CN103930798A - 用于扩展频谱接收的方法及设备 - Google Patents

Abstract

一种用于促进对具有数据位周期的数据的扩展频谱接收的集成电路，其包含：假设搜索电路(120、210、220)，其可操作以基于所接收信号使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；以及处理器电路(320)，其可操作以在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口(PreD1、PreD2)内的所述相关结果进行相干积分且非相干地组合对应于所述多个样本窗口(PreD1、PreD2)的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出，借此增强性能。还揭示其它电路、接收器及方法。

Description

用于扩展频谱接收的方法及设备

版权通知

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背景技术

本发明一般来说涉及用于电信的方法及设备，且特定来说涉及经改进定位卫星接收及其它扩展频谱接收。

GPS(全球定位系统)为基于地球卫星的电子系统，其用于使得轮船、飞机、陆地运载工具及陆地站中的GPS接收器能够确定其例如在维度、经度及海拔上的地理及空间位置。本文中对GPS的论述不对其它类似电子系统以及各种电信系统中的可适用接收器电路进行限制。本文中的“GNSS”指任何导航卫星系统。GNSS接收器通过使用到足够卫星运载工具(地球卫星)SVi的经测量距离的三角测量或三边测量而计算用户位置以实现位置固定。“辅助GNSS”通过从地面通信网络获得的信息辅助计算。

在美国及世界上大多数其它地区，用以接收格洛纳斯(俄国)卫星的格洛纳斯支持也迅速成为GPS接收器的额外关键需要。在图1中，用户关心卫星定位接收器的灵敏度性能，因为此灵敏度使得接收器能够更常在室内工作且改进室外及室内的用户体验。对于接收GNSS及辅助GNSS，每0.5dB的接收器灵敏度为有价值的，例如，合意地增强如群组3GPP的行业测试的行业测试的性能裕量。

在具有卫星定位接收器(SPR)或其它接收器及其时钟源的通信装置中，甚至更准确地、可靠地、迅速地、便利地且经济地搜索、获取及跟踪所接收信号并维持准确时间、位置、速度及/或加速度估计将为合意的。

在图2中，对于典型卫星获取策略，地面接收器100具有RF前端110，且基带信号处理BSP/相关器120区段跨越数毫秒卫星信号检测积累相关结果。相关结果的积累使用后续接着最后处理与导航应用程序140的积累与转储(AD)区段130中的相干积分(还称为‘检测前’PreD)与非相干积分(还称为‘检测后’PostD)的组合完成。此相关与积累过程称作“停留”且具有停留时间T_D，其中T_D＝PreD×PostD。

相干积分通过将卫星信号的1ms重复相干地相加(积累或积分)而增加信噪比SNR。所述信号被(例如)以+/-1调制进行二进制BPSK(二进制相移键控)调制，此意指取决于每一位的+/-180度相移。相干积累在给定位间隔内在若干个重复内以算术方式将每一重复(例如，每一1ms时间窗口)的所接收信号波形相加，而噪声随重复的数目的平方根较缓慢地统计积累rms(均方根)值，使得SNR增加。

非相干积分将信号平方(S²＝S(t)×S(t))以移除BPSK调制(即，+/-1调制的平方总是+1)。以此方式，可对许多位间隔执行非相干积分以增加总体增益。然而，非相干积分还与信号S(t)一起将噪声N(t)平方。以启发方式，考虑随时间将经组合信号与噪声平方求和(S(t)+N(t))²＝S²(t)+2S(t)N(t)+N²(t)。所述求和基本上建立多于交叉乘积项的S²(t)+N²(t)。因此，SNR一般通过非相干积分不如通过相干积分增加得多。严格来说，甚至在平方之后，经平方信号S²(t)随积分线性地增加，而经平方噪声N²(t)的标准差较缓慢地增加。平方移除相位信息，此导致SNR的损失。与相干积分相比，非相干积分的相对较差噪声性能称作平方损失。(此处还可陈述对非相干积分特定地针对绝对值(abs)方法的类似评论但省略所述评论，因为如同平方，abs仅对仅相同正负号的样本值进行运算)。

对于给定停留时间T_D，较长相干积分时间PreD意味着较多SNR增强及非相干积分或积累中的较少项(即，在数目上等于T_D/PreD的PostD比)。举例来说，接收器可使用其中PreD＝1ms且PostD＝200的停留来检测下到-140dBm的信号。接收器可使用其中PreD＝20ms且PostD＝800的停留来检测下到或低到-160dBm的信号。

较长相干积分时间(PreD，例如，20ms)减小与非相干运算相关联的平方损失且因此实现较好接收器灵敏度。

GPS及其它GNSS获取灵敏度受针对给定积分时间可能的最长相干积分周期(PreD)限制。在GPS信号结构中，每一位持续时间为20ms。参见图3A以及图3B及3C中的放大细节。

高灵敏度停留通常使用可能的最长相干积分周期(PreD)完成。然而，在开始时，位边缘对准为未知的。参见图3A。因此，无论何时相干积分骑跨位边界，灵敏度均可能遭受位边缘跃迁相关损失。这是因为如果此位边界处的BPSK调制从+1跃迁到-1或从-1跃迁到+1，那么波形的相干积累可导致其附近的某种波形减法。在GPS中，一种可能技术为在不知道位边缘时使用19ms的PreD。数值19与数值20互质(即，19与20相对互质)，借此定位跨越长停留重复的19ms窗口，使得19ms窗口不同地骑跨20ms位宽度或偶尔位于其中的一者中。因此，在长停留内由于跨越位边缘跃迁的积分造成的损失接近可从跨越停留的19ms窗口的许多位置中的每一者的相应损失预测性地计算或估计的平均损失值。

对于GPS，与20ms的理想经位对准PreD相比，由于19ms的PreD造成的所预期或平均灵敏度恶化(de-sense)为约1.6dB。(灵敏度恶化指相对于将在理想接收器处理条件或用作参考的某一接收器处理条件下享有的灵敏度，若干dB的递减的灵敏度)。因此，此项技术面临第一问题，即，可如何在不知道位边界时进一步改进GPS或其它GNSS获取灵敏度？

另一问题为，即使知道位边缘，限定相干积分周期PreD的持续时间以减小多普勒(Doppler)搜索的数目或者具有抵抗时钟或用户动态性的较多保护仍可为合意的。但灵敏度受限定PreD限制。

对于格洛纳斯，相同常规方法将在不知道位边缘时使用9ms的PreD，因为格洛纳斯中所使用的曼彻斯特码(图8)导致每10ms的周期性翻转(即，进一步乘以-1)。与在20ms的位对准的PreD情况下的理想性能相比，格洛纳斯的由于9ms的PreD的未知位边缘导致的平均(所预期)灵敏度恶化为不合意大的-4dB灵敏度恶化。因此，此项技术还面临对应问题，即，可如何在不知道位边界且给出周期性翻转时改进格洛纳斯获取灵敏度？

因此，寻求GNSS接收器及其它扩展频谱接收器技术中的实质变更，且所述变更将为此项技术中最合意的且最有益的。

发明内容

一般来说，且在本发明的一个形式中，一种用于促进对具有数据位周期的数据的扩展频谱接收的集成电路包含：假设搜索电路，其可操作以基于所接收信号使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；及处理器电路，其可操作以在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果进行相干积分且非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出，借此增强性能。

一般来说，且在本发明的另一形式中，一种接收器包含：模拟接收区段；及信号处理区段，其与所述模拟接收区段耦合以数字地处理GPS及格洛纳斯信号且恢复相应卫星信号中的具有数据位周期的数据，所述信号处理区段具有：假设搜索电路，其可操作以基于所接收卫星信号使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；及处理器电路，其可操作以在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果进行相干积分且非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出。

一般来说，且在本发明的用于对具有数据位周期的信号的扩展频谱信号处理的电子方法形式中，所述方法包含：基于所接收扩展频谱信号以电子方式使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；以电子方式在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果相干地进行积分；及非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出。

一般来说，且在本发明的又一形式中，一种用于扩展频谱接收的集成电路包含：假设搜索电路，其可操作以搜索假设频率及代码滞后以产生相关结果；及处理器电路，其可操作以在给定代码滞后下组合至少两个假设频率的所述相关结果，所述频率分离预定频率差，且识别所述经组合相关结果中的峰值。

一般来说，且在本发明的再一形式中，一种用于例如格洛纳斯的GNSS信号的位边缘非同步检测的接收器包含：搜索电路，其具有假设搜索电路，所述假设搜索电路可操作以根据与数据位周期的一半互质的多个经交错相干积分窗口执行假设频率中的间隔开预定量的相关；及非相干积分机构，其用于根据多个经交错相干积分窗口跨越一停留组合频率中的间隔开预定量的相关的结果，以找出对应于一对此类假设频率之间的一半的多普勒频率的复合峰值。

一般来说，用于扩展频谱信号处理的本发明的另一电子方法形式包含：以电子方式搜索假设频率及代码滞后以产生相关结果；及在给定代码滞后下以电子方式组合至少两个假设频率的所述相关结果，所述频率分离预定频率差，且识别所述相关结果中的峰值。

