CN111371117B - 面向港口供电的电力电子变压器拓扑及其控制方法 - Google Patents

面向港口供电的电力电子变压器拓扑及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种面向港口供电的基于模块化多电平矩阵型电力电子变压器拓扑及其控制方法。该拓扑以M3C为基础，可分为输入级、中间级和输出级，输入级是M3C，中间级由并接在输入级的每个子模块电容后的双有源桥式电路组成，输出级是一个三相四桥臂逆变器，接在中间级的直流端口后。此外，针对上述拓扑结构，为实现拓扑功能，保证其安全可靠运行，本发明为该结构的输入级M3C和中间级DAB分别设计了双闭环控制方法，实现了输入级M3C和中间级多个DAB之间的能量平衡控制。本发明在高压低频海上风电并网应用中能够降低运行成本，提高了港口供电的可靠性，且避免了传统岸电变频环节效率低、故障率高的问题。

Description

面向港口供电的电力电子变压器拓扑及其控制方法
技术领域
本发明属于高压大功率电力电子技术领域，主要涉及一种面向港口供电的基于模块化多电平矩阵型(Modular Multilevel Matrix Converter，M3C)电力电子变压器拓扑和相应的控制方法。
背景技术
船舶靠港时使用燃油发电产生的污染大，且岸电的频率与船舶用电频率有时并不统一，因此不能够直接给船舶进行供电，设计一种能提供与船舶用电频率同频的交流电源意义重大。考虑到港口位置的特殊性，将海上风电厂的并网与港口供电相结合，完全具有可行性。
目前低频海上风电并网多是使用模块化多电平变换器(modular multilevelconverter，MMC)，但这种变换器并不能直接实现频率的变换，需要先整流再逆变。一种新型的模块化多电平矩阵变换器则具有直接频率变换的能力，且与MMC 相比，这种结构的桥臂数目减少了1/4，经济性更好，因此在高压低频交流风电并网中有着广阔的应用前景。针对基于M3C的电力电子变压器的拓扑结构，在《电工技术学报》2016年第31卷第18期108-115页刊登的“基于模块化多电平矩阵变换器的电力电子变压器控制策略”一文(作者王婷等)，提出了一种基于单相M3C的电力电子变压器结构，这种结构的输入级是一个单相的M3C，其输入级的输入端连接的是一个单相工频电网，输入级的输出端输出的是一个单相交流电压，这种结构在单相铁道动力牵引系统中有着优异的性能，但不能够用在三相的海上风电并网中。
发明内容
发明目的：本发明针对现有技术存在的问题和不足，提出了一种面向港口供电的电力电子变压器的拓扑及其控制方法，该拓扑不仅能够实现海上风电的并网，同时还能实现对港口不同类型、不同频率的负载供电。
技术方案：为实现上述发明目的，本发明的面向港口供电的电力电子变压器拓扑包括输入级、中间级和输出级；(1)拓扑输入级为M3C结构，其三相输入和三相输出分别连接了海上风电厂与港口电网；在M3C的各相输入和各相输出端口上串联了电感，分别用Li和Lo表示；M3C的三相输入与三相输出之间通过 9个桥臂连接，每个桥臂的结构相同，包括n个子模块和一个桥臂电感L，桥臂中的子模块首尾相连，电感L串联在桥臂中；每一子模块是由4个绝缘栅双极型晶体管IGBT、4个续流二级管和一个并联电容构成的H桥式电路。(2)拓扑的中间级包括多个双有源全桥电路(Dual Active Bridge，DAB)，构成中间级的DAB 单元也是一个三级结构，其输入级是由4个IGBT构成的H桥式逆变电路，将高压直流电压逆变成交流电；输出级是由4个IGBT构成的H桥式整流电路；中间级是一个高频隔离变压器，连接起输入级和输出级；拓扑中间级中各DAB的H 桥式逆变电路的输入端并接在输入级M3C中子模块的并联电容之后，拓扑中间级的输出端是所有的DAB中H桥式整流电路的直流输出并联构成。(3)输出级是三相四桥臂逆变器结构，它接在中间级的直流输出端之后，包括4条并联支路8个IGBT，每条并联支路是由两个IGBT首尾相连构成。
上述面向港口供电的基于模块化多电平矩阵型电力电子变压器的控制方法包括如下步骤：
(1)对拓扑结构的输入级M3C的能量平衡采用双闭环控制，所述双闭环控制为电压外环控制和电流内环控制；通过所述电压外环控制实现所述M3C结构的整体能量平衡，得到各桥臂电流的参考值；通过所述电流内环控制得到各桥臂电压参考值；基于各桥臂电压的参考值，进而得到控制所述拓扑的输入级的各子模块中各IGBT开通关断的PWM信号；
(2)对拓扑的中间级采用双闭环控制，以实现所述拓扑的中间级中各DAB 之间的能量平衡；
