JP2009115634A - 電源システム、及び電源システムの電流計測方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる電流計測方法、及び電源システムを提供する。
【解決手段】組電池１４の出力を交流に変換して負荷へ供給するインバータ回路２と、組電池１４に流れる電流の瞬時値を検出する電流センサ１０と、組電池１４に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして出力するサンプリングタイミング出力部８と、サンプリングタイミング出力部８により出力された一致タイミングで、電流センサ１０により検出された電流値を、組電池１４に流れる平均電流値として取得する平均電流計測部１２とを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、電池の出力を交流に変換して負荷へ供給する電源システム、及びこのような電源システムの電池に流れる平均電流を測定する電流計測方法に関する。

環境問題、エネルギー問題を解決する低公害車として、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）などの電気自動車が注目を集めている。電気自動車に搭載される高圧電池は、モーターの動力源となるとともに、回生により発電された電力を貯蔵する機能を有している。また、ハイブリット技術の応用として、エレベータ等のモーター駆動系についても使用されている。

このような高圧電池は、高電圧を得るために複数個の電池を直列に接続したいわゆる組電池として使用される。組電池では、例えば各電池の充電状態等を監視するために、各電池の出力電圧や入出力電流をそれぞれ高精度に検出することが要求される。そのため、組電池に監視用の回路を備えた電池パックとして使用されている。

ところで、モーターを駆動させるためには、電池の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置が用いられるが、インバータの出力電圧は正弦波であるため出力電流も正弦波になる。また、回生により発電された電力を組電池に貯蔵する際にも電池パックへの入力電流は正弦波になる。このような正弦波の電流を測定するためには、エイリアシングの発生を抑えるためにサンプリング定理により正弦波の周波数の2倍の周波数で瞬時電流の測定を行うか、電流計測回路に十分に大きなコンデンサをつけたり、正弦波周波数のゲインを十分に落とすことができるローパスフィルタ回路を追加したりすることで、平均電流値を測定する必要がある。

そこで、例えば特許文献１には、測定対象電池に容量性負荷を接続し放電電流を極力定電流に制御する方法が記載されている。また特許文献２には、バッテリの充電方法について、電流値を積分回路で積分して実効値を求める方法が記載されている。
特開平１０―２５３７２４号公報 特開平０３−０７４１４４号公報

しかしながら、インバータのスイッチング動作により生じる電流リップルは大きいため、特許文献１に記載の技術では、電流リップルを平滑して完全に除去するためには、大きなサイズの容量性負荷が必要とされるために電流測定回路のサイズが大きくなるという課題を有していた。

また、特許文献２に記載の技術では、積分回路の積分値で電流値を求めているため、電池に流れる電流の瞬時値を測定できない。通常、組電池は、瞬時の電池電圧と電流とを同時に測定することで組電池内部のインピーダンスを求め、組電池の劣化度や寿命を予測することを行うが、特許文献２に記載の発明では電流の瞬時値を求めることができないという課題を有していた。

本発明は、このような事情に鑑みて為された発明であり、交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる電流計測方法、及び電源システムを提供することを目的とする。

本発明に係る電源システムは、電池と、前記電池の出力を交流に変換して負荷へ供給するインバータ回路と、前記電池に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出部と、前記電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして出力するサンプリングタイミング出力部と、前記サンプリングタイミング出力部により出力された一致タイミングで、前記電流検出部により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得する平均電流計測部とを備える。

この構成によれば、インバータ回路によって、電池の出力が交流に変換されて負荷へ供給される。また、電流検出部によって、電池に流れる電流の瞬時値が検出される。そして、サンプリングタイミング出力部によって、電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングが一致タイミングとして出力される。さらに、平均電流計測部によって、サンプリングタイミング出力部により出力された一致タイミングで、電流検出部により検出された電流値が電池に流れる平均電流値として取得されるので、交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

また、前記サンプリングタイミング出力部は、前記インバータ回路の出力電圧の位相が、π／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミングを、前記一致タイミングとして出力することが好ましい。