还揭示且主张其它电路、接收器及方法。

附图说明

图1是用户与由具有卫星运载工具(SV)的定位系统支持的发明性移动装置的绘图。

图2是供在图1的移动装置中使用且根据其它图中所描绘的发明性结构及方法改进的发明性定位接收器的框图。

图3A是图2的接收器的所接收信号信息对时间的图式，其展示在两个卫星SV1及SV2中的每一者的随机位移的符号间位边缘的情况下的符号A的重复后续接着另一符号B的重复。

图3B是展示重复伪随机噪声(PN)序列的以相对于图3A的时间比例放大的时间比例的电压对时间图式。

图3C是展示外加在图3B的伪随机噪声(PN)序列的相继重复上的二进制(+1、-1)数据(A)、(B)的以与图3B中相同的时间比例的电压对时间图式。

图4是两个卫星中的每一者的信号电平对多普勒移位的假设频谱。

图5是为图2的定位接收器的一部分且根据其它图中所详细说明的发明性结构及方法改进的框图。

图6是具有多普勒及代码滞后(代码相位)的两个维度的假设搜索空间的图表，其展示具有偏移假设频率f_d+/-kFs(多普勒加/减BPSK50Hz符号率的预定分率k)的结构及方法的接收器实施例。

图7是展示根据图6的假设搜索实施例操作的接收器结构的框图。

图8是包含三个电压对时间波形图的复合图，其分别展示不归零(NRZ)数据的曼彻斯特编码、具有周期20ms的正方形波的曼彻斯特码及由前两个波形相乘产生的例如格洛纳斯的曼彻斯特编码的数据。

图9是具有在其下面对准的格洛纳斯的曼彻斯特码正方形波的简化波形图描绘的包含1ms节段的单个20ms数据位周期的复合图。

图10是具有曼彻斯特编码的数据及NRZ数据的相应曲线图的多普勒频率(0)的任一侧上的功率频谱分布(PSD)对频率的图式。

图11是检测概率对卫星运载工具(SV)功率(dBm)的且具有用以比较如在图6中的实施例与格洛纳斯的常规PreD＝9ms的相应曲线图的图表，所述曲线图展示大约1dB灵敏度改进。

图12是检测概率对卫星运载工具(SV)功率(dBm)的且具有相应曲线图的另一图表，所述相应曲线图具有用以比较如在图6中的实施例与格洛纳斯的常规PreD＝9ms的16秒长积分，所述曲线图展示0.5dB灵敏度改进。

图13是展示来自GPS卫星的具有图3A到3C的最初未知位边缘的数据位的简化描绘的复合图，且其进一步展示在图5的系统中建立的实施例，其中所述实施例同时采用在20ms数据位宽度内相对于彼此大致相等地交错的19ms相干积分的三个数据窗口。

图13A是展示来自格洛纳斯卫星的具有图3A到3C的最初未知位边缘的数据位的简化描绘的复合图，且其进一步展示在图5的系统中建立的实施例，其中所述实施例同时采用在20ms数据位宽度的曼彻斯特码10ms一半宽度内相对于彼此大致相等地交错的9ms相干积分的三个数据窗口。

图13B是展示来自GNSS卫星的具有图3A到3C的最初未知位边缘的数据位的简化描绘的复合图，且其进一步展示在图5的系统中建立的实施例，其中所述实施例同时采用在5ms窗口位宽度内相对于彼此大致相等地交错的5ms相干积分的三个数据窗口。

图13C是展示来自GNSS卫星的具有图3A到3C的已知位边缘的20ms数据位的简化描绘的复合图，且其进一步展示在图5的系统中建立的实施例，其中所述实施例同时采用在80ms窗口位宽度内相对于彼此大致相等地交错的80ms相干积分的四个数据窗口。

图13D是展示来自GNSS卫星的具有图3A到3C的最初未知位边缘的数据位的简化描绘的复合图，且其进一步展示在图5的系统中建立的实施例，其中所述实施例同时采用在1ms窗口位宽度内相对于彼此大致相等地交错的1ms相干积分的四个数据窗口。

图14是检测概率对卫星运载工具(SV)功率(dBm)的且具有用以比较如在图13中的实施例与GPS的常规单个窗口PreD＝19ms的相应曲线图的图表，所述曲线图展示1dB灵敏度改进。

图15是检测概率对卫星运载工具(SV)功率(dBm)的且具有用以比较如在图13中但具有两个到五个彼此交错的窗口(“相位”)的各种实施例与GPS的常规单个窗口PreD＝19ms的相应曲线图的图表，所述曲线图展示随经交错窗口的数目增加的灵敏度改进。

图16是如本文中的图中详细说明的具有前端及功率管理电路以及接收器引擎结构及方法的实施例的框图。

图17A及17B是复合框图的两部分，其中图17A一般展示模拟前端且图17B展示GPS及格洛纳斯信号的数字处理区段。

图18是供与本文中的其它图的定位接收器一起使用的GNSS或辅助GNSS的蜂窝式电话手持机实施例的电路块的框图。

除上下文另外指示的情况之外，不同图中的对应编号指示对应部件。相同事物的大写字母或标点符号的小的变化形式不必指示不同事物。后缀.i或.j指具有相同前缀的数个在数值上加后缀的元件中的任一者。

具体实施方式

GPS接收器通过使用到足够卫星的经测量距离的三角测量或三边测量而计算用户位置以实现位置固定。每一GPS(美国)卫星(SV)通过在50Hz速率下(即，每数据位20PN伪噪声码重复)对PN码进行BPSK调制而在1575.42MHz的载波频率等等下每20ms重复发射1ms长、1023长度经PN编码的位。

格洛纳斯接收器也通过使用到足够卫星的经测量距离的三角测量或三边测量而计算用户位置以实现位置固定。每一格洛纳斯(俄国)卫星(SV)在1.602GHz+/-562.5KHz×N(其中N为SV的FDMA时槽)的载波频率下重复发射1ms长、511长度PN码。所述卫星通过在50Hz速率下(即，每数据位20PN码重复，但为曼彻斯特编码的)对PN码进行BPSK调制而每20ms发射位。如图9中所展示，发射位序列1、0、1…，每一位占据20ms。对每一位(例如，“0”)执行曼彻斯特编码且其翻转位的中间(即，在10ms之后，由图9中的正方形波展示)处的位极性。

在图5及7中，接收器通过相关搜索这些PN码的存在。因此，为检测卫星，接收器通过相关及积累过程或停留搜索所接收信号中的PN码的存在。找到相关峰值所在处的位置(在具有代码滞后及多普勒频率的维度的假设空间中)具有关于卫星SV与接收器之间的传播延迟的信息。此信息用于计算用户的位置。(稍后参见下文中对所述过程的更延伸论述)。

卫星在朝向或远离接收器100的方向上的运动引入称作多普勒的频率移位。一般来说，接收器将经历因为卫星运动、用户运动及从卫星的原子时钟时基的接收器时钟偏移导致的多普勒效应。由于卫星运动造成的多普勒频率移位的量可能在大致[-5KHz，5KHz]的范围内。接收器执行称作跨越多普勒及代码滞后的假设搜索的操作以检测信号的存在。由于卫星的运动，针对多个频率以及针对代码滞后执行此PN码搜索以找出相关过程将在其下达到峰值的多普勒移位频率f_d。

在图7中，接收器100通过在本地产生不同PN序列且以电子方式使其与来自可用卫星的接收相关或同步而找到卫星，所述可用卫星各自具有分别指派给其的独特PN序列。在接收器处理中，在使处于不同代码滞后的PN序列相关之前针对每一卫星执行多普勒频率移除(擦除)，使得相关在还搜索代码滞后时产生具有较高强度的较窄单峰值。接收器监视高相关以个别地接收(且区分)不同卫星彼此的卫星信号。接着将对给定所接收卫星信号调制的信息数据解调制以获得包含发射时间、卫星时钟相关参数及星历表数据的信息。从相关峰值导出的信息用于计算用户的位置。

与常规方法相比，本文中的根据图6到7的一种类型的方法实施例在不同假设频率下执行两个(或两个以上)相关过程，且组合相关输出，且接着确定多普勒移位频率f_d作为针对所述假设频率执行的经组合相关将在其下达到峰值的假设频率的平均。

所揭示实施例中的一些实施例在远离实际多普勒假设偏移+/-kFs(例如，+/-37.5Hz)的两个不同多普勒频率下执行相关，而不是在假设多普勒频率下或在延长积分时间执行相关。(Fs为曼彻斯特正方形波重复率(例如，50Hz)，k为常数(例如，0.75或1.0))。以此方式，假设频率中的两者在频率上从其平均加及减大致重复率的预定量kFs偏移。将这些相关结果组合在一起改进非同步网络(即，其中至少最初不知道位边缘)中的格洛纳斯检测灵敏度性能。

各种实施例因此提供用以明显改进格洛纳斯获取灵敏度的方式，其可改进在弱信号条件下获得位置固定的成功率以及减小第一次固定时间。以此方式，具有实现优越性能及灵敏度测试裕量的机会。

为实现高GNSS接收器灵敏度，执行20ms长相干积分将为合意的。然而，所述类型的积分需要已知位边缘边界。在重要使用情形(例如非同步辅助GNSS)中，在开始时位边缘边界为未知的。因此，这些情况提出如何在至少最初不知道位边界且进一步给出格洛纳斯曼彻斯特编码中的周期性翻转的复杂性时改进GPS、格洛纳斯或其它GNSS获取灵敏度的问题。

