CN108258917B - 一种电源系统 - Google Patents

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Abstract

一种电源系统，其包括：多电平调频调压信号源，其用于与外部交流电源连接，用于对外部交流电源所提供的交流电进行整流处理和逆变处理，得到幅值可调、频率可调的电压信号；变压器，其与多电平调频调压信号源连接，用于对多电平调频调压信号源传输来的电信号进行电压转换；谐振电路，其与变压器连接，用于根据变压器传输来的电信号生成相应的电源信号。该电源系统采用了多电平的优化结构，其降低了大功率调频调压信号源的输出电压总畸变率，并减少了中间励磁升压变压器的变比，减轻变压器的体积和重量，使系统效率提高。

Description

一种电源系统
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体地说，涉及一种电源系统，尤其涉及一种高电压、大功率的特高压交流电源系统。
背景技术
随着我国特高压输电技术的大规模发展，将会有越来越多的特高压电气设备被投入使用。在特高压电气设备的生产过程中，各部件的分离绝缘测试、整体组装型式试验和工程交接验收都对特高压电气设备的绝缘考核提出了更高、更严的要求。这些试验和考核的顺利进行都需要高电压、大功率的特高压交流试验电源。因而开展特高压交流试验电源的研究对能源战略的调整和大气污染的治理具有重大意义。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供了一种电源系统，所述电源系统包括：
多电平调频调压信号源，其用于与外部交流电源连接，用于对所述外部交流电源所提供的交流电进行整流处理和逆变处理，得到幅值可调、频率可调的电压信号；
变压器，其与所述多电平调频调压信号源连接，用于对所述多电平调频调压信号源传输来的电信号进行电压转换；
谐振电路，其与所述变压器连接，用于根据所述变压器传输来的电信号生成相应的电源信号。
根据本发明的一个实施例，所述多电平调频调压信号源包括级联多电平变流器，所述级联多电平变流器包括前级级联整流器和后级级联逆变器，所述前级级联整流器与后级级联逆变器共用直流侧电容并形成背靠背结构。
根据本发明的一个实施例，所述前级级联整流器包括多个级联的整流单元，所述整流单元为单相全桥整流电路；
且/或，所述后级级联逆变器包括多个级联的逆变单元，所述逆变单元为单相全桥逆变电路。
根据本发明的一个实施例，所述电源系统还包括：
控制电路，其与所述多电平调频调压信号源连接，用于控制所述多电平调频调压信号源的运行状态。
根据本发明的一个实施例，所述控制电路包括整流控制电路，所述整流控制电路配置为采用电压外环和电流内环的双闭环控制模型对所述前级级联整流器进行控制。
根据本发明的一个实施例，所述整流控制电路配置为：
获取各个整流单元的实际输出电压，并计算所述各个整流单元的实际输出电压之和，得到第一电压值；
计算各个整流单元的参考输出电压之和，得到第二电压值；
根据所述第一电压值、第二电压值和第一预设参考波形生成网侧输入电流参考值，并根据所述网侧输入电流参考值和网侧输入电流实际值生成第一控制信号；
根据所述第一控制信号以及所获取到的外部交流电源所提供的电网电压生成调制波信号；
利用所述调制波信号对第一预设载波进行载波移相调制，生成整流控制信号并对应传输至各个整流单元，从而控制所述各个整流单元的运行状态。
根据本发明的一个实施例，所述整流控制电路配置为：
计算所述第一电压值与第二电压值的差值，得到第一电压差值；
将所述第一电压差值传输至第一PI控制器，将所述第一PI控制器的输出信号与第一预设参考波形相乘，得到所述网侧输入电流参考值。
根据本发明的一个实施例，所述整流控制电路配置为：
计算所述电网电压与第一控制信号之间的差值，得到第二电压差值；
将所述第二电压差值传输至预设比例调节器，将所述预设比例调节器的输出信号与有功电压矢量信号叠加，得到所述调制波信号。
根据本发明的一个实施例，所述控制电路还包括：