この構成によれば、インバータ回路の出力電圧の位相が、π／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミングは、電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングであるから、このようにして得られた一致タイミングで、電流検出部により検出された電流値を電池に流れる平均電流値として取得することで、交流電流を平滑することなく瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

また、前記サンプリングタイミング出力部は、前記インバータ回路の出力電圧の位相がπ／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミングを、所定回数おきに、前記一致タイミングとして出力するようにしてもよい。

この構成によれば、電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングが間引きされて、所定回数おきに、前記一致タイミングとして出力される。この場合、平均電流計測部による処理の実行頻度が低下するので、処理量を減少させることができる。

また、前記サンプリングタイミング出力部は、前記インバータ回路から出力される交流電圧のゼロクロスタイミングから、π／４及び３π／４ずれたタイミングのうち、少なくとも一つのタイミングを、前記一致タイミングとして出力することが好ましい。

インバータ回路から出力される交流電圧のゼロクロスタイミングから、π／４及び３π／４ずれたタイミングは、電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングであるから、このようにして得られた一致タイミングで、電流検出部により検出された電流値を電池に流れる平均電流値として取得することで、交流電流を平滑することなく瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

また、前記インバータ回路により生成される交流電圧の周波数を取得する周波数取得部をさらに備え、前記電流検出部は、前記電池に流れる電流の瞬時値を、ローパスフィルタを介して検出し、前記平均電流計測部は、前記周波数取得部により取得された周波数が、前記ローパスフィルタの遮断周波数より高い場合、前記一致タイミングとは無関係に、前記電流検出部により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得することが好ましい。

この構成によれば、交流電圧の周波数がローパスフィルタの遮断周波数より高くなって、インバータ回路により生じる電流リップルが遮断され、一致タイミングとは無関係に平均電流値を検出可能となった場合には、高速な周波数に平均電流計測部を追従させることなく一致タイミングとは無関係に平均電流計測部を動作させることができるので、平均電流計測部が一致タイミングに応答できなくなって、正しい平均電流値を検出できなくなるおそれが低減される。

また、前記インバータ回路により生成される交流電圧の周波数を取得する周波数取得部をさらに備え、前記サンプリングタイミング出力部は、前記周波数取得部により取得された周波数が、前記平均電流計測部の処理可能な周波数として予め設定された閾値周波数より高い場合、前記一致タイミングの出力間隔が、前記閾値周波数の逆数である周期より長くなるように、前記一致タイミングを間引きして出力することが好ましい。

この構成によれば、交流電圧の周波数が閾値周波数を超えて、一致タイミングに平均電流計測部の動作を追従させることが困難な場合に、一致タイミングを間引くことで、平均電流計測部が一致タイミングに応答できなくなって、正しい平均電流値を検出できなくなるおそれが低減される。

また、本発明に係る電源システムの電流計測方法は、電池の出力を交流に変換して負荷へ供給する電源システムの電流計測方法であって、前記電池に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出工程と、前記電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして出力するサンプリングタイミング出力工程と、前記サンプリングタイミング出力工程により出力された一致タイミングにおいて、前記電流検出工程により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得する平均電流計測工程とを含む。

この構成によれば、電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングで、電池に流れる瞬時値を平均電流値として取得することができるので、交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

このような構成の電源システム及び電源システムの電流計測方法は、交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。図１は、本発明の一実施形態に係る電流計測方法を用いた電源システムの構成の一例を示すブロック図である。

図１に示す電源システム１は、インバータ回路２と電池パック３とを備えている。そして、電源システム１の外部には、負荷１００が接続されている。インバータ回路２は、電池パック３の出力電圧を正弦波交流に変換して、負荷１００に供給する。負荷１００は、コンピュータ等の電子機器やモーター等の負荷装置である。

インバータ回路２は、例えば、スイッチング回路４とインバータ制御部５とを備えて構成されている。電池パック３は、例えば、電池制御部９、電流センサ１０、ノイズフィルタ１１、及び組電池１４を備えて構成されている。