(3)对拓扑的输出级采用三次谐波注入的PWM控制，在所述三相逆变器的三相正弦调制信号中注入三次谐波，以提高电压利用率从而实现对低压直流电的逆变。
进一步地，步骤(1)中，通过所述电压外环控制实现所述M3C结构的整体能量平衡，得到各桥臂电流的参考值，具体包含以下子步骤：
(111)测量所述M3C结构的所有子模块的电容电压值，算出所述M3C结构的整体电容电压值uc-t，再通过低通滤波器FL，除去交流波动，得到经滤波电容电压值UC；
(112)将步骤(111)得到的经滤波电容电压值UC与电压参考值uref比较，经过比例积分控制后得到所述M3C结构的输入电流的参考值i* x，x＝A,B,C为所述M3C结构的三相输入的各相标号；
(113)基于所述M3C结构输出侧的有功功率参考值P*和无功功率参考值 Q*，算出所述M3C结构的输出电流的参考值i* y，y＝a,b,c为所述M3C结构的三相输出的各相标号；
(114)根据所述M3C结构的对称性，基于所述M3C结构的输入电流和输出电流的参考值i* x和i* y，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电流的参考值i* xy：
Figure GDA0003071386880000031
进一步地，步骤(1)中，通过所述电流内环控制得到各桥臂电压参考值，具体包含以下子步骤：
(121)测量以得到所述M3C结构中各桥臂电流的测量值ixy，通过所述M3C 结构中各桥臂电流的参考值i* xy与测量值ixy作差，经过比例积分控制，得到所述 M3C结构的各桥臂的电感电压u1；
(122)根据所述M3C结构的对称性，在得到所述M3C结构的各桥臂的电感电压u1后，再经过输入电压ux、输出电压uy的前馈控制，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电压的参考值u* xy：
u* xy＝ux-uy-u1
进一步地，(21)采集所述拓扑的中间级的输出电压Udc,与Udc的参考电压 U* dc-ref作差比较，经过比例积分控制后得到所述拓扑的中间级输入电流参考值 i* i-ref；
(22)由于各DAB结构相同，为实现每个DAB之间的能量均衡，将步骤(21)得到的输入电流参考值i* i-ref等分为9n份，得到每个DAB的输入电流参考值i* n，并将其作为电流内环的输入信号；
(23)测量以得到每个DAB的输入电流in，与i* n作差比较，经过比例积分控制，得到每个DAB单元的移相占空比dn，进而控制各DAB的传输功率以实现能量平衡。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、本发明的输入级采用的M3C结构具有直接频率变换的能力，在高压低频海上风电并网应用中，与现有的背靠背型连接的模块化多电平变换器相比，节省了1/4的桥臂数目，能够降低成本。
2、该拓扑结构的输入级M3C的输入端连接的是海上风电厂，输出端连接的是岸上电网，海上风电厂发出的电能能够优先给港口供电，在有多余电能的时候，能够将多余的电能并入电网，因此这种结构相比于岸上电网单独给港口供电有更高的供电可靠性。
3、该拓扑可以对港口中不同类型不同频率的负载就行供电，且在对交流负载进行供电时，该拓扑还能避免传统的岸电变频环节效率低、故障率高的问题。由于该拓扑的中间级可以提供低压直流端口，因此可直接与直流负载连接；同时，该拓扑的输出级可以提供低压交流端口，该交流端口的频率可以根据所接交流负载的频率进行改变，因此可实现对不同频率的交流负载供电。
附图说明
图1是本发明所用的面向港口供电的基于模块化多电平矩阵型电力电子变压器拓扑；
图2(a)和图2(b)分别是中间级中各DAB的结构示意图和单移相控制下的电压电流波形；
图3是面向港口供电的基于模块化多电平矩阵型电力电子变压器的控制框图；
图4(a)至4(f)分别是海上风电厂与港口电网同时通过本申请的电力电子变压器拓扑给岸电负荷供电时：海上风电场出入的电流随时间变化关系图；港口电网输入的电流随时间变化关系图；拓扑输出级的输出电流随时间变化关系图；中间级输出电压随时间变化关系图；海上发出、岸上吸收及负载的有功功率随时间变化关系图；输入级桥臂直流电压随时间变化关系图；
图5(a)至5(f)分别是海上风电厂通过本申请的电力电子变压器拓扑单独给岸电负荷供电时：海上输入侧电流随时间变化关系图；港口电网输入的电流随时间变化关系图；拓扑输出级的输出电流随时间变化关系图；中间级输出电压随时间变化关系图；海上发出、岸上吸收及负载的有功功率随时间变化关系图；输入级桥臂直流电压随时间变化关系图；