有功电压矢量信号生成电路，其用于计算所述各个整流单元的参考输出电压的平均值与整流单元的实际输出端电压的差值，得到第三电压差值，将所述第三电压差值传输至第一比例控制器，计算所述第一比例控制器的输出信号与网侧输入电流实际值的乘积，得到所述有功电压矢量信号。
根据本发明的一个实施例，所述有功电压矢量信号生成电路配置为根据如下表达式确定所述有功电压矢量信号：
Δudi＝KP(udave-udi)*is
其中，Δudi表示第i个整流单元的有功电压矢量信号，KP表示第一比例控制器的比例调节因子，udave表示各个整流单元的参考输出电压的平均值，udi表示第i个整流单元的实际输出电压，is表示网侧输入电流实际值。
根据本发明的一个实施例，所述整流控制电路配置为计算所述网侧输入电流参考值与网侧输入电流实际值的差值，得到第一电流差值，将所述第一电流差值传输至第二PI控制器，得到所述第一控制信号。
根据本发明的一个实施例，所述控制电路还包括逆变控制电路，所述逆变控制电路配置为采用电压有效值和瞬时值以及电流反馈的多环控制模型对所述后级级联逆变器进行控制。
根据本发明的一个实施例，所述逆变控制电路配置为：
根据所述电源系统的实际输出电压计算实际输出电压有效值，根据所述实际输出电压有效值和参考输出电压有效值计算第四电压差值；
将所述第四电压差值传输至第三PI控制器，并计算所述第三PI控制器的输出信号与第二预设载波的乘积，得到参考输出电压瞬时值；
计算所述参考输出电压瞬时值与所述电源系统的实际输出电压瞬时值的差值，得到第五电压差值；
将所述第五电压差值传输至第二比例控制器，并根据所述第二比例控制器的输出信号生成相应的逆变控制信号，并对应传输至各个逆变单元。
根据本发明的一个实施例，所述逆变控制电路还配置为：
获取流过所述谐振电路中的谐振电阻的电流，得到第一电流信号；
对所述第一电流信号进行90度滞后处理，得到第二电流信号；
计算所述第二比例控制器的输出信号与所述第二电流信号的差值，得到第二电流差值；
将所述第二电流差值传输至第三比例控制器，并根据所述第三比例控制器输出信号生成相应的逆变控制信号，并对应传输至各个逆变单元。
根据本发明的一个实施例，所述谐振电路包括：谐振电阻、谐振电感和谐振电容，其中，所述谐振电阻与谐振电感串联形成的电路的一端与所述变压器的第一输出端口连接，另一端与所述谐振电容的第一端连接并形成所述谐振电路的第一输出端口，所述谐振电容的第二端与所述变压器的第二输出端口连接并形成所述谐振电路的第二输出端口。
相较于现有的电源结构，本发明所提供的电源系统大大降低了中间励磁升压变压器的变比，减小了变压的体积以及重量，使得系统的效率提高。
本发明所提供的电源系统采用了多电平的优化结构，其降低了大功率调频调压信号源的输出电压总畸变率，并减少了中间励磁升压变压器的变比，减轻变压器的体积和重量，使系统效率提高，该系统不仅使得自身最终输出电压产生超高电压的交流电(例如高达1000kV的标准正弦波)，还使网侧实现了较高的功率因数，维持了直流侧电压的平衡与稳定，增加了控制系统的动态和稳态性能。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：
图1是根据本发明一个实施例的电源系统的结构示意图；
图2是根据本发明一个实施例的电源系统的具体电路示意图；
图3是根据本发明一个实施例的整流控制电路的控制结构图；
图4是根据本发明一个实施例的逆变控制电路的控制结构图；
图5是根据本发明一个实施例的10kV网侧电压和输入电流波形图；
图6是根据本发明一个实施例的前级级联整流器的直流侧电容电压波形图；
图7是根据本发明一个实施例的后级级联逆变器的输出电压波形图；
图8是根据本发明一个实施例的滤波后的电压波形图；
图9是根据本发明一个实施例的谐振电路中低压臂检测电压波形图；
图10是根据本发明一个实施例的电源系统最终输出的电压波形图。
具体实施方式
以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。
同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。