スイッチング回路４は、インバータ制御部５からの制御信号に応じて、電池パック３から供給された直流電圧を交流電圧に変換する。スイッチング回路４は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子を用いて構成されている。スイッチング回路４としては、例えば図２に示すような４つのＩＧＢＴで構成されたフルブリッジインバータ回路や、図３に示すようなフルブリッジ回路に、さらにダイオード、ＩＧＢＴ、インダクタで構成された昇圧チョッパ回路を付加した回路が用いられる。

インバータ制御部５は、例えば所定の演算処理を実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）と、所定の制御プログラムが記憶された不揮発性のＲＯＭ（Read Only Memory）と、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）と、その周辺回路等とを備えて構成されている。そして、インバータ制御部５は、例えばＲＯＭに記憶された制御プログラムを実行することにより、出力電圧指令部６（周波数取得部）、ＰＷＭ制御部７、及びサンプリングタイミング出力部８として機能する。

出力電圧指令部６は、スイッチング回路４の入出力部に設けられた図略の電圧検出部や電流検出部によって検出された電圧値や電流値に基づいて、フィードバック制御やフィードフォーワード制御によって、スイッチング回路４に出力させるべき電圧や周波数を示す出力指令値をリアルタイムに決定している。

ＰＷＭ制御部７は、出力電圧指令部６が出力する出力指令値に従い、スイッチング回路４のスイッチング動作を制御するＰＷＭ制御信号のデューティー比を調節する。例えば、ＰＷＭ制御部７は、スイッチング回路４の入力部に２００Ｖの電圧が入力されているときに、電圧指令値が１００Ｖであると、ＰＷＭ制御部７はデューティー比０．５のパルスをＰＷＭ制御信号としてスイッチング回路４へ出力する。

サンプリングタイミング出力部８は、出力電圧指令部６からの出力指令値における電圧値が、ゼロと交差するタイミング、すなわちゼロクロスタイミングと、交流周波数の指示値とに基づいて、組電池１４に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして、当該一致タイミングを示すパルス信号を電池制御部９へ出力する。

電池パック３において、組電池１４は、例えばニッケル水素（Ｎｉ−ＭＨ）二次電池やリチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）二次電池等の電池が、複数個、直列や並列に接続されたものである。これらの電池を直列接続することにより、電池電圧を高めることができ、直列の段数によっては、１００Ｖや２００Ｖの電圧を得ることができる。

電流センサ１０は、組電池１４の充放電電流を測定する検出部であり、シャント抵抗やカレントセンサーで電流を電圧に変換し、アンプ等により電圧信号を増幅することで、組電池１４の充放電電流を示す電流検出信号を生成する。そして、電流センサ１０は、このように生成された電流検出信号を、ノイズフィルタ１１を介して電池制御部９へ出力する。

ノイズフィルタ１１は、電流センサ１０から出力された電流検出信号に含まれるノイズをカットするローパスフィルタである。この場合、電流センサ１０及びノイズフィルタ１１が、電流検出部の一例に相当している。なお、ノイズフィルタ１１は、電流センサ１０に組み込まれていてもよく、例えばアンプ等の増幅回路の前段に設けられていてもよい。

電池制御部９は、例えば所定の演算処理を実行するＣＰＵと、所定の制御プログラムが記憶された不揮発性のＲＯＭと、データを一時的に記憶するＲＡＭと、その周辺回路等とを備えて構成されている。そして、電池制御部９は、例えばＲＯＭに記憶された制御プログラムを実行することにより、平均電流計測部１２、及び演算部１３として機能する。

平均電流計測部１２は、サンプリングタイミング出力部８から出力された一致タイミングと同期して、電流センサ１０により検出された電流値を、組電池１４に流れる電流の平均値として取得する。

演算部１３は、電池電圧、充放電電流、電池温度等の監視の測定を定期的に行い、残容量や電池の故障状態等、組電池１４の状態を監視する。本実施の形態では、充放電電流を監視する構成を記載している。電圧計測や電池温度計測については、本発明と直接関係しないため図示を省略する。

