CN103618310B - 一种大容量统一电能质量控制器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力系统柔性输配电的统一电能质量控制器UPQC，具体涉及一种大容量统一电能质量控制器UPQC及其控制方法。统一电能质量控制器使用多绕组变压器副边连接H桥变换器的结构应用于UPQC并联侧。并联侧三相等效于跨接在线电压上的三个单相整流器模型。由于每个H桥整流器都是独立控制，因此不受三相电压不平衡的影响，利于电网电压波动时UPQC直流侧电压的稳定，并采用基于虚拟正交坐标变换的控制方法，使UPQC并联侧的单相整流装置等效为三相整流器模型，具有三相整流器的功率因数可控和谐波抑制的功能，能够完全实现对称系统电压条件下三相整流器的所有功能。

Description

一种大容量统一电能质量控制器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力系统柔性输配电的统一电能质量控制器UPQC，具体涉及一种大容量统一电能质量控制器UPQC及其控制方法。

背景技术

统一电能质量控制器UPQC是用户电力技术(Custom Power)中的新兴装置，它集电压补偿装置、电流补偿装置于一体，统一实现多重电能质量调节功能，一机多能，具有更高的性价比，是用户电力技术发展的最新趋势和关键设备，也是FACTS技术中的关键设备，因此统一电能质量控制器UPQC已成为该领域的研究热点。

统一电能质量控制器UPQC主电路由串联电压源型换流器和并联电压源型换流器构成。

UPQC作为功能强大的电能质量综合补偿装置，其串联侧具有动态电压恢复器DVR、动态不间断电源DUPS功能，并联侧具有静止无功发生器SVG、有源电力滤波器APF功能。UPQC的串联和并联单元可独立运行实现各自功能，也可联合运行实现统一的综合功能。

UPQC的拓扑结构根据变流器接入电网的方式主要有两种结构，按照系统侧-UPQC串联侧-UPQC并联侧-负载侧的连接顺序串入电网的UPQC称为“串并”结构；按照系统侧-UPQC并联侧-UPQC并＝串联侧-负载侧的连接顺序串入电网的UPQC称为“并串”结构。UPQC串并结构示意图如图1所示，UPQC并串结构示意图如图2所示。

两种结构的UPQC各有自身的优劣势：

对于“串并”结构的UPQC，因串联侧的电压补偿功能，则当系统电压跌落时，并联侧电压仍然可以保持为三相对称电压。因此并联在实现维持直流电压、补偿负载谐波电流和无功的功能时，无需考虑三相电压不平衡的问题，因此并联侧控制方式相对简单。由于并联侧所取的有功都经过串联侧，则大大增加了串联侧容量。如按照电网电压跌落0.5pu，则串联侧容量应与负载额定容量相同，其中一半容量提供给了并联侧。这种容量的选择极大的增大了工程成本，不利于发挥最大的装置容量。

对于“并串”结构的UPQC，串联侧补偿故障系统电压，保证负载电压的稳定，其容量只与负载需要补偿的容量相关。并联侧由于与系统母线直接相连，则需要考虑三相电压不平衡状况。若用传统三相桥的结构，则大大增加控制难度，易导致直流电压的波动，不适用于UPQC快速动态响应的特点。

发明内容

针对“并串”结构的UPQC并联侧不易于控制的缺点，本发明提供一种大容量统一电能质量控制器UPQC及其控制方法，统一电能质量控制器UPQC使用多绕组变压器副边连接H桥变换器的结构应用于UPQC并联侧。并联侧三相等效于跨接在线电压上的三个单相整流器模型。由于每个H桥整流器都是独立控制，因此不受三相电压不平衡的影响，利于电网电压波动时UPQC直流侧电压的稳定。

基于虚拟正交坐标变换的控制方式可使UPQC并联侧的单相整流装置等效为三相整流器模型，具有三相整流器的功率因数功率可控和谐波抑制的功能，能够完全实现对称系统电压条件下三相整流器的所有功能。

本发明的目的是采用下述技术方案实现的：

本发明提供一种大容量统一电能质量控制器，所述统一电能质量控制器采用三相三线制并串结构，包括通过公共直流母线连接的并联型电压源变流器和串联型电压源变流器；其改进之处在于，所述并联型电压源变流器采用多绕组的单相变压器连接单相H桥变换器结构，所述多绕组单相变压器原边通过并联电抗器接入交流侧电网，所述多绕组单相变压器副边与H桥变换器的交流侧连接；所述串联型电压源变流器采用单相H桥变换器结构，与并联型电压源变流器的H桥变换器形成“背靠背”结构，串联型电压源变流器的单相H桥变换器分别通过RLC滤波电路以及旁路晶闸管单元以级联的方式接入直流侧电网。