另外，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
现有技术对特高压交流试验电源拓扑结构的研究尚少，已有文献对调频式谐振的概念做了详细的解释并提出了相应的试验电源的拓扑结构。例如，容性试品的特高压交流试验电源可以由有效值为220V的电网电压、单级AC/AC变流器的大功率调频调压信号源、LC输出滤波器、励磁升压变压器以及特高压串联谐振电路组成。由于串联谐振电路有一个最佳谐振频率，使得电路在最佳频率处得到最大的品质因数，因此调频谐振式的试验电源为达到试验需求的特高压电压等级，需要采用先调频再调压的分层调制方法。然而，现有的这种特高压交流试验电源存在诸多不足，例如变流器输出波形的畸变率过大而导致滤波装置体积大成本高，试验电源输入为220V电网电压从而使得所需变压器的变比过大。
针对现有技术中所存在的上述问题，本发明提供了一种新的电源系统，该电源系统能够有效降低大功率调频调压信号的输出电压总畸变率，并且还能够有效减少中间励磁升压变压器的变比。
图1示出了本实施例所提供的电源系统的结构示意图，图2示出了该电源系统的具体电路示意图。
如图1所示，本实施例所提供的电源系统102连接在外部交流电源101与待测装置103之间，其能够对外部交流电源101所提供的交流电进行处理，并将处理所得到的交流电传输至与之连接的待测装置103，从而为待测装置103提供试验和考核所需要的电能。
为了减少中间励磁升压变压器的变比，本实施例中，外部交流电源101所提供的交流电的电压优选地由传统的220V抬高至特高压。例如，外部交流电源101所提供的可以是有效值为4kV以上的(例如6kV、10kV或是35kV等)以工频变化的交流电。
电源系统102与外部交流电源101连接，其能够通过对外部交流电源101所提供的交流电进行处理，来得到幅值可调、频率可调的多电平电压信号。如图1所示，本实施例中，电源系统102优选地包括：多电平调频调压信号源104、滤波装置105、变压器106以及谐振电路107。
其中，多电平调频调压信号源104与外部交流电源101连接，其能够对外部交流电源101所提供的交流电进行整流处理以及逆变处理，从而得到幅值可调、频率可调的电压信号。
如图2所示，本实施例中，多电平调频调压信号源104包括级联多电平变流器。其中，级联多电平变流器包括包括前级级联整流器和后级级联逆变器，前级级联整流器与后级级联逆变器共用直流侧电容并形成背靠背结构。
与钳位式多电平变流器相比，级联多电平变流器存在诸多优点。例如，级联多电平变流器容易实现模块化、易于扩展，并且当输出电平数相同时级联多电平变流器所需的元器件数目更少。同时，级联多电平变流器还不存在直流分压电容的电压平衡问题、控制方法简单，每个基本功率电源可以独立进行控制等。此外，级联多电平变流器还具有良好的谐波特性和较高的等效开关，其输出的多电平波形畸变率低。
前级级联整流器包括多个级联的整流单元，后级级联逆变器包括多个级联的逆变单元。由于各个整流单元的结构彼此相同，同时各个逆变单元的结构也彼此相同，因此为了描述的方便，以下以其中一个整流单元(例如整流单元108)和与该整流单元背靠背的逆变单元(例如逆变单元109)为例来对该级联多电平变流器的结构和原理进行进一步的说明。
如图2所示，本实施例中，整流单元108采用了单相全桥整流电路来实现，而逆变单元109则采用了单相全桥逆变电路来实现。在交流侧电路参数相同的情况下，与单相半桥电路相比，单相全桥电路的功率开关管的耐压高、控制相对简单，并且更适用于大功率变流场合，因此本实施例中采用整流单元和逆变单元均采用了单相全桥电路作为级联单元。整流单元108与逆变单元109共用了直流侧电容从而形成背靠背结构。具体地，本实施例中，整流单元和逆变单元均采用了单相H桥电路来实现，其中，单相H桥电路中的功率开关器件优选地采用IGBT来实现。
当然，在本发明的其它实施例中，整流单元108和/或逆变单元109还可以采用其它合理的电路形式来实现，本发明不限于此。