至今为止，在老式GPS设计中，在不知道位边缘时使用19ms的PreD。这是因为数值19与20互质，且因此由于位边缘跃迁造成的损失在长停留时间内平均掉。与20ms的理想位对准的PreD相比，由于19ms的PreD造成的平均灵敏度恶化为大约1.6dB。由于格洛纳斯上因其在20ms信号位间隔中间的10ms处的曼彻斯特编码翻转导致的曲折序列及伴随的信号损失，因此将互质概念延伸到格洛纳斯导致9ms或更少的PreD且约束对所述PreD的使用。恼人地，对于格洛纳斯，与理想20ms相干积分相比，此损失在性能上为大约四(4)dB。

格洛纳斯及其它GNSS获取灵敏度因此有问题地受针对给定积分时间可能的最长相干积分周期(PreD)限制。对于格洛纳斯，作为每一老式设计，在由于曼彻斯特码导致周期20ms的数据位中的每10ms的翻转而不知道或最初不知道每一位边缘的实例时最大PreD为仅9ms。如上文所述，与针对格洛纳斯20ms的理想位对准的PreD相比，因为9ms的PreD的未知位边缘导致的平均灵敏度恶化将为～4dB。然而，本文中各种实施例在不知道位边界时显著改进格洛纳斯获取灵敏度。

本文中提供用以在不知道位边界时进一步改进GPS/伽利略(Galileo)/格洛纳斯或其它GNSS接收器获取灵敏度的各种方式。在下文中稍后描述的实施例中的一些实施例中，在相干积分间隔内执行多个相干积分且使其交错，所述相干积分间隔可长于、短于或等于数据位周期。此多个经交错相干积分积累信号同时部分地抵消噪声，且因此改进灵敏度。交错还可在数据位周期内(例如，针对GPS在20ms内且针对格洛纳斯在10ms曼彻斯特码间隔内)，借此还减小位边缘骑跨损失且因此改进灵敏度。交错适用于不知道位边缘的情境中。此外，无论是否知道位边缘的实例，在数据位周期及甚至更长时间内执行经交错多个相干积分的各种实施例可允许相干积分周期PreD的不受限定的持续时间且具有增加的灵敏度。在时钟或用户动态性的情境中，经改进灵敏度为最合意的间接影响。本文中的交错为有益的，这不仅因为跨越位周期的交错而且还因为一般意义上的交错。

在下文中接下来描述的特定类别的实施例中，关于格洛纳斯中的曼彻斯特码的功率频谱分布(PSD)的深入了解被视为其另外或替代变更点。

所述类别的实施例在此点处的说明首先解决格洛纳斯中的曼彻斯特码的周期性翻转。通常，应用于格洛纳斯的19ms的PreD将致使积分骑跨10ms的曼彻斯特码位边界，从而导致所接收信号能量的严重损失。在图10中，功率频谱分布(PSD)展示，在频域中此能量损失可解释为与GPS的NRZ(不归零)的单个主瓣相比，格洛纳斯的曼彻斯特码的信号能量分裂成～75Hz的两个主瓣。图10是展示在于单个相关中使用多普勒假设频率f＝f_d时将19ms相干处理直接应用于格洛纳斯的情况下的能量损失的频域解释。此特定图10展示20ms位边缘对准的相干积分PreD的曲线。各种实施例通过使用不同处理方法而克服此能量损失，其中替代地，组合且有效地使用来自这两个瓣的能量以增加检测性能。

为了在多普勒频率f_d下搜索格洛纳斯卫星，常规方法可能在f_d下执行相关且执行相干积分长达大约9ms。在图3及6中，除其它明显特性之外，替代在多普勒频率f_d自身下执行且使用一个相关，本文中的接收器实施例替代地在(f_d-kFs)Hz的多普勒下且在(f_d+kFs)Hz下执行且组合两个相关，其中Fs＝50Hz曼彻斯特码率。以另一方式表达，图7假设搜索引擎220及相关器120在针对相关发布的各种假设频率上操作而不将每一假设频率直接解释为多普勒频率。接着，此接收器实施例通过将正/负偏移分开的假设频率的相关结果非相干地相加而组合所述相关结果，因此给出大约0.5dB到0.75dB的较好检测灵敏度或大约1dB灵敏度增益。

在图11中，仿真结果展示与单独PreD＝9ms相比大约1dB的灵敏度改进。此产生与可能针对格洛纳斯单独使用9ms的PreD的方法相比大约2dB的SNR增益。组合图6及10的相关结果给出随假设频率之间的一半的频率f而变的峰值，且在其下发生接收峰值的所述一半频率f被解释为格洛纳斯卫星发射器的多普勒移位频率f＝f_d。此解释基于格洛纳斯发射以其如在图10中的PSD在20ms BPSK上50Hz曼彻斯特编码的现有认识。

为何在SNR改进为大约2dB时发生大约1dB的灵敏度改进的原因是灵敏度改进被测量为给定SNR的信号功率的Δ改变，即，其中擦除SNR改进或使其保持恒定。换句话说，灵敏度改进为针对图11中的曲线在给定检测概率下展示的水平宽度差。相比来说，SNR改进单调地涉及图11中的所述相同曲线在给定信号功率下的检测概率的垂直高度差。为灵敏度改进的大约两倍的以dB为单位的SNR改进在使用非相干积分(例如，使用绝对值abs积分或平方积分)将信号求和时特别是在重要低输入信号SNR下为大致真实的。据信，为何SNR改进超过灵敏度改进的主要原因是由于在将信号积分时由于非相干运算造成的平方损失。但在高输入信号SNR下，灵敏度改进匹配或基本上等于SNR改进。(以启发方式，考虑因数“2”及如在从平方的信号加噪声(S(t)+N(t))²的非相干积累演进的比率S²(t)/(2S(t)N(t))与sqrt(S²(t)/N²(t))之间的项的相对贡献)。严格来说，平方丢失相位信息且因此相干积分比相干积分贡献于较少SNR改进。

灵敏度的方程式(1)为：

Sens＝S_dBm   (1)

其中S为接收器在其下实现指定检测概率(如在图11到12及14到15中)或指定信噪比SNR的以dBm为单位的最小信号功率。灵敏度恶化指相对于将在理想接收器处理条件或用作参考的某一接收器处理条件下享有的灵敏度，若干dB的递减的灵敏度。

以分贝(dB)为单位的信噪比SNR的方程式(2)为：

SNR＝201og₁₀(S/N)   (2)

其中S为信号电压且N为噪声电压(例如，以微伏为单位)。

依据这些灵敏度及SNR方程式考虑仿真结果产生大约1dB的灵敏度改进及大约2dB的SNR改进。

用以深入了解格洛纳斯(即，曼彻斯特编码的SV信号)的上文灵敏度改进的另一方式因噪声的较高解相关而将由于添加分开2kFs的信号造成的信号能量的增加视为高于噪声。此产生或至少贡献于SNR改进及因此灵敏度改进。

进一步集中于图10，展示曼彻斯特码的分裂瓣的PSD比较指格洛纳斯曼彻斯特编码的数据(例如，在图8中的底部处)与在图8中的顶部处的GPS NRZ编码的数据(例如，“11110000111”)相比的功率频谱分布PSD。(两种情形中的每一瓣的宽度将随实际NRZ数据(例如，在图8的顶部处)中的每秒零交叉的数目而大致变化，且图10图解说明通常为代表性的)。

一个实例性实施例在f_d+/-kFs下使用9ms窗口执行两个相干积分(例如，并行)且接着将结果非相干地相加。频率Fs为外加在来自格洛纳斯卫星SVi的信息的20ms数据流上的50Hz的曼彻斯特码率。此处将等于常数k×所述位速率的值用作向假设搜索电路或产生每一最新假设频率f的固件中的给定假设多普勒的预定偏移。因此，表达式f＝(f_d+/-kFs)意指对代码滞后及多普勒的常规假设搜索由对假设代码滞后及频率假设对(两个频率(f_d+kFs)及(f_d-kFs))的假设搜索取代。

将图10与图6进行比较，将两个假设频率跨越代码滞后/频率空间实质上并行搜索处理，且所述两个假设频率使原本将替代地为多普勒假设f＝f_d的频率由具有常规多普勒假设频率f_d作为其平均(即，假设频率之间的一半)的此对假设频率(f_d+kFs)及(f_d-kFs)取代。在如在图7中的一些实施例中，顺序地执行假设搜索，且通过修改图5信道处理器320及/或其运算过程以包含对存储于相关输出存储器325中的代码滞后/频率假设进行成对相关非相干求和而找到格洛纳斯卫星峰值。以所述方式，适合地建立区310中的相关，且实际上，在一些实施例中可能甚至不涉及额外相关。此外，如在方程式(3)中的非相干求和表示信道处理区320中的可接受相加处理以找出曼彻斯特编码的格洛纳斯卫星信号的图10经组合相关的峰值。

S＝|Corr[c_i，(f_d+kFs)]|+|Corr[c_i，(f_d-kFs)]|。   (3)

