CN103956737A - 级联h桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,步骤为:1,SVG采用FPGA控制器中的晶振产生信号,该信号通过DLL倍频产生频率fc;2,电网实时频率fs通过锁相环生成三角载波计数器M,三角载波计数器从0开始增1,计数至M,达到三角载波顶点,然后减1,计数至0,如此反复循环,形成三角载波;3,SVG的电流互感器提取电网侧电流信号,根据电流环参考,经过控制环节,得到调制波;4,SVG中n级幅值和频率都相同的三角载波在横轴上下连续层叠,n级三角载波与调制波通过比较器进行比较,得到n级PWM脉冲信号;5,n级PWM脉冲信号对应驱动n级H桥开关动作,使SVG输出完整波形,实现滤除高次谐波的目的。
Description
技术领域
本发明涉及电气技术领域,具体地,涉及一种级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法。
背景技术
级联H桥是目前高压电力电子设备(如静止同步补偿器STATCOM、大规模储能)的主流拓扑结构,它以H桥为一个单元(如图1)。静止同步补偿器STATCOM可以发出任意指定的电流,改善电网电能质量、支撑电压、抑制电压闪变控制潮流。多个级联的H桥可承受高压,设备无需变压器可直挂在高压电网中(如图2)。目前它常用的调制方式为载波移相调制。
理论上,STATCOM补偿谐波的能力,只取决于它的开关频率。H桥采用高频IGBT开关器件,开关频率可以做到几十k HZ,完全可以做到跟踪和补偿频率在1kHZ内的50次谐波,但实际上,目前的STATCOM只能补偿到3、5次左右的谐波,对于5次以上的谐波,无法达到良好的补偿效果,与理论补偿能力相差甚远。这极大地限制了STATCOM的实际应用范围。
当前STATCOM无法补偿高次谐波的原因分析:假设H桥级联个数为n,每个H桥的载波依次移相360度/n,与正弦调制波相切,得到PWM波,载波移相调制如图4。相应的PWM波如图5。因为PWM延时为载波周期的一半,假设载波频率为F,则调制延迟为1/2F,即纯延迟时间τ0=1/2F,延迟环节在我国,10kVSTATCOM常用12级H桥级联,假设等效开关频率21.6kHZ,使用载波移相调制,则每一级H桥的开关频率为21.6k/12=1.8kHZ,则此延迟环节的时间常数τ0=1/(2×1.8k)=1(3.6k)。在双环控制中的影响如图6。
Vref是H桥的BUS电容电压参考值,Iref是需补偿的谐波或无功电流参考值,控制方法采用电压环与电流环双环控制,Gif(s)与Gvf(s)是电流环与电压环的被控对象,Gi(s)与Gv(s)是电流环与电压环的校正环节。G(s)为调制导致的纯延时环节。
因为不论任何调制方式,调制导致的纯延时都是PWM载波周期的一半。所以在电力电子的实际应用中,电流环控制带宽一般设计为PWM开关频率的十分之一左右,调制延时可以忽略,控制环才能达到较理想的跟踪给定参考的效果。假设等效开关频率21.6k,电流环设计带宽为21.6k/10=2160Hz,电网基波频率50HZ,即理论上,设备可以跟踪和补偿2160/50=43次以内的谐波。
但是因为H桥级联使用的是载波移相的调制方式,那么调制延时就不是1/(2×21.6k),而是τ0=1/(2×1.8k),也就是说:PWM调制延迟时间远大于PWM等效开关时间。所以如要达到稳定准确跟踪电流参考给定的要求,电流环的控制带宽最多只能设计到1.8k/10=180Hz左右,而非21.6k/10=2160Hz。即采用载波移相的调制方式,STATCOM最多只能补偿3、5次以内的谐波。实际情况也正是如此,目前使用载波移相调制方式的STATCOM只能对5次以内的低次谐波进行有效跟踪和补偿,主要用于补偿无功和发出无功调整电压的功能为主。
传统的SVG(静止无功发生器)主要具备无功补偿的功能,采用载波移相可以胜任无功补偿的需求,对于滤波,高压一般采用SVC滤除低次谐波的方式来解决,对于滤除高次谐波尚无好的解决办法。
发明内容
针对现有技术中的缺陷,本发明的目的是提供一种级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,能做到对21次以内谐波进行有效跟踪和补偿。
为实现上述的目的,本发明采用了以下技术方案:
本发明所述的级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,包括如下步骤:
步骤1,SVG采用FPGA控制器,FPGA控制器中的晶振产生一信号,此晶振信号通过DLL(内部锁相环)倍频产生一频率fc。
步骤2,电网实时频率fs通过锁相环,生成三角载波计数器M=fc/(fs*216),三角载波计数器从0开始增1,计数至M,达到三角载波顶点,然后减1,计数至0,如此反复循环,形成三角载波。
步骤3,SVG的电流互感器CT,提取电网侧电流信号is,根据电流环参考,经过控制环节,得到调制波。
步骤4,SVG中n级幅值和频率都相同的三角载波在横轴上下连续层叠,n级三角载波与调制波通过比较器进行比较,得到n级PWM脉冲信号。
步骤5,n级PWM脉冲信号对应驱动n级H桥开关动作,使SVG输出完整波形。
与现有技术相比,本发明具有如下的有益效果:
本发明针对使用载波移相调制法的级联H桥拓扑无法补偿高次谐波的原因,使用载波电平层叠调制法解决了这一问题,有效的降低了调制延迟,提高了控制带宽,将谐波补偿能力从5次提高到了21次。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述,本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显:
图1为现有H桥功率单元电路图;
图2为H桥级联STATCOM电路图;
图3为层叠调制法电路拓扑图;
图4为H桥级联中的载波移相调制(一周期)图;
图5为H桥级联中的载波移相PWM波图;
图6为STATCOM采用的双环控制图;
图7为载波电平层叠调制(一周期)图;
图8为载波电平层叠调制PWM波图;
图9为两种H桥级联调制方式的PWM输出,其中图a是载波电平层叠调制H桥级联输出PWM,图b是载波移相调制H桥级联输出PWM;
图10为两种调制方式的输出与调制波对照图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明,但不以任何形式限制本发明。应当指出的是,对本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
因为调制延迟对H桥级联的影响不可忽略,所以本发明对PWM调制方式进行改造:对于载波而言,X轴代表相位,Y轴代表电平,既然在X轴上对相位做均分的调制方式会引起不可忽视的调制延时,那么本发明在Y轴上做改动,将电平做均分。均分后的载波幅值只有原有载波幅值的n分之一,而载波频率变为原有载波的n倍,就是等效开关频率,如图7。
每一级H桥的PWM波的生成原理依然不变,当调制波高于载波电平时,PWM输出高电平,调制波低于载波电平时,PWM输出低电平,相应的各级PWM波如图8。
对于图4、图7所表示的两种调制方法,采用同样的PWM合成方式,在H桥级联后输出的总的PWM波对照如图9。可见,两种PWM的等效开关频率相同,为了方便看出两者的不同,在两个级联PWM输出后加一个FIR滤波器,得到两者的输出正弦波波形,与调制波相比较,如图10,图10中载波电平层叠调制的输出与调制波拟合良好,基本没有误差,而载波移相调制的输出与调制波有明显的相位延迟,这个延迟时间就是载波周期的一半,而且波形有畸变。
理论上,任何调制方式的延迟,都是载波周期的一半。载波电平层叠调制的调制延时也是载波的一半,但是因为这种调制方式下的载波频率就是等效开关频率,是移相调制的的n倍(n为级联个数),因此,载波电平层叠调制因调制延时导致的纯延迟时间也是后者的1/n。
同样假设等效开关频率为21.6k,则电平层叠调制的调制延时为1/(2×21.6k)=1/43.2k,则理论上,应用电平层叠调制可跟踪补偿高次谐波的上限为43.2k/10/50≈86次谐波。实际上,考虑到开关损耗、成本、需求等其他现实因素,应用中能做到对21次以内谐波的跟踪和补偿。
为验证载波电平层叠调制的有效性,在实际的一台10kV12级H桥级联STATCOM中对SVG控制器软件程序设置,应用此调制方法,如图3所示:
1、SVG的FPGA控制器中的晶振产生50MHZ的信号,此晶振信号通过DLL倍频产生150MHZ的频率fc。