本实施例中，后级级联逆变器所接收到的独立直流电压需要依靠与外部交流电源所连接的前级级联整流器来稳定，因此二者紧密相连、缺一不可。具体地，本实施例中，前级级联整流器优选地通过对外部交流电源所提供的交流电进行载波移相调制来向后级级联逆变器提供稳定的直流电，后级级联逆变器则优选地通过载波移相调制来改变调制波的频率和调制比，从而输出幅值可调、频率可调的多电平交流信号。
如图1所示，本实施例中，该电源系统还包括控制电路108，其中，控制电路108与多电平调频调压信号源104连接，其能够控制多电平调频调压信号源104的运行状态，从而使得电源系统最终输出所需要的交流电。
本实施例中，由于多电平调频调压信号源104既包含了整流电路又包含了逆变电路，因此控制电路108也就需要分别对多电平调频调压信号源104所包含的整流电路和逆变电路进行控制。具体地，本实施例中，控制电路108包括整流控制电路和逆变控制电路，其中，整流控制电路优选地采用电压外环和电流内环的双闭环控制模型对前级级联整流器进行控制，逆变电路优选地采用电压有效值和瞬时值以及电流反馈的多环控制模型来对后级级联整流器进行控制。
图3示出了本实施例中整流控制电路的控制结构图。
如图3所示，本实施例中，整流控制电路优选地配置为获取各个整流单元的实际输出电压，并根据各个整流单元的实际输出电压之和，得到第一电压值。具体地，整流控制电路可以根据如下表达式来计算第一电压值：
其中，U1表示第一电压值，udi表示第i个整流单元的实际输出电压，n表示前级级联整流器所包含的整流单元的总数。
整流控制电路还会计算各个整流单元的参考输出电压之和，从而得到第二电压值在得到第一电压值U1和第二电压值后，整流控制电路会根据上述第一电压值U1与第二电压值以及第一预设参考波形来生成网侧输入电流参考值
具体地，本实施例中，整流控制电路会利用第一差分器计算第一电压值U1与第二电压值的差值从而得到第一电压差值，随后在将该第一电压差值传输至与第一差分器相连接的第一PI控制器，并利用第一乘法器将第一PI控制器的输出信号与上述第一预设参考波形相乘，从而得到网侧输入电流参考值
本实施例中，第一预设参考波形优选地配置为单位正弦波，其中，单位正弦波的频率与外部交流电源所提供的交流电的频率相等。当然，在本发明的其它实施例中，根据实际情况，上述第一预设参考波形还可以配置为其它合理波形(例如单位梯形波、单位方波等)，本发明不限于此。
在得到网侧输入电流参考值后，整流控制电路将会根据网侧输入电流参考值和所获取到的网侧输入电流实际值is生成第一控制信号。具体地，本实施例中，整流控制电路优选地首先利用第二差分器计算网侧输入电流参考值与网侧输入电流实际值is的差值，得到第一电流差值随后再利用第二PI控制器来根据上述第一电流差值来生成上述第一控制信号。
在生成第一控制信号后，整流控制电路会根据上述第一控制信号以及所获取到的外部交流电源所提供的电网电压us(即整流单元的实际输入电压)生成调制波信号。具体地，本实施例中，整流控制电路首先会利用第三差分器来计算电网电压us与第一控制信号之间的差值得到第二电压差值，随后在利用预设比例调节器来根据上述第二电压差值生成相应的输出信号，并利用预设加法器将该输出信号与有功电压矢量进行叠加，从而得到调制波信号。
本实施例中，整流电路还包括有功电压矢量信号生成电路。有功电压矢量信号生成电路能够根据各个整流单元的参考输出电压来计算各个整流单元的参考输出电压的平均值udave，随后再利用第四差分器来计算该平均值udave与需要控制的整流单元的实际输出电压(例如第i个整流单元的实际输出电压udi)的差值从而得到第三电压差值。有功电压矢量信号生成电路会利用第一比例控制器来根据上述第三电压差值生成相应的输出信号，并利用第二乘法器来计算第一比例控制器的输出信号与网侧输入电流实际值的乘积，这样也就可以得到对应于该整流单元的有功电压矢量信号Δudi。
具体地，本实施例中，有功电压矢量信号生成电路配置为根据如下表达式确定所述有功电压矢量信号：
Δudi＝KP(udave-udi)*is (2)