注意，尽管图8曼彻斯特相位反转为每10ms(50Hz，图8的中间波形中的每20ms一个循环)，但两个主瓣侧面相接f＝f_d(即，在图10中f-f_d＝0)分离75Hz。以启发方式，似乎在k＝3/4的曼彻斯特码率下的脉冲调制频率在多普勒频率f_d下对载波进行调制，且致使包含对称旁瓣的频域中的所述对旁瓣在+/-³/₄的50Hz或1.5×50Hz＝75Hz下间隔开。所述两个瓣在从多普勒频率f_d的+/-37.5Hz偏移下达到峰值且在f_d下侧面相接深空值。(+/-37.5Hz峰值此处出于在一停留内的20ms数据位的目的而基于最随机或非周期性本质，尽管所述峰值在另一意义上实际上为信息载运数据)。此为曼彻斯特码自身在本文中的处理之前且并非由fd+/-kFs假设搜索方法实施例导致的由sine²θsin²θ表示的功率频谱现象。替代地，所述功率频谱现象在本文中现在被认为与卫星检测相关，且fd+/-kFs假设搜索方法实施例明显经提供以使格洛纳斯卫星检测对曼彻斯特码的所述功率频谱现象灵敏且对其做出响应。在现在发现所述响应方法实施例的情况下，更好地收获来自输入信号的能量以给出增加的SNR(增加大约2dB或更多)及至今为止从使用9ms的相干积分的常规技术看起来不能想象的所得灵敏度改进(改进大约1dB或更多)。

(Sinc(θ)意指sin(θ)/θ，其中θ为(π/2)(f-f_d)/Fs)。曼彻斯特最小值被视为在其中θ＝nπ的点处每2Fs＝100Hz间隔开。在图10中，GPS的NRZ码的功率频谱分布PSD与sinc²(2θ)成比例且在具有每50Hz间隔开的最小值的f-f_d＝0处达到峰值，因为根据定义，NRZ跃迁仅在20ms或多一些处发生，且其中最大值位于最小值之间的大约一半处。

在图6及10中将基于对应于两个频率瓣的假设载波多普勒频率的相干相关非相干地相加，因为在卫星获取期间可存在实际载波多普勒从任一假设载波多普勒的频率偏移。因此，非相干地执行处于两个假设载波多普勒频率的能量的相加，因为在卫星获取期间可存在其余多普勒，此可防止在处于+/-kFs的相干相关的图10组合也相干的情况下的在停留内的卫星的可检测峰值的积累。此外，用于图6及10的电路及处理有利地不需要提供指定位边缘时刻，或换句话说，其对位边缘信息视而不见。因此，相干积分窗口(例如，Pred＝19或Pred＝9等)的位置可骑跨相继位周期。

在一些更复杂实施例中，可(例如)通过执行具有并行搜索的四个假设频率(例如，第一对fd+/-3/4Fs及第二对fd+/-3Fs)的假设搜索而处理其它对的对称旁瓣。以启发方式，图10中的多对分裂瓣像外加在正方形波50Hz曼彻斯特码‘载波’上的NRZ数据位频谱的双旁带调制频谱。由于曼彻斯特码为正方形波，因此其具有仅处于50Hz的奇数谐波的正弦谐波‘载波’分量。以启发方式来说，主瓣稍微朝向彼此且从50Hz向内向位移37.5Hz，这是因为50Hz为处于在频率上从曼彻斯特码150Hz第三谐波‘载波’分量向下100Hz的NRZ空值。注意，每一对对称设置的瓣的平均频率为多普勒频率f_d。还注意，处于频率fd+/-3Fs的第二或外部对的瓣从第一对瓣大致向下10dB，且因此收益递减与额外处理负担的考虑变得相关。

在图12中，在以下测试条件的情况下产生大约1dB灵敏度增强：相干积分＝9ms，总积分＝16秒。(图12图表在水平轴上相对于图11的反转仅为样子上的)。

非同步网络中的格洛纳斯获取的灵敏度借此改进大约0.5dB到大约1dB。GPS及格洛纳斯性能数值为制造商及用户的关键关注点。每0.5dB的灵敏度为重要因数。如本文中所教示，GNSS接收器可提供优越性能。

传入格洛纳斯信号r(t)为以下各项的因数的乘法积

i)曼彻斯特码的50Hz正方形波(图9)

ii)可每隔20ms(50Hz)改变的NRZ信号位

iii)可能-5KHz到+5KHz的范围内的多普勒移位

iv)受实际代码滞后c1影响的频谱扩展伪随机码(黄金码)。

一些实施例通过积累如接下来列示的因数的乘法积ABCD而使用传入格洛纳斯信号r(t)在9ms内为积分(通过乘积累实施)的相关过程。积分的结果返回NRZ信号位(上文的“ii”)及某一噪声。

A)传入格洛纳斯信号r(t)

B)曼彻斯特码的Fs＝50Hz正方形波

C)多普勒的～5KHz到+5KHz范围内的多普勒假设

D)具有代码滞后假设c的频谱解扩展(相同黄金码)。

注意，由于因数A、B、C、D在其可由不同实施例实施方案以乘积因数的任何次序或子集应用且接着进行相关的乘法积中，通过所述相关且积累整个乘积ABCD，且后续接着在停留内的非相干(量值或平方)积累。因此，实施例实施方案中的一些实施例实施方案由以下非穷尽性列表表示，所述列表通过圆括号及方括号指示图7的电路的不同变化：

1)A×[(B×C)×D]：使用图6及10方法(偏移对的多普勒)，以黄金码外加且接着与r(t)相关。

2)A×[C×(B×D)]：全部以代码滞后假设c发布10个1ms黄金码重复，接着10个否定等，从而将代码滞后假设c外加在多普勒假设上且接着与r(t)相关。

3)(A×C)×(B×D)：从r(t)擦除多普勒，接着使结果与全部以代码滞后假设c发布10个1ms黄金码重复、接着10个否定等的块相关。在卫星通信前景中，在载波及代码两者上经历多普勒效应，参见下文注释。

4)ABCD的子组合的其它组合。

注意：多普勒存在于载波及代码两者上。码多普勒为载波多普勒除以载波频率与码片速率的比率。(针对GPS，所述比率为1540＝1575.42MHz/1.023Mchps，因此将GPS载波多普勒除以1540。针对无论接收哪一特定GNSS SV，类似地配置所述比率以用于任何其它载波频率及/或任何其它码片速率)。因此，在于其上外加假设码多普勒的情况下产生上文中的黄金码因数“D”且其等于(例如)1/1540×假设载波多普勒“C”。例如，在上文中的分段(3)及图7中，接收器从传入信号r(t)移除载波多普勒且与其上外加有码多普勒的本地产生的黄金码相关。以所述方式，相关也对移除码多普勒为有效的。

翻到图13，上文中较早介绍的另一类别的实施例通过在GPS、格洛纳斯及/或其它GNSS中执行且非相干地组合多个经交错相干积分而提供灵敏度改进。举例来说，在GPS的情况下，明显提供且执行19ms(或20ms)的多个相干积分，其中的每一者在时间上移位或交错几毫秒。(对于此GPS实例，直接对代码滞后及多普勒频率进行提前的假设搜索)。图13将输入(I/P)数据流展示为20ms宽数据位...、1、0、1、1、0...建立19ms宽且相对于彼此以及相对于输入数据交错的对准时槽PreD1、PreD2、PreD3。此多个经交错相干积分中的一或多者的结果使SNR增加，且接着非相干地组合所有相干积分。

在包含非相干组合的情况下，方法实施例简洁地无需确定相干积分中的哪一者最多贡献于性能，且非相干地组合的结果实现增加的SNR及灵敏度。虽然噪声样本针对所有经交错对准基本上相同，但减小了平方损失且借此具有增加的灵敏度。换句话说，使多个相干积分交错实现在其非相干积累中强烈积累的多个相干信号求和，因为所述相干积分中的至少一者或两者可能大部分或完全位于实际20ms信号位窗口中。接着，在非相干积累中，信号积累实质上超过噪声积累，因为噪声自身可忽略不计地相关，且从其相干积分得出的噪声分量的非相干积累关于噪声部分地自身抵消。此外，具有多个窗口的此交错的实施例提供比单个窗口多的积累且还借此部分地抵消噪声，其因此不仅对于解决位边缘相关的损失为有益的而且还在一般意义上改进灵敏度。

替代执行19ms的单个PreD，在图12中执行19ms的多个PreD，其中的每一者在19ms间隔内或跨越19ms间隔在时间上移位几毫秒。PreD交错大致等于位长度除以窗口的数目m的时间间隔(例如，针对GPS，～20/m ms)。接着非相干地组合此多个PreD以便增加SNR，或实现相干积分的增加的SNR。如图13中所见，PreD1原本会单独骑跨位边缘，此导致信号损失。通过并行进行在数据位边界内或跨越所述数据位边界彼此时间移位的多个PreD，至少一个或一些PreD比另一PreD更好地执行。当处理器块320非相干地计算这些经交错并行PreD的总数时，形成其中相对于常规单个PreD改进总体SNR及灵敏度的结果或输出。跨越停留重复地执行此经交错并行preD及非相干组合的过程(由或+表示)，如在图13中由在视觉上将经交错19ms PreD的相继三个一组或群组划定界限的斜画线指示。在图14中，与常规单个PreD相比，可在图13的一个方法实施例中看出大约1dB的灵敏度改进。

