，kp和ki分别限定了传递函数的增益和零点，Cph(s)是提供围绕所述基频的相位补偿的相位延迟补偿器，k是常数，而ω1和ω2分别是所述相位延迟补偿器的零点频率和极点频率。
25.一种被配置为供应多相电源的电力转换系统，所述多相电源具有分别与所述多相电源的每相关联的相电压，该电力转换系统包括：
PWM驱动电路；
多个逆变器，其具有耦合到所述PWM驱动电路的输入；
耦合到所述多个逆变器的PWM电压输出的多个电感组件；
耦合到所述多个电感组件的输出的多个电源输出终端；
耦合到所述多个电感组件的多个电流传感器；
耦合到所述多个电感组件的电压控制器；
耦合到所述多个电流传感器的电流共享系统；
耦合到所述电压控制器的输出并耦合到所述电流共享系统的输出的组合器电路；以及
耦合到所述组合器电路的驱动电路。
26.根据权利要求25所述的电力转换系统，其中所述多个电感组件包括单元间变压器。
27.根据权利要求25所述的电力转换系统，其中所述多个电感组件包括电感器。
28.根据权利要求26所述的电力转换系统，其中所述多个电流传感器耦合到所述单元间变压器以提供对应于流经每个所述单元间变压器的环流的两倍的信号。
29.根据权利要求25所述的电力转换系统，其中所述电流共享系统包括成对排列的多个电流共享控制器，其中所述多个电流共享控制器中的每对均耦合到相应的电流传感器。
30.根据权利要求29所述的电力转换系统，其中每对电流共享控制器中的每个电流共享控制器包括谐振控制器，该谐振控制器具有的中心频率接近所述多个电源输出终端处的电压的基频。
31.根据权利要求25所述的电力转换系统，其还包括耦合到所述多个逆变器的DC电源，其中所述多个逆变器耦合到共同的DC总线。
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Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010033755A1 (de) * 2010-08-09 2012-02-09 Siemens Aktiengesellschaft In Leistung und Frequenz skalierbarer Umrichter
US9533638B2 (en) 2013-07-18 2017-01-03 The Boeing Company Aircraft universal power converter
US20150145462A1 (en) * 2013-11-25 2015-05-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for current auto balancing for parallel converter systems
US9401633B2 (en) 2014-01-24 2016-07-26 The Boeing Company Three-phase inverter with a repositioned choke
US9331594B2 (en) * 2014-01-24 2016-05-03 The Boeing Company Conversion system for converting direct current into alternating current
WO2015126946A1 (en) * 2014-02-19 2015-08-27 New York University Resonant inverter topology, wireless charger, and control method
CN105580264B (zh) * 2014-09-05 2018-12-21 三菱电机株式会社 电力变换系统以及电力变换装置
EP3192162A1 (en) 2014-09-12 2017-07-19 Vestas Wind Systems A/S Choke for interleaved switching
CN105790626B (zh) * 2014-12-25 2019-02-12 台达电子工业股份有限公司 谐振型功率转换电路及控制谐振型功率转换电路的方法
US10020759B2 (en) 2015-08-04 2018-07-10 The Boeing Company Parallel modular converter architecture for efficient ground electric vehicles
US10199952B2 (en) 2016-02-24 2019-02-05 The Boeing Company Quad-T transformer to convert AC single-phase to three-phase power
JP6451681B2 (ja) * 2016-04-01 2019-01-16 株式会社村田製作所 電力変換装置
US9831800B2 (en) 2016-04-21 2017-11-28 The Florida State University Research Foundation, Inc. Self-balanced modulation and magnetic rebalancing method for parallel multilevel inverters
CN105978378B (zh) * 2016-06-01 2018-08-28 西安交通大学 逆变电源并联的一种环流检测和控制方法
TWI590555B (zh) * 2016-09-29 2017-07-01 台達電子工業股份有限公司 電源轉換裝置、供電系統及其控制方法
CN110168882B (zh) * 2017-01-24 2021-11-19 华为数字能源技术有限公司 具有循环电流补偿的电源和供电方法
CN107017815B (zh) * 2017-03-22 2020-07-31 南京埃斯顿自动化股份有限公司 一种兼顾均流与电机控制效果的驱动器并联系统控制方法
CN107204720B (zh) * 2017-07-03 2018-08-21 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种交直流变换电路、交直流变换器及其控制方法
US10348184B2 (en) 2017-08-14 2019-07-09 Ge Global Sourcing Llc Power system and an associated method thereof
WO2019070771A1 (en) * 2017-10-02 2019-04-11 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Inc. CURRENT SHARING APPARATUS FOR TRANSFERRING WIRELESS ENERGY
JP2019080419A (ja) * 2017-10-24 2019-05-23 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびその制御方法
CN110165635B (zh) * 2019-06-19 2021-01-05 华中科技大学 一种变压器环流确定方法、涌流环流补偿方法及其应用
WO2021087004A1 (en) 2019-10-28 2021-05-06 Enphase Energy, Inc. Voltage and current management in three-phase interconnected power systems using positive and negative sequence secondary control
CN110739857B (zh) * 2019-10-30 2021-01-05 西北工业大学 一种多相交错并联llc变换器的均流控制方法
CN113162512B (zh) * 2021-02-23 2022-09-23 歌尔股份有限公司 音圈电机及其控制方法和控制装置