进一步地，所述串联侧单相H桥变换器包括并联的H桥、滤波电容器C支路和电阻R_L支路；电抗器-电阻串联支路连接在H桥其中两个桥臂之间的a点，直流电源u_s与电抗器-电阻串联支路并联后连接在H桥另外两个桥臂之间的b点；所述电抗器-电阻串联支路由串联的电抗器L和电阻R组成；

所述H桥由四个桥臂组成，每个桥臂由IGBT模块组成，所述IGBT模块包括IGBT器件以及与其反并联的二极管组成。

进一步地，所述并联型电压源变流器的单相H桥变换器结构与串联型电压源变流器的单相H桥变换器结构之间并联有电容器。

进一步地，所述RLC滤波电路由串联的电容器、电阻和电抗器组成；所述晶闸管单元由反并联的两个晶闸管组成。

进一步地，所述并联型电压源变流器和串联型电压源变流器均为双向PWM变流器。

本发明基于另一目的提供的一种大容量统一电能质量控制器的控制方法，其改进之处在于，所述控制方法通过基于虚拟正交坐标变换的控制方式实现，所述基于虚拟正交坐标变换使统一电能质量控制器并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器，等效后具有三相整流器的功率因数可控和谐波抑制的功能，用于实现三相对称电压系统条件下三相整流器的功能。

进一步地，所述单相H桥变换器采用基尔霍夫定律得到的数学模型如下：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=u_s-{\mathrm{Ri}}_s-u_{ab}---\left(1\right);$

$C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{u_{ab}{i}_s}{U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}---\left(2\right);$

其中：L为电抗器L电感值，i_s为流经电抗器-电阻串联支路的电流值，u_s为交流电源的电压值，R为线路损耗等效电阻R的阻值；u_ab为H桥a、b两点之间的电压值，C为电容器C的电容值，U_dc为电容器C两端的电压值，R_L为等效直流负载电阻R_L的阻值。

进一步地，所述三相整流器的直角坐标系下的控制方案是将三相电压信号u_a、u_b和u_c转化为两相静止直角坐标系下的u_α和u_β表示；所述直角坐标系即dq坐标系，所述两相静止直角坐标系即αβ坐标系，将三相电压信号u_a、u_b和u_c转化为两相静止直角坐标系下的u_α和u_β表示包括：

①构造与αβ坐标系相位差为θ，以ω角频率逆时针旋转的同步旋转的dq坐标系，其中ω为三相电压信号u_a、u_b和u_c的角频率；

②将αβ坐标系下的两个电压信号u_α和u_β通过坐标变化，转化为①中dq同步旋转坐标系下的u_d和u_q，在dq同步旋转坐标系下u_d和u_q分量均为直流电压信号；

其中：当dq坐标系的起始位置与αβ坐标系重合，则有θ＝ωt，αβ坐标系向dq坐标系转化如式(3)所示，dq坐标系向αβ坐标系转化如式(4)所示，其中θ＝ωt；

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]---\left(3\right);$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]---\left(4\right).$

进一步地，将并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器指的是将并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器坐标系αβ和坐标系dq下的dq量，包括：

<1>令i_α＝i_sH＝I_s cosωt，u_α＝u_s＝U_s cosωt，在dq坐标系下，令U_d＝U_s，U_q＝0，则d轴上分量为有功分量，q轴上为无功分量，则控制的目标是使得电流的有功分量和无功分量都为给定的值；假设2个变量i_β和u_β，其中i_β＝I_s sinωt，u_β＝U_s sinωt；采用dq坐标系下的变量来等效，由式(4)得出式(5)、(6)和(7)成立，分别如下：