用以观察此灵敏度改进的原因的另一方式为针对相同长度的输入数据及相同相干积分周期PreD，由于多个经交错窗口造成的非相干积分的数目已相对于常规单个窗口方案增加。非相干积分中的每一者中的噪声样本虽然不完全不相关，但仍贡献于帮助改进SNR及因此接收器的灵敏度的较好噪声平均。

如本文中所描述，与仅增加积分时间(PostD、停留T_D)以改进卫星接收器的检测灵敏度相比，各种实施例提供用于GPS/伽利略/格洛纳斯及定位卫星检测的其它系统的显著不同的高性能结构以及方法。在用于卫星检测的处理方法实施例中，替代仅针对一个相干积分对准执行相关，针对多个经交错对准(如PreD1、Pred2等)执行相关。将这些相关结果组合在一起在不知道位边缘的情况下明显改进GNSS检测灵敏度性能。将相关结果或可将相关结果非相干地组合到同一存储器空间中，借此不产生存储器额外开销且产生GPS或GNSS接收器核心区的巨大节省。所述实施例在其中不知道位边缘的时刻(例如，20ms数据位结束且另一20ms数据位开始的时刻)的非同步网络中贡献于GNSS获取的经改进灵敏度。

在图13A中，所述实施例中的一些实施例甚至提供用于GNSS信号(例如格洛纳斯)的组合结构/方法实施例。所述方法的第一部分包含且执行假设搜索实施例，所述假设搜索实施例执行在频率上间隔开(例如，75Hz)的相关。所述方法的第二部分执行多个经交错相干积分，针对每一不同频率假设执行多个经交错积分的运算，每一相干积分具有因SV信号上的曼彻斯特码(例如，10ms)与位长度的一半互质的窗口宽度(例如，针对格洛纳斯，9ms)。在跨越用于检测/获取SV的停留的积分中，使用多组经交错9个1ms格洛纳斯黄金码重复的实施例可在不检测曼彻斯特码的当前可适用的无论哪一10ms部分(+/-)或与所述部分同步的情况下操作。相干积分子过程积累信号且部分地抵消噪声，且非相干积分中所涉及的平方或绝对值准许非相干积分子过程积累结果而无论曼彻斯特码的哪一10ms部分(+/-)为当前可适用的。使9ms窗口交错大致等于位长度的一半除以相干积分PreD窗口的数目m的时间间隔(例如，针对格洛纳斯，～10/m ms)。通过以下方式获得最后结果：使用假设搜索实施例来组合在频率上间隔开(例如，75Hz)的相关的此多个经交错积分以找出复合峰值，且将此复合峰值报告为对应于中间的多普勒频率。非相干地组合经交错相干积分的结果以产生非相干地积累的样本的输出流。当处理器块320非相干地计算这些经交错并行PreD的总数时，形成其中相对于常规单个PreD改进总体SNR及灵敏度的结果或输出。跨越停留重复地执行此经交错并行preD及非相干组合的过程(由或+表示)，如在图13A中由在视觉上将经交错9毫秒(9ms)PreD的相继三个一组(PreD1、PreD2、PreD3)或群组及跨越停留相继重复的群组划定界限的大约两倍之多的斜画线指示及图解说明。

在图14中，约甚至0.5dB到1dB的灵敏度改进为重要的，且各种实施例可提供至少如所述那样多的改进。举例来说，本文中的所揭示实施例针对五个(5)经交错相干积分(例如针对GPS)具有大约1.0dB的灵敏度增益。此外，针对曼彻斯特编码的格洛纳斯，对频率+/-37.5Hz的经组合搜索方法实施例可给格洛纳斯添加额外灵敏度增益，如上文中较早描述。一些其它实施例可应用其它PreD值的经交错相干积分。不同实施例实现3GPP测试及操作者/服务提供者测试的经改进导频SV灵敏度裕量。

在图13B到13D中，针对经交错多个窗口的众多情境提供其它组合结构/方法实施例，且图13到13D图解说明其如何工作。注意，图13到13D还如何展示具有经交错多窗口交错的这些方法及结构实施例有益地用于卫星接收器中的非同步或同步模式的操作且实际上通常用于非同步及/或同步通信及网络。

在图13B中，实施例在小于20ms数据位周期且不与20ms互质的PreD相干积分间隔(例如，5ms)内利用多个经交错窗口来积累传入信号且部分地抵消噪声。在所图解说明的实例中，在相对于0ms、1.67ms及3.33ms的窗口中的第一者的时间起始三个5ms窗口。更一般来说，一种隔开图13B的窗口的方式将其长度设定为等于经配置PreD且小于数据位周期，且以Pred/m的交错间隔建立其间距，其中m为经交错窗口的经配置数目。起始m个经交错窗口中的每一者的实例在相对于此类窗口中的第一者的0、Pred/m、Pred×(2/m)、...Pred×(m-1)/m的时间。实际上，所述窗口的确切位置甚至并不相对于彼此临界。在一些实施例中，窗口长度可能甚至彼此不同。窗口位置可独立于数据位边缘，且可在数据位边缘的任何确定之前应用此实施例。

在图13C中，实施例利用多个经交错窗口来在超过20ms数据位周期的任何合意长的PreD相干积分间隔(例如，80ms)内积累传入信号且部分地抵消噪声。在所图解说明的实例中，在相对于四个80ms窗口中的第一者的0ms、20ms、40ms、60ms的时间从四个连续位的开始位边缘起始所述窗口。更一般来说，一种隔开图13C的窗口的方式将其长度设定为等于经配置PreD，且以Pred/m的交错间隔建立其间距，其中m为经交错窗口的经配置数目，且每一交错间隔PreD/m适合地等于窗口周期的整数倍(一或多个)。起始m个经交错窗口中的每一者的实例在相对于此类窗口中的第一者的0、Pred/m、Pred×(2/m)、...Pred×(m-1)/m的时间。

此图13C实施例适用于在知道位的序列时在此类间隔期间在接收器操作中使用。接收器(例如在位的序列已在过去由接收器解码或从外部源注入到接收器中时)具有数据位中的至少一些数据位的先验信息。举例来说，辅助GNSS系统可提供且更新位的已知序列。此实施例使可适用本地产生的黄金码与来自如本文中其它处所描述的卫星的传入信号r(t)适合地相关。取决于已知位的正负号是否来自辅助GNSS数据，接收器电路对本地产生的代码的正负号取反(或不取反)。以所述方式，改进对甚至非常弱的卫星信号的获取及跟踪。

图13C的实施例还可适用于基于对特定GNSS系统的卫星发射的数据结构的现有认识的甚至无辅助的接收器实施例。举例来说，GPS每12.5分钟重复一些数据。假设在其信号中等强时获取卫星(由此开始跟踪)，且接着卫星信号变弱(取决于卫星位置逐渐变弱或取决于本地接收条件及城市或自然环境的物理几何暂时变弱)。在卫星信号较不弱时接收且为已知为随后重复的数据的数据构成供由此长PreD多经交错窗口接收器及方法使用的已知数据。此外，在GNSS系统发射已知导频码(如在伽利略中)或发射一长串相同位的情况下，甚至在不具有地面辅助GNSS信息的情况下通过此类型的长PreD多经交错窗口实施例促进获取及跟踪。

粗略时间辅助的实施例可在确定位边缘时序之前灵敏地检测卫星信号。其可在确定位边缘时序后接着切换到位同步的积分。更多粒度(精细)时间辅助的实施例可具有本地可用数据，通过所述数据或从所述数据在卫星获取之前的(例如)30微秒(～34个码片或-1/33ms)内知道代码滞后。

图13D展示利用其中以毫秒的单位表达Pred的非常短相干积分间隔PreD(例如，1ms)的多经交错窗口实施例。相干积分窗口(例如)各自在宽度上等于PN码周期的整数倍(一或多个)。相干积分窗口相对于1ms的PN码周期或以其它方式相对于窗口宽度交错。在所图解说明的实例中，在相对于0ms、0.25ms、0.50ms及0.75ms的窗口中的第一者的时间起始四个1ms窗口。更一般来说，针对图13D，配置将其长度设定为等于经配置PreD；且一种隔开窗口的方式以特定整数码片实例且以大致1023×Pred/m的码片间隔交错地配置其间距，其中m为经交错窗口的经配置数目。起始m个经交错窗口中的每一者的实例在等于第一整数(小于或等于相对于此类窗口中的第一者的0、1023×Pred/m、1023×Pred×(2/m)、...1023×Pred×(m-1)/m)的跳码时间的时间。整数码片中的窗口的确切位置并不相对于彼此临界，只要其涵盖的噪声相对不相关且可跨越窗口部分地抵消即可。在一些实施例中，窗口长度可甚至彼此稍微不同；每一PreD(例如，PreD1)＝1ms、1ms、1ms等，但可能Pred1＝Pred3＝1ms、2ms、1ms、2ms等而PreD2＝Pred4＝2ms、1ms、2ms、1ms等。可在不知道确切1ms PN码边缘的情况下且在数据位边缘的任何确定之前应用此图13D实施例。

在图13D中，可针对分别以(例如)m个经交错窗口的相对于彼此大约1022/m的0、256、512、768码片或(m-1)整数码片间距间隔开始的窗口积累用于码片求和的相关公式此实施例通过以下方式适合地操作：非相干地组合在延长的持续时间内PreD窗口中的重复相干积分的结果，其中PN(黄金)码g(i)每1ms重复而无论每一相关以哪一码片开始进行。可将所述持续时间设定为长达黄金码继续自身重复(或知道任何位翻转)的时间。以所述方式，可使窗口交错且其仍针对每一窗口在相同代码滞后c下形成相关峰值。