US20220368212A1 (en) * 2021-05-14 2022-11-17 Carrier Corporation Systems and methods for current sensing and control for multiphase power converters
US11757345B2 (en) * 2022-01-04 2023-09-12 Stmicroelectronics (Shenzhen) R&D Co. Ltd. Motor current measurement apparatus and method
CN117937964B (zh) * 2024-03-22 2024-05-28 华中科技大学 一种减小输出滤波电感的三相四桥臂逆变器载波调制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5909108A (en) * 1998-02-23 1999-06-01 Lucent Technologies Inc. Current-sharing circuit for parallel-coupled switches and switch-mode power converter employing the same
CN2901688Y (zh) * 2006-05-25 2007-05-16 山东新风光电子科技发展有限公司 一种电流源的逆变电路
CN101202160A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 王金 一种用于逆变器轻载零电压零电流开关的辅助变压器电路
US7768800B2 (en) * 2007-12-12 2010-08-03 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Multiphase converter apparatus and method
CN102142787A (zh) * 2011-03-31 2011-08-03 山亿新能源股份有限公司 基于svpwm算法的光伏并网逆变器并联运行环流控制方法
CN102231608A (zh) * 2011-07-04 2011-11-02 浙江大学 一种抑制逆变器并联系统直流环流的装置
US8259477B2 (en) * 2007-05-30 2012-09-04 The Regents Of The University Of California Multiphase resonant converter for DC-DC applications

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2685586B2 (ja) * 1989-06-30 1997-12-03 株式会社日立製作所 多重インバータ装置
JPH03235671A (ja) * 1990-02-08 1991-10-21 Hitachi Ltd 並列多重インバータの循環電流抑制方法および並列多重インバータ
JPH04190633A (ja) * 1990-11-21 1992-07-09 Hitachi Ltd インバータの並列運転方法および並列運転インバータ装置
JPH10127065A (ja) * 1996-10-18 1998-05-15 Tokyo Electric Power Co Inc:The 電力変換装置
US6169677B1 (en) * 1998-10-15 2001-01-02 Kabushiki Kaisha Toshiba Power converting system multiplexed with voltage dividing transformers, the voltage transformers, and controller for the system
JP2003009543A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Sony Corp 電力変換装置及び電力変換方法
GB2429306B (en) * 2005-08-17 2010-12-29 Turbo Genset Company Ltd A controller for a parallel connected inverter
JP4862477B2 (ja) * 2006-05-10 2012-01-25 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の入出力デューティ制御方法
JP2009115634A (ja) * 2007-11-07 2009-05-28 Panasonic Corp 電源システム、及び電源システムの電流計測方法
JP5223711B2 (ja) * 2009-02-10 2013-06-26 富士電機株式会社 無停電電源装置
JP2011030361A (ja) * 2009-07-24 2011-02-10 Denso Corp パワースイッチング素子の駆動装置
US8422256B2 (en) * 2010-07-30 2013-04-16 General Electric Company Control system for high-efficiency operation in parallel inverter installations
KR101590211B1 (ko) * 2011-04-01 2016-01-29 엘에스산전 주식회사 고압 인버터 시스템
US8295063B2 (en) * 2011-04-05 2012-10-23 General Electric Company System and method for damping LC circuits in power conversion systems
JP5733015B2 (ja) * 2011-05-17 2015-06-10 株式会社明電舎 Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置および並列運転方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5909108A (en) * 1998-02-23 1999-06-01 Lucent Technologies Inc. Current-sharing circuit for parallel-coupled switches and switch-mode power converter employing the same
CN2901688Y (zh) * 2006-05-25 2007-05-16 山东新风光电子科技发展有限公司 一种电流源的逆变电路
CN101202160A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 王金 一种用于逆变器轻载零电压零电流开关的辅助变压器电路
US8259477B2 (en) * 2007-05-30 2012-09-04 The Regents Of The University Of California Multiphase resonant converter for DC-DC applications
US7768800B2 (en) * 2007-12-12 2010-08-03 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Multiphase converter apparatus and method
CN102142787A (zh) * 2011-03-31 2011-08-03 山亿新能源股份有限公司 基于svpwm算法的光伏并网逆变器并联运行环流控制方法
CN102231608A (zh) * 2011-07-04 2011-11-02 浙江大学 一种抑制逆变器并联系统直流环流的装置

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