i_s＝i_α+i_β＝I_d cosωt-I_q sinωt (5)；

u_s＝U_d cosωt-U_q sinωt (6)；

u_ab＝U_d cosωt-U_q sinωt (7)；

<2>将式(5)、(6)和(7)代入式(1)和(2)，则得出在一个固定开关周期内，该并联型电压源变流器的单相H桥变换器在dq坐标系平均值数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{dI}}_d}{dt}={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d-U_d\\ L\frac{{\mathrm{dI}}_q}{dt}=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q-U_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中：I_d、I_q分别为单相H桥变换器交流电流i_sH和虚拟电流i_β的合成矢量在d轴、q轴上的分量；U_s表示单相H桥变换器网侧交流电压u_s在d轴的分量；-U_d、U_q分别表示H桥网侧交流电压u_s在d轴、q轴上的分量；在式(8)中，有三个状态变量I_d、I_q和U_dc，两个输入控制变量U_d和U_q，当单相H桥变换器工作状态达到稳定时，三个状态变量I_d、I_q和U_dc均为大小恒定的直流信号，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q\\ \frac{U_{dc}^2}{R_L}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(9\right);$

在αβ坐标系下，有下式(10)成立：

$i_{\mathrm{\&alpha;}}^{*}=I_s^{*}cos\mathrm{\&omega;}t---\left(10\right);$

其中：为给定的单相H桥变换器交流电流，表示给定的与合成的矢量；

当仅有有功分量，无功分量为0，即：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_d^{*}=I_s^{*}\\ I_q^{*}=0\end{array}\right.---\left(11\right);$

其中：和分别表示在dq坐标系下给定电流矢量电流的有功分量和无功分量；

由式(4)和(11)知，构造虚拟信号如式(12)：

$i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}sin\mathrm{\&omega;}t---\left(12\right);$

α轴上的实际电流被定义为：

i_α＝i_sH＝I_s cosωt (13)；

β轴上的实际电流被定义为：

$i_{\mathrm{\&beta;}}=i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}sin\mathrm{\&omega;}t---\left(14\right).$

进一步地，单相H桥变换器等效为三相整流器的控制方案采用以电压为外环调节和电流内环调节的双闭环控制，所述电压为外环调节采用直流侧输出电压的实际值U_dc与给定值的误差信号进行PI调节，用于直流侧输出电压稳定，进行PI调节的PI调节器输出为给定电流的幅值给定电流的频率和相位通过锁相环PLL检测网侧电源电压得到；

电流内环采用dq坐标系下预测电流控制来实现实际电流i_sH跟踪给定的电流实现网侧输入端给定的功率因数。

进一步地，所述dq坐标系下预测电流控制经过一个PWM开关周期T_s使实际合成电流i_s(t+T_s)与指令电流相等；

当开关频率远远大于电网频率时，在一个开关周期T_s内有：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s(t+T_s)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(15\right);$

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s^{*}\left(t\right)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(16\right);$

当忽略漏阻R，联立式(8)和式(16)得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-L\frac{i_d^{*}-i_d}{T_s}\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-L\frac{i_q^{*}-i_q}{T_s}\end{array}\right.---\left(17\right);$

根据式(17)得到U_d和U_q，由式(4)得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}=U_d\cos \mathrm{\&omega;}t-U_q\sin \mathrm{\&omega;}t\\ U_{\mathrm{\&beta;}}=U_{d}sin\mathrm{\&omega;}t+U_{q}cos\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right.---\left(18\right);$

由式(7)知，调制信号u_ab＝U_α，调制信号经与三角载波进行SPWM调制后，即得到单相H桥变换器驱动开关器件的PWM信号。

与现有技术比，本发明达到的有益效果是：

1、本发明提供的大容量统一电能质量控制器UPQC使用多绕组变压器副边连接H桥变换器的结构应用于UPQC并联侧。并联侧三相等效于跨接在线电压上的三个单相整流器模型。由于每个H桥整流器都是独立控制，因此不受三相电压不平衡的影响，利于电网电压波动时UPQC直流侧电压的稳定。

2、本发明提供基于虚拟正交坐标变换的控制方式可使UPQC并联侧的单相整流装置等效为三相整流器模型，具有三相整流器的功率因数功率可控和谐波抑制的功能，能够完全实现对称系统电压条件下三相整流器的所有功能。

3、本发明提供基于虚拟正交坐标变换控制方式，使在网侧电压三相不平衡的状态下能够分别控制UPQC装置并联侧的每一相，并且达到三相全控整流器的性能，大大提高了UPQC的使用工况范围，简化和控制方式，提高了控制性能。