在图15中，在一停留内对接收的蒙特卡洛(Monte Carlo)仿真独立地运行多次(例如，Ndwells＝100)以将19ms的常规单个PreD的检测灵敏度与使用具有各自为19ms的PreD的两个(2)、四个(4)或五个(5)经交错相干积分窗口的实施例的检测灵敏度进行比较。在具有各自为19ms的PreD的五个(5)经交错相干积分窗口的情况下，使19ms窗口相对于彼此移位(例如)四毫秒且非相干地组合所述窗口。结果展示具有四个或五个经交错窗口的实施例各自给出大约0.9dB到1.0dB的灵敏度增益。且甚至在具有仅两个经交错窗口的情况下，灵敏度增益为大约0.6dB。1.0dB性能改进在GPS背景中非常重要，其中每0.5dB为关键关注点，且仅具有一个额外窗口的0.6dB实施例还提供相当有用且甚至更经济结果。可在如格洛纳斯(如图13A)的其它GNSS系统中应用此类型的方法实施例。此外，可在不添加任何存储器区的情况下实施此方法实施例。与现有卫星获取系统相比，不必采用额外存储器，因为所有结果被或可以被非相干地添加到相同存储器。

在图15中，将不同数目个经交错积分的相对性能绘图且下文总结出结果：

A)如同知道位边缘信息，PreD＝20ms：理想

B)相对于理想情况，具有PreD＝19ms的常规单个窗口承受1.8dB的灵敏度损失。

C)相对于理想情况，各自时间移位10ms的两个经交错相干积分-损失1.2dB灵敏度(即，比(B)好0.6dB)。

D)相对于理想情况，各自时间移位5ms的四个经交错相干积分-损失0.9dB的灵敏度(即，比(B)好0.9dB)。

E)相对于理想情况，各自时间移位1ms的20个经交错相干积分-损失0.9dB的灵敏度(即，与(D)相同；比(B)好0.9dB)。

超过四个经交错相干积分(D)，如所预期发生报酬递减。

接下来表达相关方程式中的一些方程式。令方程式(4A)的‘A’为所接收Rx信号在10ms的相干积累之后的信号振幅。令N(k)为在所述10ms内的对应复合AWGN(加性白高斯噪声，复合同相及正交独立产生的随机数)样本。所述方程式假设16秒积分的总体周期。此为在以灵敏度水平检测信号时由接收器执行的长停留的实例。

如果存在信号，那么r(k)＝A+N(k)   (4A)

如果仅存在噪声，那么r(k)＝N(k)   (4B)

方程式(5)‘legacy_metric’假设一停留的1600×10ms＝16秒积分的总体周期，其中PreD＝20ms且PostD＝800。PreD为20ms，因为在确定两个10ms相干积分量值(即，绝对值)之前将其相干地相加。接着，针对16秒停留中的800个位，非相干积分合计800量值。

$\begin{array}{c}\mathrm{legacy}\_\mathrm{metric}=\mathrm{abs}(r\left(1\right)+r\left(2\right))+\mathrm{abs}(r\left(3\right)+r\left(4\right))+...+\mathrm{abs}(r\left(1599\right)+r\left(1600\right))\\ =\underset{i=1}{\overset{800}{\mathrm{\Σ}}}|r(2i-1)+r\left(2i\right)|\end{array}---\left(5\right)$

方程式(6)‘new_metric’同样假设一停留的1600×10ms＝16秒积分的总体周期，只有此情形具有两个不同20ms相干积分窗口除外。第一窗口为PreD1＝20ms且具有两个相干地相加的项[r(2i-1)+r(2i)]。第二窗口为Pred2＝20ms且具有与第一窗口交错10ms且由[r(2i)+r(2i+1)]表达的两个相干地相加的项。此为为了简单仅使用两个窗口且认识到事实上不知道位边缘的实例。PostD＝800。接着，针对各自表示对准到16秒停留中的800个位的尝试的两个窗口Pred1及Pred2中的每一者，非相干积分合计800量值。所述实例如同窗口Pred1在对准上较成功且Pred2较不成功一样操作。明显地且有利地，为较好对准的窗口的无论哪一窗口甚至在不知道位边缘的位置的情况下比其它窗口更多贡献于灵敏度及SNR。且如果每一窗口与一位相等地不对准，那么所述不对准比可能发生的最糟糕不对准要好。因此，可预期针对此方法实施例New_Metric在停留内的平均对准胜过单个窗口legacy_metric。额外被加数实现容易地证明由于方程式(6)中的最后求和造成的可接受添加的处理合理的灵敏度及SNR改进。

$\begin{array}{c}\mathrm{New}\_\mathrm{Metric}=\mathrm{abs}(r\left(1\right)+r\left(2\right))+\mathrm{abs}(r\left(2\right)+r\left(3\right))+\mathrm{abs}(r\left(3\right)+r\left(4\right))+...+\mathrm{abs}(r\left(1599\right)+r\left(1600\right))\\ =\underset{i=1}{\overset{1600}{\mathrm{\Σ}}}|r(i-1)+r\left(i\right)|=\left\{\underset{i=1}{\overset{800}{\mathrm{\Σ}}}\right|r(2i-1)+r\left(2i\right)|+\underset{i=1}{\overset{799}{\mathrm{\Σ}}}|r\left(2i\right)+r(2i+1)\left|\right\}\end{array}---\left(6\right)$

针对较高数目Nw个经交错窗口，适合地一般化方程式(6)。此实例表示特殊情形，但尽管如此仍展示且暗示由于交错及不与位边缘相关，较一般SNR优点通常如何发生。另一表达可呈现在不知道位边缘时的情形且使用先前PreD值中的任一者。

为了简单，针对各种互质PreD情形，在可针对此类情形调适的上文方程式(6)或所附代码中不完全考虑位边缘的影响。尽管如此，但方程式(6)提供重要情境及对方法实施例的操作的深入了解。表1的实例性代码可经运行以进一步展示所述益处中的一些益处及人类理解。

基本上，在假设在每PreD窗口宽度给定SNR下存在信号的情况下，程序针对A+N(k)计算方程式(5)1egacy_metric，且接着针对仅噪声的N(k)重新计算legacy_metric。接着将每一停留的第一检测度量计算为z得分，所述z得分为legacy_metric减去在产生legacy_metric时包含的噪声的平均值的横距或差，所述差除以所述噪声的标准差。接着，在假设在每PreD窗口宽度给定SNR下存在信号的情况下，程序针对A+N(k)再次计算方程式(6)New_Metric，且接着针对仅噪声的N(k)重新计算New_Metric。接着将每一停留的第二检测度量计算为其z得分(即，New_Metric减去在产生New_Metric时包含的噪声的平均值的差)，所述差除以所述后一种噪声的标准差。针对一百个停留，每一度量的z得分以相对于参考电压“eps”集中于以dB为单位的20×log10(DetMetric/eps)的大致钟形曲线分布。其累积分布函数(CDF)在图15中绘制为检测概率对功率电平dBm的S形曲线。第一及第二检测度量为经处理以产生其相应CDF的特定情形，所述相应CDF显示为19ms(常规)及在图15中以“20ms-2phases”为图例的双窗口情形的两个特定S形曲线。

随功率电平而变的CDF为低于对应于每一给定功率电平的给定最大z得分的z得分的数目(除以Ndwell＝100)。假设在z得分超过零时信号被检测为+1且在z得分小于零时被检测为-1，那么CDF值被解释为或对应于检测概率。换句话说，添加到噪声的信号电平的存在添加到每一z得分且增加正确检测信号的概率(CDF)。因此，在图15中，在-152dBm处，使用一个19ms窗口检测到信号的概率为大约¹/₂(50％)，但借助具有两个经交错窗口的实施例，其跳到几乎80％，且借助较多经交错窗口接近90％。因此，各种实施例可大幅增加检测概率。在理想20ms窗口的情况下，检测到信号的概率为大约98％。

表1：交错相干积分，接着积累

GNSS接收器实施例经适合测试以确定存在并激活结构及方法的所揭示实施例且其性能水平正如所预期。如下描述测试方法实施例：

测试方法实施例1：

向接收器输入缺乏曼彻斯特编码的人工实验室产生的GNSS信号。由于不存在曼彻斯特编码(曲折序列)，因此应产生或将产生频域中的单个峰值。在存在曲折序列的前提下，接收器在操作以处理此曲折序列时组合主峰值与分开～75Hz的噪声，且不正确地报告在所述两者之间的一半(即，离主峰值位置约37Hz)的多普勒频率。在启用曼彻斯特编码或将曼彻斯特编码引入到输入信号中时，接收器应如所预期开始报告正确多普勒频率。此外，由接收器报告的信噪比SNR将在人工地停用曼彻斯特编码时更糟(递减)。

