CN107425545A - 级联h桥中压变流器的优化调制方法 - Google Patents
级联h桥中压变流器的优化调制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供了一种级联H桥中压变流器的优化调制方法，该方法，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：N个三相电压源型PWM子变流器；N为3或3的整数倍，所述方法包括：确定载波移相角度为360°/N时，所述网侧变流器采用载波移相调制方式进行调制。本发明中的方法通过确定载波移相角度为360°/N时，采用基于载波移相的优化调制方式调制级联H桥中压变流器，从而有效提高了网侧变流器的开关效率，在并网电流谐波满足要求的情况下，网侧变流器开关频率降低，从而降低了变流器损耗，提高了变流系统的效率。并且，用多绕组同相位变压器取代复杂的移相变压器，从而简化了变流系统，降低了生产成本。
Description
技术领域
本发明涉及变流器控制技术领域，具体地，涉及级联H桥中压变流器的优化调制方法。
背景技术
级联H桥变流器由于其模块化设计以及可规模化生产的特点，在中压变频传动领域得到推广应用。传统级联H桥变流器网侧采用二极管不控整流方式，能量只能单向流动，限制了其应用范围。为实现变流器四象限运行，把该变流器拓扑中的二极管用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)替代，形成带有源前端(ActiveFront End，AFE)的级联H桥变流器，也称为能馈型级联H桥变流器，如图1所示。
为满足并网电流谐波要求，一种方式是采用多绕组移相变压器与网侧变流器相连来减小谐波分量；但是移相变压器昂贵、笨重、复杂，增加了变流系统的成本、体积及复杂性。另一种方式是采用多绕组同相位变压器与网侧变流器相连，以增大网侧变流器开关频率，但是这种方式下的变流器损耗较大，系统效率不高。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种级联H桥中压变流器的优化调制方法。
根据本发明提供的级联H桥中压变流器的优化调制方法，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：N个三相电压源型PWM子变流器；N为3或3的整数倍，所述方法包括：确定载波移相角度为360°/N时，所述网侧变流器采用载波移相调制方式进行调制。
可选地，确定载波移相角度为360°/N时，采用多绕组同相位变压器取代移相变压器。
可选地，
假设N个变流器的载波相位角分别为θ1、θ2…θN，则变压器一次侧A相电流的计算公式如下：
式中：iA表示变压器一次侧A相电流，N表示变流器数量，Vdc表示直流母线电压，UA表示变压器A相输出电压，A、B表示两个中间转换变量，ω0表示基波角频率，t表示时间变量，m表示载波的索引变量，n表示基波的索引变量，Jn表示n次贝塞尔公式，M表示调制比，ωc表示载波角频率，θi表示第i个变流器的载波相位角；
相邻载波之间相位差为360°/N时，假设变流器载波相位与A相调制波相位一致，所述变压器一次侧A相的电流的计算公式如下：
当m≠KN(K＝1,2,3...)时，
得到化简后所述变压器一次侧的A相电流，计算公式如下：
则在电流网侧变流器采用载波移相角度为360°/N时，所述变压器一次侧的A相电流仅剩下Nωc附近的边带谐波，效果等效于电流网侧变流器开关频率提高了N倍。
可选地，还包括：
假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值为Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；
将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；
确定电网电压矢量方向为d轴，当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；
分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；
将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考电压Udref与同步旋转坐标系下q轴参考电压Uqref；
根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；
利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明提供的级联H桥中压变流器的优化调制方法，通过确定载波移相角度为360°/N时，采用基于载波移相的优化调制方式调制级联H桥中压变流器，从而有效提高了网侧变流器的开关效率，在并网电流谐波满足要求的情况下，网侧变流器开关频率降低，从而降低了变流器损耗，提高了电网变流控制系统的效率。并且，用多绕组同相变压器取代复杂的移相变压器，从而简化了电网变流控制系统，降低了生产成本。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为级联H桥中压变流器拓扑结构示意图；