上述のように構成される電源システム１において、本実施の形態では、出力電圧指令部６が、交流電圧の周波数と電圧指示値とを含む出力指令値をＰＷＭ制御部７に送信すると同時に、サンプリングタイミング出力部８へも出力指令値を送信する。そして、注目すべきは、サンプリングタイミング出力部８が、インバータ出力により発生する低周波のリップル電流の瞬時値が、組電池１４に流れる電流の平均値と一致するタイミングを一致タイミングとして、当該一致タイミングを示すサンプリング指示信号を平均電流計測部１２へ送信することにある。

次に、上述のように構成された電源システムの動作について説明する。図４は、図１に示すスイッチング回路４の出力電圧Ｖｏｕｔと、組電池１４に流れる電流Ｉｂとの関係を示す説明図である。電流Ｉｂの電流値は、電圧Ｖｏｕｔの絶対値に比例したものになる。

スイッチング回路４の出力電圧は正弦波であるため、電圧Ｖｏｕｔは、例えばＶｓｉｎωｔと表すことができる。このとき電流Ｉｂは、電圧Ｖｏｕｔの2乗に比例し、以下の式（１）で表される。

Ｉｂ＝α（Ｖｓｉｎωｔ）^２ ・・・（１）
但し、αは定数。

このとき、一周期の電流Ｉｂの平均値は、αＶ／２とあらわされ、電流Ｉｂの瞬時値が平均値と一致するときにおける電圧Ｖｏｕｔの位相は、π／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミング、例えばπ／４、３π／４、５π／４、７π／４となる。すなわち、このタイミングで電流Ｉｂの瞬時値を検出すれば、電流Ｉｂの平均値が得られる。

サンプリングタイミング出力部８は、出力電圧指令部６からの出力指令値に基づき得られたゼロクロスタイミングの位相を０とした場合に、電圧Ｖｏｕｔの位相がπ／４及び３π／４となるタイミングを一致タイミングとして、当該一致タイミングを示すサンプリング指示信号を平均電流計測部１２へ送信する。電圧Ｖｏｕｔは、位相０とπとでゼロクロスするから、ゼロクロスタイミングの位相を基準にπ／４及び３π／４となる位相を一致タイミングとすれば、電圧Ｖｏｕｔにおけるπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の位相がすべて、一致タイミングとして検出される。

サンプリングタイミング出力部８は、例えば、出力電圧指令部６から出力された電圧Ｖｏｕｔの周波数ｆに基づいて、周期１／ｆに１／８、３／８を乗じることで、π／４、３π／４の位相となるタイミングを取得する。

そして、平均電流計測部１２は、サンプリング指示信号と同期して、電流センサ１０で検出された電流Ｉｂの瞬時値を、電流Ｉｂの平均電流値として取得する。

サンプリングタイミング出力部８は、サンプリング指示信号を毎回送信してもよいし、適当に間引いて数回に１回送信してもよい。サンプリング指示信号を毎回送信した場合には、平均電流計測部１２による平均電流の検出頻度が増大するので、平均電流の測定精度が向上する。サンプリング指示信号を間引いて数回に１回送信した場合には、平均電流計測部１２による平均電流の検出頻度が減少するので、平均電流計測部１２の処理量を減少させることができる。

電源システム１が、ＵＰＳ（Uninterruptable Power Supply）や設備電源系統として用いられる場合には、電圧Ｖｏｕｔの周波数ｆは一定であるが、モーター駆動の場合においては、周波数ｆは可変になる。以下、このように、周波数ｆが変化する場合における電源システム１の動作について、説明する。

図５は、図１に示す電源システム１の動作の一例を示すフローチャートである。まず、ステップＳ１において、サンプリングタイミング出力部８によって、例えば出力電圧指令部６から出力された出力指令値から、電圧Ｖｏｕｔの周波数ｆが取得される。次に、サンプリングタイミング出力部８によって、周波数ｆとノイズフィルタ１１の遮断周波数ａとが比較される（ステップＳ２）。遮断周波数ａとしては、例えば１ｋＨｚ程度の値が用いられる。