附图说明

图1是现有技术UPQC串并结构示意图；

图2是现有技术UPQC并串结构示意图；

图3是本发明提供的大容量统一电能质量控制器UPQC并串结构的示意图；

图4是本发明提供的单相H桥变换器主电路拓扑接结构图；

图5是本发明提供的基于虚拟正交坐标变换的控制策略框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

本发明提供一种大容量统一电能质量控制器UPQC，其结构图示意图如图3所示，统一电能质量控制器采用三相三线制并串结构，包括通过公共直流母线连接的并联型电压源变流器和串联型电压源变流器；并联型电压源变流器采用多绕组的单相变压器连接单相H桥变换器结构，多绕组单相变压器原边通过并联电抗器接入交流侧电网，多绕组单相变压器副边与H桥变换器的交流侧连接；所述串联型电压源变流器采用单相H桥变换器结构，与并联型电压源变流器的H桥变换器形成“背靠背”结构，串联型电压源变流器的单相H桥变换器分别通过LC滤波电路以及晶闸管单元接入直流侧电网。并联型电压源变流器的单相多绕组变压器不仅起到电压等级变换的作用，而且起到电位隔离的作用，使得每个H桥的参考点之间没有电位关系，以便UPQC装置串联侧使用H桥级联方式实现装置的大容量化。

并联型电压源变流器的单相H桥变换器结构与串联型电压源变流器的单相H桥变换器结构之间并联有电容器。RLC滤波电路由串联的电容器、电阻和电抗器组成；晶闸管单元由反并联的两个晶闸管组成。并联型电压源变流器和串联型电压源变流器均为双向PWM变流器。

单相H桥变换器的主电路拓扑结构图如图4所示，包括并联的H桥、电容器C支路和电阻R_L支路；电抗器-电阻串联支路连接在H桥其中两个桥臂之间的a点，直流电源u_s与电抗器-电阻串联支路并联后连接在H桥另外两个桥臂之间的b点；所述电抗器-电阻串联支路由串联的电抗器L和电阻R组成；H桥由四个桥臂组成，每个桥臂由IGBT模块组成，所述IGBT模块包括IGBT器件以及与其反并联的二极管组成。

本发明还提供一种大容量统一电能质量控制器UPQC的控制方法，控制方法采用基于虚拟正交坐标变换的控制方式，使UPQC并联侧的单相整流装置等效为三相整流器模型，具有三相整流器的功率因数功率可控和谐波抑制的功能，能够完全实现对称系统电压条件下三相整流器的所有功能。首先对图4中的主电路采用基尔霍夫定律分析可以得到该电路的数学模型：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=u_s-{\mathrm{Ri}}_s-u_{ab}---\left(1\right);$

$C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{u_{ab}{i}_s}{U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}---\left(2\right);$

其中：L为电抗器L电感值，i_s为流经电抗器-电阻串联支路的电流值，u_s为直流电源的电压值，R为电阻R的阻值；u_ab为H桥a、b两点之间的电压值，C为电容器C的电容值，U_dc为电容器C两端的电压值，R_L为电阻R_L的阻值。

一、H桥与三相桥的等效：

三相整流器的dq坐标系下的控制原理是将三相电压信号u_a、u_b和u_c转化为两相静止直角坐标系(αβ坐标系)下的u_α和u_β表示。由于在αβ坐标系下的电压信号是含有频率和相位的交流信号，不易控制，所以首先构造一个与αβ坐标系相位差为θ(如图2所示)。以ω角频率逆时针旋转的同步旋转的直角坐标系dq，其中ω为三相电压信号的角频率，然后将αβ坐标系下的两个电压信号u_α和u_β通过坐标变化，转化为dq同步旋转坐标系下的u_d和u_q。所以在dq坐标系下u_d和u_q分量为直流电压信号，这样易于控制。当dq坐标系的起始位置与αβ坐标系重合，则有θ＝ωt，αβ坐标系向dq坐标系转化如式(3)所示。dq坐标系向αβ坐标系转化如式(4)所示，其中θ＝ωt。

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\&theta;}& sin\mathrm{\&theta;}\\ -sin\mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right]---\left(3\right);$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\&theta;}& -sin\mathrm{\&theta;}\\ sin\mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]---\left(4\right);$

将三相整流器的坐标系αβ和坐标系dq的思想引入单相系统中，在单相PWM整流器中，令i_α＝i_sH＝I_s cosωt，u_α＝u_s＝U_s cosωt，使在dq坐标系下，令U_d＝U_s，U_q＝0，则d轴上分量为有功分量，q轴上为无功分量，则控制的目标是使得电流的有功分量和无功分量都为给定的值。则虚构2个变量i_β和u_β，其中i_β＝I_s sinωt，u_β＝U_s sinωt。