图6(a)至6(f)分别是海上风电厂通过本申请的电力电子变压器拓扑单独给岸电负荷供电并将多余电能并入港口电网时：海上输入侧电流随时间变化关系图；港口电网输入的电流随时间变化关系图；拓扑输出级的输出电流随时间变化关系图；中间级输出电压随时间变化关系图；海上发出、岸上吸收及负载的有功功率随时间变化关系图；输入级桥臂直流电压随时间变化关系图。
具体实施方式
本发明提出了面向港口供电的模块化多电平矩阵型电力电子变压器的拓扑结构和控制方法，下面结合附图，对本发明的技术内容进一步详细说明。
本发明的基于M3C电力电子变压器拓扑包括输入级、中间级和输出级。如图1的上半部分所示，拓扑的输入级是3×3的M3C结构，该结构的三相输入侧连接了50/3Hz的低频海上风电厂，电压和电流被记为ux和ix(x＝A,B,C为M3C 结构三相输入中任一相的标号)，三相输出侧连接了港口电网，电压和电流被记为uy和iy(y＝A,B,C为M3C结构三相输出中任一相的标号)。M3C结构的各相输入端口上串联有输入电感，记为Li，各相输出端口上串联有输出电感，记为 Lo。各相输入电感和各相输出电感之间通过9个桥臂连接，每个桥臂上串联了n个子模块和1个桥臂电感L。每一子模块是由4个绝缘栅双极型晶体管IGBT、4 个续流二级管和一个并联电容构成的H桥式电路，其中，4个IGBT分别与四个续流二极管并联形成该H桥式电路的半桥臂。拓扑的中间级包括多个双有源全桥电路DAB。DAB的具体结构在图2(a)中给出，各DAB包括：用于将高压直流电压逆变成交流电的H桥式逆变电路、将低压交流电压整流成低压直流电的H 桥式整流电路和用于连接所述H桥式逆变电路及所述H桥式整流电路的高频隔离变压器。其中，H桥式逆变电路和H桥式整流电路各自均包括两个并联桥臂支路，每一并联桥臂支路包括两个串联的IGBT。H桥式逆变电路的输入端和输出端分别从其所包括的并联桥臂的两端点和两中点引出。H桥式整流电路的输入端和输出端分别从其所包括的并联桥臂的两中点和两端点引出。如图1的下半部分所示，各DAB与M3C结构中的各个子模块一一对应。各DAB的H桥式逆变电路的输入端接在了M3C的对应子模块中的并联电容之后，整个拓扑的中间级的输出端由所有DAB中H桥式整流电路的输出并联构成，形成了低压直流端口。
如图2(a)和图2(b)，DAB的原边电压和副边电压被记为Vp和Vs，L是任一DAB中变压器漏感和M3C中对应桥臂电感的等效值，φ是DAB原副边之间的移相角，d是半个周期的移相占空比，in是中间级中第n个DAB的输入电流，Th表示半个开关周期的时间。由DAB的工作模态可知，电感电流iL具有对称性，可通过控制移相角φ来控制DAB的输送功率。如图1，拓扑的输出级是一个三相四桥臂逆变器，包括四个并联桥臂，每两个IGBT首尾相连构成逆变器的一个并联桥臂。
基于上述拓扑，下面通过一个具体实施例并结合附图3对本发明的针对上述拓扑的整体控制方法进行介绍，该方法包括如下步骤：
步骤一：输入级M3C结构的整体能量平衡的双闭环控制。
其中，双闭环控制为电压外环控制和电流内环控制。通过电压外环控制可以实现所述M3C结构的整体能量平衡，得到各桥臂电流的参考值。具体包括如下子步骤：
S111：测量M3C结构的所有子模块的电容电压值，算出M3C结构的整体电容电压值uc-t，再通过低通滤波器FL，除去交流波动，得到经滤波电容电压值 UC。其中，对M3C结构的所有子模块的电容电压值的测量可以通过电压传感器实现。
S112：将步骤S111得到的经滤波电容电压值UC与电压参考值uref比较，经过比例积分控制后得到M3C结构的输入电流的参考值i* x。
S113：基于M3C结构输出侧的有功功率参考值P*和无功功率参考值Q*，算出M3C结构的输出电流的参考值i* y；
(114)根据M3C结构的对称性，基于所述M3C结构的输入电流和输出电流的参考值i* x和i* y，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电流的参考值i* xy：
Figure GDA0003071386880000061
通过所述电流内环控制可以得到各桥臂电压参考值，具体包括如下子步骤：
S121：测量以得到所述M3C结构中各桥臂电流的测量值ixy，通过所述M3C 结构中各桥臂电流的参考值i* xy与测量值ixy作差，经过比例积分控制，得到所述 M3C结构的各桥臂的电感电压u1。其中，对M3C结构中各桥臂电流的测量可以通过电流传感器实现。