そして、周波数ｆが遮断周波数ａ以上の場合（ステップＳ２でＹＥＳ）、スイッチング回路４のスイッチングにより生じたリップル電流は、ノイズフィルタ１１で阻止されるので、平均電流計測部１２によって電流センサ１０からノイズフィルタ１１を介して取得される電流値は、前記一致タイミングとは無関係に、電流Ｉｂの平均値になっている。

そこで、サンプリングタイミング出力部８は、周波数ｆが遮断周波数ａを超える場合（ステップＳ２でＹＥＳ）、前記一致タイミングや周波数ｆとは無関係に、例えば予め設定された一定の周期Ｔで、パルス状のサンプリング指示信号を平均電流計測部１２へ出力する（ステップＳ３）。ここで、周期Ｔとしては、平均電流計測部１２がサンプリング指示信号に応答可能であって、かつ、周期Ｔ間隔で得られた電流Ｉｂの平均値を演算部１３が処理可能な時間間隔Ｔｓより長い時間が設定され、例えば１０ｍｓ程度の値が用いられる。

これにより、周波数ｆがノイズフィルタ１１の遮断周波数ａ以上になって、一致タイミングとは無関係に電流Ｉｂの平均値を検出可能となった場合には、高速な周波数ｆに平均電流計測部１２を追従させることなく一致タイミングや周波数ｆとは無関係に平均電流計測部１２を動作させることができるので、平均電流計測部１２がサンプリング指示信号に応答できなくなって、正しい平均電流値を検出できなくなったり、演算部１３が平均電流値を処理しきれなくなって過負荷状態になったりするおそれが低減される。

一方、ステップＳ４において、周波数ｆが、遮断周波数ａに満たず、かつ予め設定された閾値周波数ｂより高い場合（ステップＳ４でＹＥＳ）、サンプリングタイミング出力部８によって、サンプリング指示信号の出力間隔が、閾値周波数ｂの逆数、すなわち時間間隔Ｔｓより長くなるように、サンプリング指示信号が間引きされて平均電流計測部１２へ出力される（ステップＳ５）。閾値周波数ｂとしては、平均電流計測部１２が処理可能な周波数、例えば時間間隔Ｔｓの逆数が用いられ、例えば１００Ｈｚ程度の値が設定されている。

ステップＳ５においては、具体的には、サンプリングタイミング出力部８によって、出力周波数ｆに対してｍ分の１（ｍは整数、周期はｍ／ｆ）ごとにサンプリング指示信号が送信される。このサンプリング指示信号を送信するタイミングはゼロクロスからπ／４位相をずらしたタイミングになる。また、周期ｍ／ｆが、時間間隔Ｔｓより長くなるようにｍが設定されている。

これによれば、周波数ｆが閾値周波数ｂを超えて、一致タイミングに平均電流計測部１２や演算部１３の動作を追従させることが困難な場合に、サンプリング指示信号を間引くことで、平均電流計測部１２がサンプリング指示信号に応答できなくなって正しい平均電流値を検出できなくなったり、演算部１３が平均電流値を処理しきれなくなって過負荷状態になったりするおそれが低減される。

そして、ステップＳ４において、周波数ｆが、閾値周波数ｂ以下の場合（ステップＳ４でＮＯ）、サンプリングタイミング出力部８によって、出力電圧指令部６からの出力指令値に基づき得られたゼロクロスタイミングの位相を０とした場合に、電圧Ｖｏｕｔの位相がπ／４及び３π／４となるタイミングを一致タイミングとして、当該一致タイミングを示すサンプリング指示信号が、平均電流計測部１２へ送信される（ステップＳ６）。

なお、サンプリングタイミング出力部８は、出力電圧指令部６からの出力指令値に基づき得られたゼロクロスタイミングの位相を０とした場合に、１／ｆ周期毎に、電圧Ｖｏｕｔの位相がπ／４、３π／４、５π／４、７π／４となるタイミングを一致タイミングとして、当該一致タイミングを示すサンプリング指示信号を平均電流計測部１２へ送信するようにしてもよい。