图2为网侧子变流器原理控制框图；
图3(a)为无载波移相方式的电流频谱示意图；
图3(b)为无载波移相方式的电流波形示意图；
图4(a)为采用180°/N载波移相方式的流频谱示意图；
图4(b)为采用180°/N载波移相方式的电流波形示意图；
图5(a)为采用360°/N载波移相方式的电流频谱示意图；
图5(b)为采用360°/N载波移相方式的电流波形示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明提供的级联H桥中压变流器的优化调制方法，其中，级联H桥中压变流器网侧变流器为多个三相电压源型PWM子变流器通过多绕组变压器副边绕组组合而成，子变流器之间没有耦合，采用电网电压定向的直流母线电压外环、电流内环双闭环矢量控制策略，通过锁相环确定电网电压矢量方向，该方向为d轴。
利用基尔霍夫电压定律得到网侧三相电压源型PWM子变流器拓扑的基本方程，经过坐标变换至同步旋转坐标系(dq0坐标系)可以得到以下方程：
式中，R为开关管损耗与网侧滤波电感电阻值合并，L为网侧滤波电感，Id、Iq、Ed与Eq分别为网侧电流与网侧电压的d、q轴分量，ω为电网角频率，Sd、Sq为三相开关管Sa、Sb、Sc在dq0坐标系下的表示方式，当A相上管通时Sa为1，下管通时Sa为0，B、C两相的定义类似。SdUdc为交流侧电压d轴分量，SqUdc为交流侧电压q轴分量。由上式可以看出，d、q轴分量相互耦合，无法实现单独控制，需要引入解耦环节
Udref＝ωLIq+Ed-Kpεd-Ki∫εddt (3)
Uqref＝-ωLId+Eq-Kpεq-Ki∫εqdt (4)
εd＝Idref-Id (5)
εq＝Iqref-Iq (6)
式中：Udref表示d轴电压参考值，Kp表示PI调节器比例环节系数，εd表示d轴电流参考值与采样值之间误差，Ki表示PI调节器积分环节系数，Uqref表示q轴电流参考值，εq表示q轴电流参考值与采样值之间误差。各功率模块电压外环的参考值Uref一般是相同的，将各单元的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较，误差经过PI调节器后成为电流内环的参考值Idref，当单位功率因数并网时，Iqref为0。网侧电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为Id、Iq，分别与各自的参考值比较，误差经过PI调节器后还需解耦环节，得到Udref与Uqref，通过反坐标变换得到三相电压参考值Uaref、Ubref与Ucref，通过正弦脉冲宽度调制(Sinusoidal Pulse WidthModulation，SPWM)后产生脉冲控制开关管开关状态。
网侧变流器的控制框图如附图2所示。假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考Udref与同步旋转坐标系下q轴参考Uqref；根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
三相电压源型变流器SPWM调制方式下每相输出电压采用双边傅里叶变换可表示为：
式中，Vj(t)为j相输出的电压，j＝(a，b，c)，t为时间变量，Vdc为直流母线电压，M为调制比，ω0为基波角频率，θj为调制波相位角，m是载波的索引变量，n是基波的索引变量，ωc为载波角频率，θc为载波相位角，Jn为n次贝塞尔公式，贝塞尔公式的表达式为：
式中：x、y表示两个相关量，l表示累加系数，J2l-1(x)表示2l-1次贝塞尔公式。
以A相调制波相位角为基准，变压器二次侧A相电压为ea(t)，ea(t)＝UAcos(ω0t+θ1)，UA为相电压峰值，θ1的值接近0，忽略网侧滤波器内阻，则A相电流ia可表示为：
式中：L为网侧滤波电感，ia为A相电流，Va(t)为A相输出电压，ea(t)为变压器二次侧A相电压，A、B表示两个中间转换变量。
从多绕组变压器一次侧看，等效于N个三相PWM变流器通过变压器连接在一起。令N个变流器的载波相位角分别为θ1、θ2…θN，下面分别讨论载波移相角度为360°/N与180°/N对多绕组变压器一次侧电流的影响，此时变压器一次侧A相电流iA可表示为：
式中：k表示变压器变比。
当相邻载波之间相位差为360°/N时，设第一个变流器载波相位与A相调制波相位一致，变压器一次侧A相电流可表示为：
当m≠KN(K＝1,2,3...)时，
最终得到化简后A相电流：
从上式中可以看到，当电流网侧变流器采用载波移相角度为360°/N时，变压器一次侧A相电流仅剩下Nωc附近的边带谐波，等效开关频率提高N倍。
当相邻载波之间相位差为180°/N时，推导过程类似。
当时，m与N之间没有明确的关系，因此网侧变流器采用180°/N载波移相角度对等效开关频率没有影响。
由此可以得到以下结论：当级联H桥中压变流器网侧变流器采用载波移相调制，移相角度为360°/N时，网侧等效开关频率提高N倍，此时可以用多绕组变压器取代移相变压器；而移相角度为180°/N时，等效开关频率没有变化。
下面结合具体实施例对本发明中的技术方案做更加详细的说明。