测试方法实施例2：

测试2A。在不具有任何数据位跃迁且具有与每一20ms数据位周期相关(或甚至相同)的噪声的情况下，向接收器输入合成GPS信号。注入有噪声GPS信号，使得噪声的前10ms与后10ms相同。后者可在实验室中便利地产生且以RF向在测试下的接收器回放。监视以上信号对伴随有加性白高斯噪声(AWGN)的通常GPS信号的接收器灵敏度的改变。灵敏度的差异用以检测接收器实施例的恰当操作或在测试下的接收器的与恰当操作的背离。由于与对具有AWGN的信号的灵敏度相比人工测试噪声的相关本质，不具有所预期操作的接收器将在使用20ms的PreD时经历灵敏度的3dB(三分贝)的灵敏度恶化。相比来说，恰当操作的接收器实施例将经历低得多或可忽略的灵敏度恶化值。

在测试2A中，换句话说，在每一位周期的10ms半部分中的仅重复噪声的第一情形中，图13接收器使其多个经交错19ms窗口中的至少一者或另一者骑跨所述10ms半部分中的每一者的部分，使得一个或另一经交错窗口中的噪声的相干积分共同使用停留内的多个经交错窗口作为整体一致地部分抵消。相比来说，具有单个19ms窗口的常规接收器经历远远比不上的此部分抵消的一致机会，且因此预期大约3dB的灵敏度恶化。此类型的实验室测试实施例间接且便利地提供使用多个经交错窗口的接收器实施例中的操作为有效且成功的指示。

测试2B。进一步在测试方法实施例2中，将来自在测试下的接收器(RUT)的前端的数字样本耦合到具有可配置单个窗口或可配置多个经交错窗口的恰当地执行的比较接收器(CR)。类似于图15，将比较接收器CR的经配置数目个窗口调整为最接近匹配接收器RUT的性能。针对与CR相同的已知RUT配置及架构，经配置以在RUT中有效的窗口的数目应等于CR中的在CR实现与RUT相当的性能时的有效窗口的经配置数目。然而，如果RUT具有配置为有效的例如四个(4)经交错窗口但表现地与配置为(例如)具有仅一个有效窗口的此CR相当，那么RUT未通过测试。在另一实例中，假设CR配置有四个有效经交错窗口且未知RUT基本上表现地与CR相同或一样好。那么，RUT被推断为且相当有可能利用至少一些经交错窗口且其操作为有效的。

本文中所揭示的应用及系统块的实施例适合地实施于固定设备、便携式设备、移动设备、汽车设备、水运或海运及空运设备、通信设备、控制设备、机顶盒、电视(接收器或双向TV)、PC及其它设备中。个人计算机(PC)适合地以任何外观尺寸(例如桌上型计算机、膝上型计算机、掌上计算机、组织器、移动电话手持机、PDA个人数字助理、因特网设施、可佩戴式计算机、内容播放器、个人局域网或其它类型)实施且可与媒体(例如光盘、快闪驱动器及其它媒体)一起使用。

图16展示包含具有馈送位置引擎2270的测量引擎2260的BSP2250的GPS接收器2200实施例。位置引擎2270指在主机处理器上及/或在专用微处理器上运行的基带处理器BSP的功能或其中的操作，且位置引擎2270供应GPS输出。测量引擎2260耦合到数字前端2230且由其馈入。测量引擎2260包含GPS芯片(例如在图5中)的结构、功能或操作。功率节省控制器2290控制用于五个主要块的电压供应器2280：RF2210；IF2220；数字前端2230；PLL2240，其由具有温度补偿的晶体振荡器TCXO作为时基的时钟电路经由功率控制的时钟限幅器2245馈入；及BSP2250。电压供应器2280供应且调节到由功率节省控制器2290控制的功率门控电路(例如，供应电压线到功率管理块中的门控FET)的功率电压。前端2230及功率管理电路2280、2290通过供应信号且节省功率及能量而支持本文中的图中详细说明的其它接收器结构及方法。

功率节省控制器2290直接连接到其它个别组件中的任一者以将其直接接通/关断，如(例如)从功率节省控制器2290到测量引擎2260的连接所展示。给图2、5及16到18中的任何适当块或每一块中的组件提供功率连接及/或功率控制能力而无论是否在所述图中明确或完全展示所述块及所述组件。功率节省控制器2290由数字LDO耦合或以使一些或所有功率节省控制器2290可操作且作用于将功率控制工作循环及功率控制启用及停用信号递送到接收器2200的功率控制块的方式在其它方面耦合到电源。

此处为了简明，且为了达到本文中未以其它方式描述的程度，图16到18中的各种编号及说明类似于以下公开案中的对应图的说明：日期为2009年7月2日的美国专利申请公开案US2009/0168843，“功率节省接收器电路、系统及方法(Power-SavingReceiver Circuits，Systems and Processes)”，(TI-65435)；日期为2012年2月2日的美国专利申请公开案US2012/0026039，“用于GPS、伽利略及格洛纳斯导航系统的单个RF接收器链架构以及其它电路、系统及方法(A Single RF Receiver Chain Architecture forGPS，Galileo and Glonass Navigation Systems，and Other Circuits，Systems andProcesses)”，(TI-67884)；及/或日期为2011年5月5日的美国专利申请公开案US2011/0103432，“增强的交叉相关检测或缓解电路、方法、装置、接收器及系统(EnhancedCross Correlation Detection or Mitigation Circuits，Processes，Devices，Receivers andSystems)”，(TI-67277)，所有公开案均以引用方式并入本文中且用于如其中所描述的通信系统中。

翻到图17A到17B，且为了获得关于用于GPS、伽利略及格洛纳斯的接收器架构的一些背景，参见日期为2012年2月2日的美国专利申请公开案US2012/0026039，“用于GPS、伽利略及格洛纳斯导航系统的单个RF接收器链架构以及其它电路、系统及方法”，(TI-67884)，所述公开案特此以全文引用的方式并入本文中。在图17A中，单个接收RF链涵盖处于RF(～1573MHz到～1607MHz)的所有GPS、伽利略及格洛纳斯而不具有相对于设置于其间的频率(例如，～1590MHz)中的单个LO的外差的显著图像抑制，且后续接着单个低功率宽带IF(-20MHz到+20MHz)及涵盖处于IF的所有GPS、伽利略及格洛纳斯的LPADC，且在图17B中进一步接着基于软件、基于硬件或混合数字信号处理220到226以使IF中的GPS、伽利略及格洛纳斯彼此分离。后续处理并行或连贯地解调制来自GNSS中的任何选定一者、两者或所有GNSS的相应卫星信号中的信息。数字处理具有三部分：共用(共享)数字部分、GPS特有部分及格洛纳斯特有部分。共用部分包含AGC、DC偏移及IQ不匹配校准逻辑。滤波器链的GPS特有及格洛纳斯特有组件包含抽取滤波器、解旋转器及重新取样器。当以GPS仅有模式编程接收器时，那时共用部分及GPS特有部分为有效的；且格洛纳斯特有部分被适合地时钟门控以节省功率。当以格洛纳斯仅有模式编程接收器时，那时共用部分及格洛纳斯特有部分为有效的；且GPS特有部分被适合地时钟门控以节省功率。根据本文中的其它图(尤其例如，图6到10以及图13及13A)的卓越改进特别是关于与图5中的本文中在其它处描述的块相关的图17B混合相关器单元、混合信道处理器单元及跟踪信道单元适合地适用于图17A到17B的接收器。

预期卫星接收器的本文中的实施例接收上文GNSS信号及其它GNSS信号并使其分离。此其它GNSS可包含北斗2(COMPASS，中国)码分卫星信号、IRNSS(印度区域导航卫星系统1176及2492MHz)、QZSS(准天顶(Quasi-Zenith)卫星系统，日本，与GPS相关)以及基于陆地的发射器及其它扩充。一些扩充为SBAS，例如，基于卫星的扩充系统，如北美WAAS广域扩充、欧洲地球同步导航覆盖服务EGNOS及与东亚相关的多功能卫星扩充系统MSAS。此外，一些实施例添加数字信号处理链以接收COMPASS且被结构化并以类似于本文中已针对格洛纳斯及GPS/伽利略中的每一者描述的数字信号处理链的方式操作。因此，用于类似地且廉价地处理多个GNSS及其它信号的各种其它实施例可具有与所展示的实例中不同的频带及范围、不同的LO频率以及不同的IF及ADC带宽。强调，GNSS中的“G”不限于仅全球系统。

现在说明提供关于图2、4、5、7及16到18且根据本文中的卓越实施例的一些其它细节。接收器100跟踪可来自不同GNSS类型的四个或四个以上卫星(图1)，恢复来自其中的每一者的经发射信息且操作微处理器或其它解块以充当位置引擎(2270，图16)以解出导航方程式以产生用于涉及地球的表面上及上方的位置的用户应用的图1中的接收器的位置X_R。由以下方程式以矩形坐标给出基于来自卫星SVj(j＝1、2、3、4...)的信号同时解出的索引为i＝1、2、3的三个位置坐标x中的导航方程式的简单实例：

$\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{(x_{\mathrm{ij}}-x_{\mathrm{iR}})}^2={c_L}^2{((t_{\mathrm{Rj}}+e)-t_j)}^2---\left(7\right)$