また、周波数の判定基準をａ，ｂの２値に設定したが、設定値を増やして処理することも可能である。

以上、ステップＳ４〜Ｓ６の処理により、組電池１４に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングにおいて、電流センサ１０により検出された電流の瞬時値を、平均電流値として取得することができるので、交流電流を平滑することなく、瞬時値と平均電流値とを計測することができる。

電池の出力電圧を交流に変換して利用するＨＥＶ等の電気自動車やＵＰＳ等の電源システム、及びこのような電源システムにおける電流計測方法として好適である。

本発明の一実施形態に係る電流計測方法を用いた電源システムの構成の一例を示すブロック図である。 図１に示すスイッチング回路の一例を示す回路図である。 図１に示すスイッチング回路の一例を示す回路図である。 図１に示すスイッチング回路の出力電圧と、組電池に流れる電流との関係を示す説明図である。 図１に示す電源システムの動作の一例を示すフローチャートである。

符号の説明

１ 電源システム
２ インバータ回路
３ 電池パック
４ スイッチング回路
５ インバータ制御部
６ 出力電圧指令部
７ ＰＷＭ制御部
８ サンプリングタイミング出力部
９ 電池制御部
１０ 電流センサ
１１ ノイズフィルタ
１２ 平均電流計測部
１３ 演算部
１４ 組電池
１００ 負荷
ａ 遮断周波数
ｂ 閾値周波数
ｆ 周波数
ｍ 周期

Claims (7)

1. 電池と、
   前記電池の出力を交流に変換して負荷へ供給するインバータ回路と、
   前記電池に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出部と、
   前記電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして出力するサンプリングタイミング出力部と、
   前記サンプリングタイミング出力部により出力された一致タイミングで、前記電流検出部により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得する平均電流計測部と
   を備えることを特徴とする電源システム。
2. 前記サンプリングタイミング出力部は、
   前記インバータ回路の出力電圧の位相が、π／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミングを、前記一致タイミングとして出力すること
   を特徴とする請求項１記載の電源システム。
3. 前記サンプリングタイミング出力部は、
   前記インバータ回路の出力電圧の位相がπ／２の整数倍の位相からπ／４ずれたタイミングを、所定回数おきに、前記一致タイミングとして出力すること
   を特徴とする請求項１記載の電源システム。
4. 前記サンプリングタイミング出力部は、
   前記インバータ回路から出力される交流電圧のゼロクロスタイミングから、π／４及び３π／４ずれたタイミングのうち、少なくとも一つのタイミングを、前記一致タイミングとして出力すること
   を特徴とする請求項２記載の電源システム。
5. 前記インバータ回路により生成される交流電圧の周波数を取得する周波数取得部をさらに備え、
   前記電流検出部は、
   前記電池に流れる電流の瞬時値を、ローパスフィルタを介して検出し、
   前記平均電流計測部は、
   前記周波数取得部により取得された周波数が、前記ローパスフィルタの遮断周波数より高い場合、前記一致タイミングとは無関係に、前記電流検出部により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得すること
   を特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
6. 前記インバータ回路により生成される交流電圧の周波数を取得する周波数取得部をさらに備え、
   前記サンプリングタイミング出力部は、
   前記周波数取得部により取得された周波数が、前記平均電流計測部の処理可能な周波数として予め設定された閾値周波数より高い場合、前記一致タイミングの出力間隔が、前記
   閾値周波数の逆数である周期より長くなるように、前記一致タイミングを間引きして出力すること
   を特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
7. 電池の出力を交流に変換して負荷へ供給する電源システムの電流計測方法であって、
   前記電池に流れる電流の瞬時値を検出する電流検出工程と、
   前記電池に流れる電流の瞬時値と平均値とが一致するタイミングを一致タイミングとして出力するサンプリングタイミング出力工程と、
   前記サンプリングタイミング出力工程により出力された一致タイミングにおいて、前記電流検出工程により検出された電流値を、前記電池に流れる平均電流値として取得する平均電流計測工程と
   を含むことを特徴とする電源システムの電流計測方法。

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