将级联H桥中压变流器应用于大容量中压永磁直驱风力发电系统，风力机与发电机参数如表1所示，多绕组变压器一次侧35KV，二次侧400V有9个同相位绕组，变流器开关器件为IGBT，机侧网侧开关频率均为300Hz，直流母线电压1000V，直流电容0.01F，网侧滤波电感0.1mH。
表1风力机与发电机选型参数
三相PWM变流器输出谐波集中分布于fc+2f0、2fc±f0(载波频率fc、基波频率f0)附近。
图3(a)、图3(b)分别为无载波移相方式电流频谱示意图和无载波移相方式电流波形示意图，从图3(a)、图3(b)看出，谐波电流分布于200Hz，400Hz，550Hz，650Hz附近；电流谐波失真THD＝16.81％。
图4(a)、图4(b)分别为采用180°/N载波移相方式的流频谱示意图和采用180°/N载波移相方式的电流波形示意图，从图4(a)、图4(b)看出，谐波电流在200Hz，400Hz处仍然明显。其中N＝9，此时移相角度为20°，电流THD＝9.99％。
图5(a)、图5(b)分别为采用360°/N载波移相方式的流频谱示意图和采用360°/N载波移相方式的电流波形示意图，移相角度为40°，电流THD＝1.58％，谐波集中分布于2700Hz附近。
当无载波移相或者采用180°/N载波移相时，电流谐波较大，等效开关频率没有改变，但是采用180°/N载波移相时移相作用使得部分谐波得以抵消，因此电流THD小于无载波移相时电流THD。采用360°/N载波移相时，电流谐波满足并网标准，此时等效开关频率为2700Hz，与理论分析一致。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。
Claims (4)
1.一种级联H桥中压变流器的优化调制方法，其特征在于，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：N个三相电压源型PWM子变流器；N为3或3的整数倍，所述方法包括：确定载波移相角度为360°/N时，所述网侧变流器采用载波移相调制方式进行调制。
2.根据权利要求1所述的级联H桥中压变流器的优化调制方法，其特征在于，确定载波移相角度为360°/N时，采用多绕组同相位变压器取代移相变压器。
3.根据权利要求1所述的级联H桥中压变流器的优化调制方法，其特征在于，假设N个变流器的载波相位角分别为θ1、θ2…θN，则变压器一次侧A相电流的计算公式如下：
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式中：iA表示变压器一次侧A相电流，N表示变流器数量，Vdc表示直流母线电压，UA表示变压器A相输出电压，A、B表示两个中间转换变量，ω0表示基波角频率，t表示时间变量，m表示载波的索引变量，n表示基波的索引变量，Jn表示n次贝塞尔公式，M表示调制比，ωc表示载波角频率，θi表示第i个变流器的载波相位角；
相邻载波之间相位差为360°/N时，假设变流器载波相位与A相调制波相位一致，所述变压器一次侧A相的电流的计算公式如下：
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当m≠KN(K＝1,2,3...)时，
得到化简后所述变压器一次侧的A相电流，计算公式如下：
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则在电流网侧变流器采用载波移相角度为360°/N时，所述变压器一次侧的A相电流仅剩下Nωc附近的边带谐波，效果等效于电流网侧变流器开关频率提高了N倍。
4.根据权利要求1所述的级联H桥中压变流器的优化调制方法，其特征在于，还包括：
假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值为Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；
将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；
确定电网电压矢量方向为d轴，当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；
分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；
将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考电压Udref与同步旋转坐标系下q轴参考电压Uqref；
根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；
利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109194130A (zh) * | 2018-09-06 | 2019-01-11 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种单向直流电压变换装置和系统及其控制方法 |