S122：根据M3C结构的对称性，在得到M3C结构的各桥臂的电感电压u1后，再经过M3C结构的输入电压ux和输出电压uy的前馈控制，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电压的参考值u* xy：
u* xy＝ux-uy-u1
再基于各桥臂电压的参考值，进而可以得到控制M3C的各子模块IGBT开通关断的PWM信号。
步骤二：中间级DAB的双闭环控制，实现多个DAB模块之间的能量平衡。
该步骤中，将采集到的拓扑中间级的输出电压Udc与参考值U* dc-ref作差，经过比例积分控制后，得到的是中间级的输入电流参考值i* i-ref，为使中间级的每个 DAB模块之间能量平衡，将i* i-ref等分为9n份，作为每个DAB的输入电流的参考值i* n，并与每个DAB的输入电流的测量值in作差比较，经过比例积分控制，得到每个DAB单元的移相占空比，进而控制DAB的传输功率。
步骤三：输出级三相逆变器的三次谐波注入控制。该控制方法在原有的三相正弦调制波中注入了三次谐波，得到新的调制波，以提高电压利用率从而实现对低压直流电的逆变：
Figure GDA0003071386880000071
其中，v1，v2和v3分别是逆变器的调制波，ω是逆变器输出交流电压的角频率，k是调制系数，k1是三次谐波的调制系数。
为方便说明，接下来以本实施例涉及的电力电子变压器拓扑每个桥臂包含2 个子模块的情况进行说明。
图4给出的是该PET工作在海上风电厂与电网共同给岸电负荷供电时的波形图，Pon、Poff、Pload_dc和Pload_ac分别表示的是电网吸收有功，海上电厂发出有功、直流和交流负载消耗的有功。图4(a)和图4(b)是海上风电厂的电流和港口电网的电流，可以看出，电网电流的频率是风电厂频率的3倍；图4(c) 是该电力电子变压器的输出电流，图4(d)是中间级的输出电压，该电压能够稳定在参考值；图4(e)和图4(f )分别表示的是该电力电子变压器的功率和输入级M3C的桥臂电容电压，由图可知该电力电子变压器在所提出的控制方法下在海上风电厂与电网共同给岸电负荷供电这种工况下能够实现能量平衡。
图5给出的是该PET工作在海上风电厂单独给岸电负荷供电时的波形图。图5(a)至图5(f )分别是海上风电厂输出电流、港口电网电流、电力电子变压器输出电流、电力电子变压器的中间级输出电压、电力电子变压器的功率以及输入级M3C的桥臂电容电压，由图可知该电力电子变压器在所提出的控制方法下在海上风电厂单独给岸电负荷供电这种工况下能够实现能量平衡。
图6给出的是该PET工作在海上风电厂单独给岸电负荷供电时的波形图。图6(a)至图6(f )分别是海上风电厂输出电流、港口电网电流、电力电子变压器输出电流、电力电子变压器的中间级输出电压、电力电子变压器的功率以及输入级M3C的桥臂电容电压，由图可知该电力电子变压器在所提出的控制方法下在海上风电厂单独给岸电负荷供电并将多余电量并入电网这种工况下能够实现能量平衡。

Claims (8)

1.一种面向港口供电的电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于，M3C电力电子变压器拓扑包括输入级、中间级和输出级；
拓扑的输入级为包括三相输入和三相输出的M3C结构；所述M3C结构的各相输入端口上串联有输入电感Li，各相输出端口上串联有输出电感Lo；所述M3C结构的三相输入与三相输出之间通过9个桥臂连接，每个桥臂的结构相同，包括串联连接的n个子模块和一个桥臂电感L，n为正整数；每一子模块是由4个绝缘栅双极型晶体管IGBT、4个续流二级管和一个并联电容构成的H桥式电路；
拓扑的中间级包括多个双有源全桥电路DAB；各DAB包括：用于将高压直流电压逆变成交流电的H桥式逆变电路、将低压交流电压整流成低压直流电的H桥式整流电路和用于连接所述H桥式逆变电路及所述H桥式整流电路的高频隔离变压器；各DAB与输入级的各子模块一一对应；每一DAB的H桥式逆变电路的输入端并接在对应子模块中并联电容的两端上；所有DAB的H桥式整流电路的直流输出端并联构成所述拓扑的中间级的直流输出端口；
拓扑的输出级包括与所述拓扑的中间级的输出端口相连的三相逆变器；
包括以下步骤：
(1)对拓扑结构的输入级M3C的能量平衡采用双闭环控制，所述双闭环控制为电压外环控制和电流内环控制；通过所述电压外环控制实现所述M3C结构的整体能量平衡，得到各桥臂电流的参考值；通过所述电流内环控制得到各桥臂电压参考值；基于各桥臂电压的参考值，进而得到控制所述拓扑的输入级的各子模块中各IGBT开通关断的PWM信号；