其中，Δudi表示第i个整流单元的有功电压矢量信号，KP表示第一比例控制器的比例调节因子，udave表示各个整流单元的参考输出电压的平均值，udi表示第i个整流单元的实际输出电压，is表示网侧输入电流实际值。
当然，在本发明的其它实施例中，有功电压矢量信号生成电路还可以采用其它合理方式来生成对应于各个整流单元的有功电压矢量信号，本发明不限于此。
如图3所示，本实施例中，在得到调制波信号后，整流控制电路会利用该调制波信号对第一预设载波进行载波移相调制，从而生成对应于该需要控制的整流单元(例如第i个整流单元)的整流控制信号。整流控制电路将上述整流控制信号传输至相应的整流单元(例如第i个整流单元)，从而控制该整流单元的运行状态。
本实施例中，上述第一预设载波优选地配置为三角载波。当然，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，上述第一预设载波还可以配置为诸如矩形载波或是锯齿载波等其它合理波形的载波，本发明不限于此。
对于前级级联整流器所包含的各个整流单元，整流控制电路可以基于相同原理来生成对应于各个整流单元的整流控制信号，从而分别控制各个整流单元的运行状态。
从上述描述中可以看出，本实施例所提供的整流控制电路所生成的直流电压平衡控制的调节信号是基于有功电压矢量叠加的直流侧电压平衡控制量，其基本思想在双闭环控制生成的调制信号上叠加一个与电流方向平行的纯有功电压矢量。
本实施例中，逆变控制电路优选地采用电压有效值外环和瞬时值内环构成的电压双闭环控制策略来确保电源系统最终输出的电压的质量。同时，为了进一步提升电源系统的动态和稳态性能，逆变控制电路还在电压双闭环控制策略的基础上添加了电流内环控制策略，从而最终形成一多环控制策略。
图4示出了本实施例中逆变控制电路的控制结构图。
如图4所示，本实施例中，逆变控制电路首先会根据所获取到的电源系统的实际输出电压uc来计算出实际输出电压有效值，随后再利用第五差分器来计算参考输出电压有效值与实际输出电压有效值的差值，得到第四电压差值。
在得到第四电压差值后，逆变控制电路会将该第四电压差值传输至第三PI控制器，从而利用第三PI控制器生成相应的控制信号。逆变控制电路会利用第三乘法器来计算第三PI控制器所生成的控制信号与第二预设载波的乘积，从而得到参考输出电压瞬时值其中，上述第二预设载波优选地为单位谐振频率正弦波。当然，在本发明的其它实施例中，上述第二预设载波还可以根据实际需要配置为其它合理波形(例如谐振频率梯形波、谐振频率方波等)，本发明不限于此。
本实施例中，逆变控制电路会根据所获取到的电源系统的实际输出电压uc来计算得到实际输出电压瞬时值uc′，随后再利用第六差分器来计算参考输出电压瞬时值与实际输出电压瞬时值uc′的差值，从而得到第五电压差值。
逆变控制电路在得到第五电压差值后，会将该第五电压差值输入到第二比例控制器中，从而利用第二比例控制器输出相应的控制信号。本实施例中，逆变控制电路还会根据获取流过谐振电路中谐振电路的电流，从而得到第一电流信号，并且对该第一电流信号进行90度之后处理来得到相应的第二电流信号。
如图4所示，本实施例中，逆变控制器会利用第七差分器来计算第二比例控制器的输出信号与第二电流信号的差值，得到第二电流差值，并将上述第二电流差值传输至第三比例控制器，从而根据第三比例控制器的输出信号来生成相应的逆变控制信号，进而控制各个逆变单元的运行状态。
本实施例中，逆变控制电路采用了多环控制策略。其中，电压外环控制可以有效保证电源系统的输出电压幅值不存在静差。电压内环控制则能够对电源系统的输出电压的瞬时值进行控制，从而使得电源系统的输出电压能够快速、准确地跟踪给定波形，这样也就克服干扰信号对输出电压波形的影响。而电流内环控制则能够进一步提升电源系统的动态和稳态性能。
依据以上的控制方法再结合设计参数，在PSIM环境下搭建整个级联五电平的谐振特高压交流试验系统的仿真模型，根据控制目标整流部分10kV网侧电压和输入电流波形见图6，级联模块直流侧电容电压波形见图7。背靠背级联五电平变流器输出的电压波形见图8，滤波后的电压波形见图9，背靠背级联五电平输出的电压波形畸变率为30％，级联模块越多，畸变率越低，相比单级AC/AC变流器输出波形的畸变率有所改善，滤波后电压波形畸变率降为0.3％。低压臂检测电压和试验电源最终输出试品电压波形如图10所示。