| CN110581640A (zh) * | 2018-06-11 | 2019-12-17 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 多模块直接并联的变流器的控制方法、系统及存储介质 |
| CN111342475A (zh) * | 2020-05-18 | 2020-06-26 | 国网江西省电力有限公司电力科学研究院 | 一种h桥级联型有源电力滤波器的调制方法 |
| CN112531764A (zh) * | 2019-09-18 | 2021-03-19 | 西安许继电力电子技术有限公司 | 一种交流励磁系统及其网侧变流器的pwm控制方法 |
| CN113497455A (zh) * | 2020-03-19 | 2021-10-12 | 新疆金风科技股份有限公司 | 对风电场中的风电机组的变流器进行调控的方法及设备 |
| CN114785101A (zh) * | 2022-04-27 | 2022-07-22 | 四川大学 | 单相级联h桥变流器的谐波组在线抑制方法与系统 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102694380A (zh) * | 2012-06-11 | 2012-09-26 | 华北电力大学 | 一种链式结构换流器发生低频电流的控制系统 |
| CN103956737A (zh) * | 2014-04-22 | 2014-07-30 | 上海交通大学 | 级联h桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法 |
| CN104506032A (zh) * | 2014-12-24 | 2015-04-08 | 西安交通大学 | 针对分布式发电并网变流器测试装置输出级的智能启动方法 |
-
2017
- 2017-07-31 CN CN201710643196.XA patent/CN107425545B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102694380A (zh) * | 2012-06-11 | 2012-09-26 | 华北电力大学 | 一种链式结构换流器发生低频电流的控制系统 |
| CN103956737A (zh) * | 2014-04-22 | 2014-07-30 | 上海交通大学 | 级联h桥拓扑中可滤除高次谐波的载波电平层叠调制方法 |
| CN104506032A (zh) * | 2014-12-24 | 2015-04-08 | 西安交通大学 | 针对分布式发电并网变流器测试装置输出级的智能启动方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 付敏等: "带滤波电路的双馈风力发电系统网侧控制策略", 《控制工程》 * |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110581640A (zh) * | 2018-06-11 | 2019-12-17 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 多模块直接并联的变流器的控制方法、系统及存储介质 |
| CN110581640B (zh) * | 2018-06-11 | 2021-06-08 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 多模块直接并联的变流器的控制方法、系统及存储介质 |
| CN109194130A (zh) * | 2018-09-06 | 2019-01-11 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种单向直流电压变换装置和系统及其控制方法 |
| WO2020048362A1 (zh) * | 2018-09-06 | 2020-03-12 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种单向直流电压变换装置和系统及其控制方法 |
| CN112531764A (zh) * | 2019-09-18 | 2021-03-19 | 西安许继电力电子技术有限公司 | 一种交流励磁系统及其网侧变流器的pwm控制方法 |
| CN113497455A (zh) * | 2020-03-19 | 2021-10-12 | 新疆金风科技股份有限公司 | 对风电场中的风电机组的变流器进行调控的方法及设备 |
| CN111342475A (zh) * | 2020-05-18 | 2020-06-26 | 国网江西省电力有限公司电力科学研究院 | 一种h桥级联型有源电力滤波器的调制方法 |
| CN114785101A (zh) * | 2022-04-27 | 2022-07-22 | 四川大学 | 单相级联h桥变流器的谐波组在线抑制方法与系统 |
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