(2)对拓扑的中间级采用双闭环控制，以实现所述拓扑的中间级中各DAB之间的能量平衡；
(3)对拓扑的输出级采用三次谐波注入的PWM控制，在所述三相逆变器的三相正弦调制信号中注入三次谐波，以提高电压利用率从而实现对低压直流电的逆变；
所述步骤(1)中，通过所述电压外环控制实现所述M3C结构的整体能量平衡，得到各桥臂电流的参考值，具体包含以下子步骤：
(111)测量所述M3C结构的所有子模块的电容电压值，算出所述M3C结构的整体电容电压值uc-t，再通过低通滤波器FL，除去交流波动，得到经滤波电容电压值UC；
(112)将步骤(111)得到的经滤波电容电压值UC与电压参考值uref比较，经过比例积分控制后得到所述M3C结构的输入电流的参考值i* x，x＝A,B,C为所述M3C结构的三相输入的各相标号；
(113)基于所述M3C结构输出侧的有功功率参考值P*和无功功率参考值Q*，算出所述M3C结构的输出电流的参考值i* y，y＝a,b,c为所述M3C结构的三相输出的各相标号；
(114)根据所述M3C结构的对称性，基于所述M3C结构的输入电流和输出电流的参考值i* x和i* y，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电流的参考值i* xy：
Figure FDA0003048710930000021
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述输入级M3C的三相输入和三相输出分别连接海上风电厂与陆上电网。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述H桥式逆变电路和所述H桥式整流电路各自均包括两个并联桥臂支路，每一并联桥臂支路包括两个串联的IGBT；所述H桥式逆变电路的输入端和输出端分别从其所包括的并联桥臂的两端点和两中点引出；所述H桥式整流电路的输入端和输出端分别从其所包括的并联桥臂的两中点和两端点引出。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述拓扑的中间级的输出端口为低压直流输出端口。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述三相逆变器为三相四桥臂逆变器，接在拓扑的中间级的直流输出端口之后，包括4条并联支路，每条并联支路是由两个IGBT首尾相连构成；所述三相四桥臂逆变器的输出端口为低压交流输出端口。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述三相逆变器包括4条并联支路，每条并联支路由两个IGBT首尾相连构成。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤(1)中，通过所述电流内环控制得到各桥臂电压参考值，具体包含以下子步骤：
(121)测量以得到所述M3C结构中各桥臂电流的测量值ixy，通过所述M3C 结构中各桥臂电流的参考值i* xy与测量值ixy作差，经过比例积分控制，得到所述M3C结构的各桥臂的电感电压u1；
(122)根据所述M3C结构的对称性，在得到所述M3C结构的各桥臂的电感电压u1后，再经过对所述M3C结构的输入电压ux和输出电压uy的前馈控制，通过下式计算得到所述M3C结构中各桥臂电压的参考值u* xy：
u* xy＝ux-uy-u1。
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤(2)具体包含以下子步骤：
(21)采集所述拓扑的中间级的输出电压Udc,与Udc的参考电压U* dc-ref作差比较，经过比例积分控制后得到所述拓扑的中间级输入电流参考值i* i-ref；
(22)由于各DAB结构相同，为实现每个DAB之间的能量均衡，将步骤(21)得到的输入电流参考值i* i-ref等分为9n份，得到每个DAB的输入电流参考值i* n，并将其作为电流内环的输入信号；
(23)测量以得到每个DAB的输入电流in，与i* n作差比较，经过比例积分控制，得到每个DAB单元的移相占空比dn，通过移相占空比dn控制移相角
Figure FDA0003048710930000031
从而控制DAB的输送功率，以实现所述拓扑的中间级中各DAB之间的能量平衡。
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