级联五电平调频式谐振特高压试验电源期望输出的低压臂电容电压和最终试品电压有效值分别为167V、1000kV，频率为100Hz，仿真结果显示稳定后两者电压波形均满足期望的标准正弦波，且仿真波形的THD为0.17％，试验结果说明本发明设计的拓扑结构和控制策略是合理的。
这种多电平的优化结构降低了大功率调频调压信号源的输出电压总畸变率，并减少了中间励磁升压变压器的变比，减轻变压器的体积和重量，使系统效率提高。该系统不仅使自身最终输出电压产生高达1000kV的标准正弦波，还使网侧实现了较高的功率因数，维持了直流侧电压的平衡与稳定，增加了控制系统的动态和稳态性能。
当然，在本发明的其它实施例中，整流控制电路和/或逆变控制电路还可以采用其它合理的控制模型来实现对前级级联整流器和后级级联逆变器的有效控制。
同时，需要指出的是，在本发明的不同实施例中，根据实际需要，整流控制电路和逆变控制电路既可以集成在同一器件或电路中，也可以采用不同的器件或是电路来实现，本发明不限于此。
滤波电路105与多电平调频调压信号源104连接，其能够对多电平调频调压信号源104进行滤波处理。具体地，如图2所示，本实施例中，滤波电路105优选地为LC滤波电路。其中，滤波电感L1的第一端与多电平调频调压信号源104的第一输出端连接，第二端与变压器106的原边的第一端连接。滤波电容C的一端与滤波电感L1的第二端，另一端与多电平调频调压信号源104的第二输出端连接。变压器106的原边的第二端同样与多电平调频调压信号源104的第二输出端连接。
当然，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，滤波电路105还可以采用其它合理的电路形式来实现，本发明不限于此。同时，需要指出的是，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，该电源系统还可以不配置滤波电路105，即多电平调频调压信号源104可以直接与变压器105连接，本发明同样不限于此。
本实施例中，变压器106优选地采用励磁升压变压器来对滤波电路105所传输来的电信号进行升压处理。由于外部交流电源101所提供的交流电的电压(即网侧电压)由传统的220V抬高到了例如10kV的特高压，因此多电平调频调压信号源所输出的电信号在经过滤波装置105后所形成标准波形也提高为相应的较高的电压等级，因此变压器106也就只需要配置较小的变比也就可以接收到电信号升压到所需要的较高电压(例如几十千伏)的电信号(例如正弦电信号)。
谐振电路107与变压器106连接，其能够将变压器106所传输来的电信号进行放大，从而进一步太高交流电信号的电压，以得到特高压试验研究所需要的电压等级(例如1000kV)。
具体地，如图2所示，本实施例中，谐振电路优选地包括：谐振电阻RL、谐振电感L2和谐振电容。其中，谐振电阻RL与谐振电感L2串联形成的电路的一端与变压器106的第一输出端口连接，另一端与谐振电容的第一端连接并形成谐振电路107的第一输出端口，谐振电容的第二端与变压器106的第二输出端口连接并形成谐振电路107的第二输出端口。
谐振电容包括串联的高压臂电容C1和低压臂电容C2。其中，高压臂电容C1和低压臂电容C2串联形成了高压测量电容分组器。
假设外部交流电源101所提供的为有效值10kV、频率50Hz的交流电US，多电平调频调压信号源104的交流侧的等效电感Ls为3mH，等效电阻Rs为1.5Ω。背靠背级联多电平变流器(即多电平调频调压信号源104)的功率开关管采用IGBT，H桥三角载波频率为6kHz，等效开关频率为12kHz，直流侧电容值均为20mF，直流侧电容电压之和参考值定为15kV。滤波电感L1为7mH，滤波电容C为2μF。
为了使检测仪器需测量的最大电压值不大于200V，可以取高压测量谐振电容分组器的高压臂电容C1为750pF。高压测量谐振电容分组器的分压比设为6000：1，即低压臂电容器C2为4.5μF。待测装置103(例如交联电缆)的电容值C3为2.5μF，此时整个谐振电路的谐振电容C4约为2.5μF。