采用dq坐标系下的变量来等效，有式(4)可推导出式(5)、(6)和(7)成立。

i_s＝i_α+i_β＝I_d cosωt-I_q sinωt (5)；

u_s＝U_d cosωt-U_q sinωt (6)；

u_ab＝U_d cosωt-U_q sinωt (7)；

将式(5)、(6)和(7)代入式(1)和(2)，则可以推导出在一个固定开关周期内，该并联型电压源变流器的单相H桥变换器在dq坐标系平均值数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{dI}}_d}{dt}={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d-U_d\\ L\frac{{\mathrm{dI}}_q}{dt}=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q-U_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(8\right);$

其中：I_d、I_q分别为单相H桥变换器交流电流i_sH和虚拟电流i_β的合成矢量在d轴、q轴上的分量；U_s表示单相H桥变换器网侧交流电压u_s在d轴的分量；U_d、U_q分别表示H桥网侧交流电压u_s在d轴、q轴上的分量；

在式(8)中，有三个状态变量I_d、I_q和U_dc，两个输入控制变量U_d和U_q，当单相H桥变换器工作状态达到稳定时，三个状态变量I_d、I_q和U_dc均为大小恒定的直流信号，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q\\ \frac{U_{dc}^2}{R_L}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(9\right);$

在αβ坐标系下，有式(10)成立。

$i_{\mathrm{\&alpha;}}^{*}=I_s^{*}cos\mathrm{\&omega;}t---\left(10\right);$

其中：为给定的单相H桥变换器交流电流，表示给定的与合成的矢量；

如果只有有功分量，无功分量为0，也即：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_d^{*}=I_s^{*}\\ I_q^{*}=0\end{array}\right.---\left(11\right);$

其中：和分别表示在dq坐标系下给定电流矢量电流的有功分量和无功分量；

由式(4)和(11)可知，则需构造虚拟信号如式(12)。

$i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}sin\mathrm{\&omega;}t---\left(12\right);$

α轴上的实际电流被定义为：

i_α＝i_sH＝I_s cosωt (13)；

β轴上的实际电流被定义为：

$i_{\mathrm{\&beta;}}=i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}sin\mathrm{\&omega;}t---\left(14\right);$

二、等效为三相桥的控制原理：

基于虚拟正交坐标变换采用以电压为外环调节和电流内环调节的双闭环控制，电压外环是采用直流侧输出电压的实际值U_dc与给定值的误差信号进行PI调节，这样用于直流侧输出电压稳定，PI调节器输出为给定电流的幅值给定电流的频率和相位可以通过锁相环PLL检测网侧电源电压得到电流内环采用dq坐标系下的解耦控制，采用预测电流控制来实现实际电流i_sH跟踪给定的电流从而实现网侧输入端单位功率因数。

电流内环采用dq坐标系下预测电流控制，由于电流采样周期及PWM控制延时的存在，使得网侧电流控制存在滞后，这将影响电流跟踪控制的动态性能，理想情况下的最小延时也需要一个PWM开关周期，因此，电流预测控制就是希望只经过一个PWM开关周期T_s便能使实际合成电流i_s(t+T_s)达到与指令电流相等。

当开关频率远远大于电网频率时，在一个开关周期T_s内有：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s(t+T_s)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(15\right);$

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s^{*}\left(t\right)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(16\right);$

忽略漏阻R，联立式(8)和式(16)得

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-L\frac{i_d^{*}-i_d}{T_s}\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-L\frac{i_q^{*}-i_q}{T_s}\end{array}\right.---\left(17\right);$

根据式(17)，整个控制系统的框图如图5所示。

根据式(17)可以得到U_d和U_q，由式(4)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}=U_d\cos \mathrm{\&omega;}t-U_q\sin \mathrm{\&omega;}t\\ U_{\mathrm{\&beta;}}=U_{d}sin\mathrm{\&omega;}t+U_{q}cos\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right.---\left(18\right);$

由式(7)可知，调制信号u_ab＝U_α，调制信号经与三角载波进行SPWM调制后，即可得到H桥驱动开关器件的PWM信号。

本发明提供的用于“并串”结构的UPQC的拓扑结构，并提供将虚拟正交坐标变换应用于UPQC此种结构的并联侧控制。基于虚拟正交坐标变换的此种UPQC拓扑结构兼具大容量电力电子变换器的优点，并且避免了系统电压三相不平衡时三相桥控制复杂的缺点，适用于系统电压故障的UPQC应用场合。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (3)