2、电网实时频率fs,通过锁相环,生成三角载波计数器M=fc/(fs*216),三角载波计数器从0开始增1,计数至M,达到三角载波顶点,然后减1,计数至0,如此反复循环,形成三角载波。
3、SVG的电流互感器CT,提取电网侧电流信号is,根据电流环参考,经过控制环节,得到调制波。
4、SVG中n级幅值和频率都相同的三角载波在横轴上下连续层叠,n级三角载波与调制波通过比较器进行比较,调制波大于载波则输出高电平,反之输出低电平,相等时输出为零电平,得到n级PWM脉冲信号。
5、n级PWM脉冲信号对应驱动n级H桥开关动作,使SVG输出完整波形。SVG运用载波层叠调制,实现滤除高次谐波的目的。
电能质量分析仪记录了开机补偿谐波前后的数据,补偿前后间隔一分钟之内的负载波动可以忽略,对照如下:
补偿后的电流波形明显变好,幅值也明显减小。
补偿后,21次以内的谐波幅值都有明显衰减。
补偿后电流失真度THDi从9.29%降低到3.32%。21次以内的谐波值对照如下:
表1各次谐波值补偿前后对照
3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | |
补偿前 | 5 | 27 | 203 | 1 | 104 | 25 | 1 | 24 | 47 |
补偿后 | 11 | 27 | 11 | 4 | 4 | 23 | 3 | 23 | 8 |
12 | 13 | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | |
补偿前 | 1 | 58 | 20 | 1 | 20 | 18 | 1 | 14 | 18 |
补偿后 | 1 | 2 | 18 | 0 | 15 | 8 | 0 | 3 | 13 |
其中5次、7次、11、13、19次谐波补偿效果明显。可见,此调制方式在实际应用中表现令人满意。而之前采用的载波移相调制,只能实现5次以内的谐波补偿。
本发明在H桥级联拓扑中属于首次提出并应用了载波电平层叠调制法,它具有与载波移相调制相同的等效开关频率,但调制延时缩短为1/n(n为级联个数),根本解决了调制产生的纯延迟环节对电流环控制器带宽的限制,将谐波补偿范围从5次提高到了21次,具有重大的理论与应用意义。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是,本发明并不局限于上述特定实施方式,本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改,这并不影响本发明的实质内容。
Claims (3)
1.一种级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,包括,其特征在于,包括如下步骤:
步骤1,SVG采用FPGA控制器,FPGA控制器中的晶振产生一信号,此晶振信号通过DLL倍频产生一频率fc;
步骤2,电网实时频率fs通过锁相环,生成三角载波计数器M=fc/(fs*216),三角载波计数器从0开始增1,计数至M,达到三角载波顶点,然后减1,计数至0,如此反复循环,形成三角载波;
步骤3,SVG的电流互感器CT,提取电网侧电流信号is,根据电流环参考,经过控制环节,得到调制波;
步骤4,SVG中n级幅值和频率都相同的三角载波在横轴上下连续层叠,n级三角载波与调制波通过比较器进行比较,得到n级PWM脉冲信号;
步骤5,n级PWM脉冲信号对应驱动n级H桥开关动作,使SVG输出完整波形,实现滤除高次谐波的目的。
2.根据权利要求1所述的级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,其特征在于,步骤1中:SVG采用FPGA控制器,FPGA控制器中的晶振产生50MHZ的信号,此晶振信号通过DLL倍频产生150MHZ的频率fc。
3.根据权利要求1所述的级联H桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法,其特征在于,步骤4中:SVG中n级幅值和频率都相同的三角载波在横轴上下连续层叠,n级三角载波与调制波通过比较器进行比较,调制波大于载波则输出高电平,反之输出低电平,相等时输出为零电平,得到n级PWM脉冲信号。
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