如果该电源系统最终输出电压需要为1000kV，那么检测仪器在低压臂测量的电压为167V。为产生谐振，整个电源系统的输出信号的频率f应与谐振电路的谐振频率fN相等。那么当f与fN满足如下表达式时，整个系统进入谐振状态。
电源系统的输出信号的频率f范围为30-300Hz，因此可以先设定一个在此范围内的谐振频率的值，然后在依据表达式(3)就可以计算出谐振电感L2的值。如果谐振频率为100Hz，对应谐振电感L2为1H。谐振频率设为100Hz，当谐振电路的谐振电阻RL取值为6Ω时，对应的谐振电路的品质因数Q则为：
因此可以看出，要想最终输出1000kV的提供给电测装置103的电压，理论上中间励磁升压变压器106的变比至少为1:1，相较于现有的电源结构，本实施例所提供的电源系统大大降低了中间励磁升压变压器的变比，减小了变压的体积以及重量，使得系统的效率提高。
为了更加清楚地说明本实施例所提供的电源系统的优点，一下利用本实施例所提供的电源系统依据上述参数在PSIM环境下搭建了整个级联五电平的电源系统的仿真模型。其中，图5示出了10kV网侧电压和输入电流波形图，图6示出了前级级联整流器的直流侧电容电压波形图，图7示出了后级级联逆变器的输出电压波形图，图8示出了滤波后的(即滤波电路所输出的)电压波形图，图9示出了谐振电路中低压臂检测电压波形图，图10则示出了该电源系统最终输出的(即输出至待测装置的)电压波形图。
从图中可以看出，本实施例所提供的背靠背级联五电平调频调压信号源所输出的电压的波形畸变率为30％，其中，级联模块越多，畸变率越低，相比单级AC/AC变流器输出波形的畸变率有所改善，并且在滤波后电压波形畸变率降为0.3％。
本实施例所提供的级联五电平调频式谐振特高压电源系统期望输出的低压臂电容电压和最终试品电压有效值分别为167V、1000kV，频率为100Hz，仿真结果显示稳定后两者电压波形均满足期望的标准正弦波，且仿真波形的THD为0.17％，试验结果说明本实施例所提供的电源系统的拓扑结构和控制策略是合理的且有效的。
应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构或处理步骤，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。
说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。
虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。

Claims (14)

1.一种电源系统，其特征在于，所述电源系统包括：
多电平调频调压信号源，其用于与外部交流电源连接，用于对所述外部交流电源所提供的交流电进行整流处理和逆变处理，得到幅值可调、频率可调的电压信号；
变压器，其与所述多电平调频调压信号源连接，用于对所述多电平调频调压信号源传输来的电信号进行电压转换；
谐振电路，其与所述变压器连接，用于根据所述变压器传输来的电信号生成相应的电源信号；
其中，所述多电平调频调压信号源包括级联多电平变流器，所述级联多电平变流器包括前级级联整流器和后级级联逆变器，所述前级级联整流器与后级级联逆变器共用直流侧电容并形成背靠背结构。
2.如权利要求1所述的电源系统，其特征在于，所述前级级联整流器包括多个级联的整流单元，所述整流单元为单相全桥整流电路；
且/或，所述后级级联逆变器包括多个级联的逆变单元，所述逆变单元为单相全桥逆变电路。
3.如权利要求1所述的电源系统，其特征在于，所述电源系统还包括：
控制电路，其与所述多电平调频调压信号源连接，用于控制所述多电平调频调压信号源的运行状态。
4.如权利要求3所述的电源系统，其特征在于，所述控制电路包括整流控制电路，所述整流控制电路配置为采用电压外环和电流内环的双闭环控制模型对所述前级级联整流器进行控制。
5.如权利要求4所述的电源系统，其特征在于，所述整流控制电路配置为：