1.一种大容量统一电能质量控制器的控制方法，其特征在于，所述大容量统一电能质量控制器采用三相三线制并串结构，包括通过公共直流母线连接的并联型电压源变流器和串联型电压源变流器；其特征在于，所述并联型电压源变流器采用多绕组的单相变压器连接单相H桥变换器结构，所述多绕组单相变压器原边通过并联电抗器接入交流侧电网，所述多绕组单相变压器副边与H桥变换器的交流侧连接；所述串联型电压源变流器采用单相H桥变换器结构，与并联型电压源变流器的H桥变换器形成“背靠背”结构，串联型电压源变流器的单相H桥变换器分别通过RLC滤波电路以及旁路晶闸管单元以级联的方式接入直流侧电网；

串联型电压源变流器的单相H桥变换器包括并联的H桥、滤波电容器C支路和电阻R_L支路；电抗器-电阻串联支路连接在H桥其中两个桥臂之间的a点，直流电源u_s与电抗器-电阻串联支路并联后连接在H桥另外两个桥臂之间的b点；所述电抗器-电阻串联支路由串联的电抗器L和电阻R组成；

所述H桥由四个桥臂组成，每个桥臂由IGBT模块组成，所述IGBT模块包括IGBT器件以及与其反并联的二极管组成；

所述并联型电压源变流器的单相H桥变换器结构与串联型电压源变流器的单相H桥变换器结构之间并联有电容器；

所述RLC滤波电路由串联的电容器、电阻和电抗器组成；所述晶闸管单元由反并联的两个晶闸管组成；

所述并联型电压源变流器和串联型电压源变流器均为双向PWM变流器；

所述控制方法通过基于虚拟正交坐标变换的控制方式实现，所述基于虚拟正交坐标变换使统一电能质量控制器并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器，等效后具有三相整流器的功率因数可控和谐波抑制的功能，用于实现三相对称电压系统条件下三相整流器的功能；

所述单相H桥变换器采用基尔霍夫定律得到的数学模型如下：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=u_s-{\mathrm{Ri}}_s-u_{ab}---\left(1\right);$

$C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{u_{ab}{i}_s}{U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}---\left(2\right);$

其中：L为电抗器L电感值，i_s为流经电抗器-电阻串联支路的电流值，u_s为交流电源的电压值，R为线路损耗等效电阻R的阻值；u_ab为H桥a、b两点之间的电压值，C为电容器C的电容值，U_dc为电容器C两端的电压值，R_L为等效直流负载电阻R_L的阻值；

所述三相整流器的直角坐标系下的控制方案是将三相电压信号u_a、u_b和u_c转化为两相静止直角坐标系下的u_α和u_β表示；所述直角坐标系即dq坐标系，所述两相静止直角坐标系即αβ坐标系，将三相电压信号u_a、u_b和u_c转化为两相静止直角坐标系下的u_α和u_β表示包括：

①构造与αβ坐标系相位差为θ，以ω角频率逆时针旋转的同步旋转的dq坐标系，其中ω为三相电压信号u_a、u_b和u_c的角频率；

②将αβ坐标系下的两个电压信号u_α和u_β通过坐标变化，转化为①中dq同步旋转坐标系下的u_d和u_q，在dq同步旋转坐标系下u_d和u_q分量均为直流电压信号；

其中：当dq坐标系的起始位置与αβ坐标系重合，则有θ＝ωt，αβ坐标系向dq坐标系转化如式(3)所示，dq坐标系向αβ坐标系转化如式(4)所示，其中θ＝ωt；

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\&theta;}& sin\mathrm{\&theta;}\\ -sin\mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right]---\left(3\right);$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&alpha;}\\ \mathrm{\&beta;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\&theta;}& -sin\mathrm{\&theta;}\\ sin\mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]---\left(4\right);$

将并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器指的是将并联型电压源变流器的单相H桥变换器等效为三相整流器坐标系αβ和坐标系dq下的dq量，包括：