获取各个整流单元的实际输出电压，并计算所述各个整流单元的实际输出电压之和，得到第一电压值；
计算各个整流单元的参考输出电压之和，得到第二电压值；
根据所述第一电压值、第二电压值和第一预设参考波形生成网侧输入电流参考值，并根据所述网侧输入电流参考值和网侧输入电流实际值生成第一控制信号；
根据所述第一控制信号以及所获取到的外部交流电源所提供的电网电压生成调制波信号；
利用所述调制波信号对第一预设载波进行载波移相调制，生成整流控制信号并对应传输至各个整流单元，从而控制所述各个整流单元的运行状态。
6.如权利要求5所述的电源系统，其特征在于，所述整流控制电路配置为：
计算所述第一电压值与第二电压值的差值，得到第一电压差值；
将所述第一电压差值传输至第一PI控制器，将所述第一PI控制器的输出信号与第一预设参考波形相乘，得到所述网侧输入电流参考值。
7.如权利要求5所述的电源系统，其特征在于，所述整流控制电路配置为：
计算所述电网电压与第一控制信号之间的差值，得到第二电压差值；
将所述第二电压差值传输至预设比例调节器，将所述预设比例调节器的输出信号与有功电压矢量信号叠加，得到所述调制波信号。
8.如权利要求7所述的电源系统，其特征在于，所述控制电路还包括：
有功电压矢量信号生成电路，其用于计算所述各个整流单元的参考输出电压的平均值与整流单元的实际输出端电压的差值，得到第三电压差值，将所述第三电压差值传输至第一比例控制器，计算所述第一比例控制器的输出信号与网侧输入电流实际值的乘积，得到所述有功电压矢量信号。
9.如权利要求8所述的电源系统，其特征在于，所述有功电压矢量信号生成电路配置为根据如下表达式确定所述有功电压矢量信号：
Δudi＝KP(udave-udi)*is
其中，Δudi表示第i个整流单元的有功电压矢量信号，KP表示第一比例控制器的比例调节因子，udave表示各个整流单元的参考输出电压的平均值，udi表示第i个整流单元的实际输出电压，is表示网侧输入电流实际值。
10.如权利要求5～9中任一项所述的电源系统，其特征在于，所述整流控制电路配置为计算所述网侧输入电流参考值与网侧输入电流实际值的差值，得到第一电流差值，将所述第一电流差值传输至第二PI控制器，得到所述第一控制信号。
11.如权利要求4所述的电源系统，其特征在于，所述控制电路还包括逆变控制电路，所述逆变控制电路配置为采用电压有效值和瞬时值以及电流反馈的多环控制模型对所述后级级联逆变器进行控制。
12.如权利要求11所述的电源系统，其特征在于，所述逆变控制电路配置为：
根据所述电源系统的实际输出电压计算实际输出电压有效值，根据所述实际输出电压有效值和参考输出电压有效值计算第四电压差值；
将所述第四电压差值传输至第三PI控制器，并计算所述第三PI控制器的输出信号与第二预设载波的乘积，得到参考输出电压瞬时值；
计算所述参考输出电压瞬时值与所述电源系统的实际输出电压瞬时值的差值，得到第五电压差值；
将所述第五电压差值传输至第二比例控制器，并根据所述第二比例控制器的输出信号生成相应的逆变控制信号，并对应传输至各个逆变单元。
13.如权利要求12所述的电源系统，其特征在于，所述逆变控制电路还配置为：
获取流过所述谐振电路中的谐振电阻的电流，得到第一电流信号；
对所述第一电流信号进行90度滞后处理，得到第二电流信号；
计算所述第二比例控制器的输出信号与所述第二电流信号的差值，得到第二电流差值；
将所述第二电流差值传输至第三比例控制器，并根据所述第三比例控制器输出信号生成相应的逆变控制信号，并对应传输至各个逆变单元。
14.如权利要求1～9中任一项所述的电源系统，其特征在于，所述谐振电路包括：谐振电阻、谐振电感和谐振电容，其中，所述谐振电阻与谐振电感串联形成的电路的一端与所述变压器的第一输出端口连接，另一端与所述谐振电容的第一端连接并形成所述谐振电路的第一输出端口，所述谐振电容的第二端与所述变压器的第二输出端口连接并形成所述谐振电路的第二输出端口。
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