<1>令i_α＝i_sH＝I_s cosωt，u_α＝u_s＝U_s cosωt，在dq坐标系下，令U_d＝U_s，U_q＝0，则d轴上分量为有功分量，q轴上为无功分量，则控制的目标是使得电流的有功分量和无功分量都为给定的值；假设2个变量i_β和u_β，其中i_β＝I_s sinωt，u_β＝U_s sinωt；采用dq坐标系下的变量来等效，由式(4)得出式(5)、(6)和(7)成立，分别如下：

i_s＝i_α+i_β＝I_d cosωt-I_q sinωt (5)；

u_s＝U_d cosωt-U_q sinωt (6)；

u_ab＝U_d cosωt-U_q sinωt (7)；

<2>将式(5)、(6)和(7)代入式(1)和(2)，则得出在一个固定开关周期内，该并联型电压源变流器的单相H桥变换器在dq坐标系平均值数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{dI}}_d}{dt}={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d-U_d\\ L\frac{{\mathrm{dI}}_q}{dt}=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q-U_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{dc}}{dt}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2U_{dc}}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中：I_d、I_q分别为单相H桥变换器交流电流i_sH和虚拟电流i_β的合成矢量在d轴、q轴上的分量；U_s表示单相H桥变换器网侧交流电压u_s在d轴的分量；-U_d、U_q分别表示H桥网侧交流电压u_s在d轴、q轴上的分量；u_ab表示调制信号；在式(8)中，有三个状态变量I_d、I_q和U_dc，两个输入控制变量U_d和U_q，当单相H桥变换器工作状态达到稳定时，三个状态变量I_d、I_q和U_dc均为大小恒定的直流信号，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-{\mathrm{RI}}_d\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-{\mathrm{RI}}_q\\ \frac{U_{dc}^2}{R_L}=\frac{U_d{I}_d+U_q{I}_q}{2}-\frac{U_{dc}}{R_L}\end{array}\right.---\left(9\right);$

在αβ坐标系下，有下式(10)成立：

$i_{\mathrm{\&alpha;}}^{*}=I_s^{*}cos\mathrm{\&omega;}t---\left(10\right);$

其中：为给定的单相H桥变换器交流电流，表示给定的与合成的矢量；

当仅有有功分量，无功分量为0，即：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_d^{*}=I_s^{*}\\ I_q^{*}=0\end{array}\right.---\left(11\right);$

其中：和分别表示在dq坐标系下给定电流矢量电流的有功分量和无功分量；

由式(4)和(11)知，构造虚拟信号如式(12)：

$i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}\sin \mathrm{\&omega;}t---\left(12\right);$

α轴上的实际电流被定义为：

i_α＝i_sH＝I_s cosωt (13)；

β轴上的实际电流被定义为：

$i_{\mathrm{\&beta;}}=i_{\mathrm{\&beta;}}^{*}=I_s^{*}sin\mathrm{\&omega;}t---\left(14\right).$

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，单相H桥变换器等效为三相整流器的控制方案采用以电压为外环调节和电流内环调节的双闭环控制，所述电压为外环调节采用直流侧输出电压的实际值U_dc与给定值的误差信号进行PI调节，用于直流侧输出电压稳定，进行PI调节的PI调节器输出为给定电流的幅值给定电流的频率和相位通过锁相环PLL检测网侧电源电压得到；

电流内环采用dq坐标系下预测电流控制来实现实际电流i_sH跟踪给定的电流实现网侧输入端给定的功率因数。

3.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述dq坐标系下预测电流控制经过一个PWM开关周期T_s使实际合成电流i_s(t+T_s)与指令电流相等；

当开关频率远远大于电网频率时，在一个开关周期T_s内有：

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s(t+T_s)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(15\right);$

$L\frac{{\mathrm{di}}_s}{dt}=L\frac{i_s^{*}\left(t\right)-i_s\left(t\right)}{T_s}---\left(16\right);$

当忽略漏阻R，联立式(8)和式(16)得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d={\mathrm{\&omega;LI}}_q+U_s-L\frac{i_d^{*}-i_d}{T_s}\\ U_q=-{\mathrm{\&omega;LI}}_d-L\frac{i_q^{*}-i_q}{T_s}\end{array}\right.---\left(17\right);$

根据式(17)得到U_d和U_q，由式(4)得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}=U_d\cos \mathrm{\&omega;}t-U_{q}sin\mathrm{\&omega;}t\\ U_{\mathrm{\&beta;}}=U_d\sin \mathrm{\&omega;}t+U_q\cos \mathrm{\&omega;}t\end{array}\right.---\left(18\right);$

由式(7)知，调制信号u_ab＝U_α，调制信号经与三角载波进行SPWM调制后，即得到单相H桥变换器驱动开关器件的PWM信号。