用语言描述，方程式(7)指出，从卫星到接收器的距离的平方等于光速×用以行进所述距离的传播时间的乘积的平方。参数x_ij表示通过星历表数据传递的卫星j的每一(已知)坐标位置i。变量x_iR表示接收器自身的每一(未知)坐标位置i。时间t_j为从以数据信号接收的卫星j的发射且对应于接收器R本地时间t_Rj的时间。接收器本地时间具有相对于可适用GNSS系统的原子时基的配置误差，因此接收器处的GNSS时间为t_Rj+e。光速cL×发射与接收之间的GNSS时间差由c_L((t_Rj+e)-t_j)表达且等于到卫星j的距离。在给出例如来自四个或四个以上卫星的足够信息的情况下，针对位置坐标未知数x_iR及未知偏置误差e解出导航方程式。在球形坐标中，导航方程式中的三个参数x_ij及三个变量x_iR各自由适当加下标的三个表达式rsinθ取代且其中明确写出三个坐标的和。

在图4中，一般来说，来自每一卫星SV1、SV2等的已知载波频率多普勒移位不同量f1、f2等。图4展示具有较低功率信号的SV1及具有高功率信号的SV2的两个卫星的信号电平对多普勒移位的假设频谱。在图4中，给定GPS SVi的多普勒移位f_i为归因于远离1.575GHz的多普勒移位的名义上由所有SV共享的1.575GHz GPS系统频率(图4中的零“0”)与特定SV载波的实际载波频率之间的差。多普勒移位还由接收器R(100)时钟偏移导致。信号空值到空值带宽为约2MHz，而多普勒差为大约10KHz的最大值。因此，SV1的频谱与SV2的频谱将一般来说在很大程度上重叠(为处于RF的扩展频谱信号)，而从相关(120、310)角度，图4将其展示为非重叠相关峰值。

图5展示用于执行密集计算以识别新SV的搜索区段310及用于执行计算以跟踪数个已识别的SV的跟踪区段330。转换器335馈入进入到快速相关引擎310的抽头延迟线305，快速相关引擎310具有一组并联相关器(乘-加信道滤波器)310。交叉相关缓解硬件400支持搜索及跟踪功能两者，参见2011年5月5日的美国专利申请公开案US2011/0103432，“增强的交叉相关检测或缓解电路、方法、装置、接收器及系统(EnhancedCross Correlation Detection or Mitigation Circuits，Processes，Devices，Receivers andSystems)”，(TI-67277)，所述公开案特此以全文引用的方式并入本文中。

在图2、3B、5、6及7中，块310中的相关器(120)各自在例如SV1或SV2的卫星的1ms特性PN序列内操作且由来自接收器的经存储组的卫星特有独特PN序列的本地选定且产生的PN序列乘-加以将扩展频谱卫星信号解扩展。假设搜索引擎块220(图7)将不同代码滞后值c及假设频率f重复地发布到PN码发布块210，使得接收器在所有滞后下执行相关且在多个毫秒内积累相关输出以检测信号。(记住，针对图5、6及图10实施例中的格洛纳斯与针对GPS f＝fd(多普勒)不同地使用假设频率f)。通过分别用于格洛纳斯或GPS的可适用假设搜索实施例，找到相对于接收器时基恰当时间移位相应代码滞后c以与从对应卫星SV1或SV2接收的特性PN序列同步且产生与其的峰值的经产生PN序列。将识别的SV1的假设频率移除(针对格洛纳斯)或多普勒频率移除(例如针对GPS及伽利略)被提供为由图7中的块210以任何适当方式“擦除”。一种方式将各种SV的所接收信号(及噪声)的集合r(t)预乘以假设频率f1函数exp(j2π(-f1)(t+(n/1023)))且实现与SV1的黄金码P1的相关。另一替代且等效方式通过将exp(j2π(f1)(t+(n/1023)))与SV1的黄金码P1预相乘而外加假设频率且实现与各种SV的所接收信号(及噪声)的集合r(t)的相关。

在图5及6中，在可能假设搜索例如SV1的给定卫星的情况下，搜索区段以并行方式重复地操作众多相关器310及信道处理器320。对应数目个信道处理器320经提供以处理相关器310的输出(如本文中针对格洛纳斯或针对GPS/伽利略分别描述)且在本地产生的PN序列由相关器成功解扩展时识别给定卫星的峰值并从所获取卫星获得GNSS信息。

在图6中，假设搜索空间适合地具有供由图5及7中的接收器结构及方法使用的多普勒及代码滞后(代码相位)的两个维度。假设搜索可耗尽所有可能多普勒移位f1及代码滞后c，或可使用来自通信网络的星历表数据及/或辅助GPS数据适合地减小以节省时间及能量。所述搜索每一毫秒中提供(例如)各自基于根据和(8)的可能多普勒移位f1及代码滞后c的相应给定(假设)对的值的众多相关：

$\underset{n=0}{\overset{1022}{\mathrm{\Σ}}}P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}\left(f1\right)(t+(n/1023))\right)*r\left(t\right)---\left(8\right)$

针对具有交错20/m毫秒的多个19ms窗口的GPS接收实施例，一般化方程式(8)且由方程式(8.1)表示电子实施例，方程式(8.1)表示在相继1ms间隔内的相关的19个相干积累的量值(数杠‘|x|’)的(非相干)和。(注意，20i/m被四舍五入到最接近整数。此外，索引i的外和在不具有限制的情况下假设奇数m个PreD窗口，且如果数值m为偶数，那么调整方法，例如，从i＝1-m/2总计为m/2)。停留的另一外和适合地也适用于方程式(8.1)且为了简明而从方程式(8.1)省略，但参见方程式(8E)及(8F)。

$\underset{i=-(m-1)/2}{\overset{(m-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\right|\underset{i=t}{\overset{19}{\mathrm{\Σ}}}\underset{N=0}{\overset{1022}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}\left(f1\right)(t+20i/m+(n/1023))\right)*r\left(t\right)]\left|\right\}---\left(8.1\right)$

在格洛纳斯接收器实施例的图6及10中，本文中明显修改由方程式(8)表示的电子处理，其中f1为多普勒频率且Fs为(例如)50Hz的曼彻斯特率。针对每一代码滞后值c，产生两个假设频率-一个处于(f1+kFs)且另一个处于(f1-kFs)，其中在Fs＝50Hz时，k＝0.75且kFs为37.5Hz。在另一实施例中，在Fs＝50Hz时，k＝1.0且kFs为50Hz。在每一1毫秒间隔中，由方程式(8A)及(8B)给出相关。在可适用PreD间隔(例如，9ms)内相干地积累所述相应相关且接着如在方程式(8C)中将其非相干地相加。

$\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1+\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)---\left(8A\right)$

$\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1-\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)---\left(8B\right)$

$\begin{array}{c}\left|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}\right[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1+\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)\left]\right|\\ +\left|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}\right[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1-\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)\left]\right|\end{array}---\left(8C\right)$

如果在格洛纳斯接收的接收器实施例中使用交错4ms的两个9ms窗口，那么其(例如)由方程式(8D)表示，可针对更多此类窗口直截了当地一般化方程式(8D)，参见方程式(8.1)。

$\begin{array}{c}\left\{\right|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1+\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)]|\\ +\left|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}\right[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1-\mathrm{kFs})(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)\left]\right|\}\\ +\left\{\right|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1+\mathrm{kFs})(t+4+(n/511))\right)*r\left(t\right)]|\\ +\left|\underset{t=1}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}\right[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\π}(f1-\mathrm{kFs})(t+4+(n/511))\right)*r\left(t\right)\left]\right|\}\end{array}---\left(8D\right)$

另一实施例使用9ms解扩展码后续接着9ms反解扩展码的j＝0、1、2...PostD-1的数目个18ms积分窗口(如由方程式(8E)表示)且在一停留内对其进行非相干地积累，如由外和指示。

$\begin{array}{c}\underset{j=0}{\overset{\mathrm{PastD}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\right|\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)]\\ -\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+9+(n/511))\right)*r\left(t\right)]\left|\right\}\end{array}---\left(8E\right)$

格洛纳斯接收的另一接收器实施例使用交错4ms的两个18ms窗口。其(例如)由方程式(8F)表示，可针对更多此类窗口直截了当地一般化方程式(8F)，参见方程式(8.1)。所述窗口不必具有精确相等长度，因此如(加：9ms，减：10ms)；或(加：10ms，减9ms)的变式为方程式(8E)及(8F)的变式实施例。

$\begin{array}{c}\underset{j=0}{\overset{\mathrm{PastD}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\right|\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+(n/511))\right)*r\left(t\right)]\\ -\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+9+(n/511))\right)*r\left(t\right)]|\\ +\left|\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}\right[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+4+(n/511))\right)*r\left(t\right)]\\ -\underset{t=1+j}{\overset{9+j}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}[P1(n+c)*\exp \left(j2\mathrm{\πf}1(t+13+(n/511))\right)*r\left(t\right)]\left|\right\}\end{array}---\left(8F\right)$

强调，本文中的方程式为说明性的且在所要性能的实施例中能通过应用于或基于本文中的教示的工程技术的普通练习做出众多变化。

如果SV1为可见(可接收)的，那么所接收信号r(t)包含多普勒移位的黄金码P1(n+c1)*exp(-j2π(f1)t)。相关执行上文中的积的求和，其抵消或擦除多普勒且在假设代码滞后c等于来自SV1的所接收黄金码的相关(9)针对其最大(即，在SV1的相关峰值处)的代码滞后c1时找到SV1的实际代码滞后c1，如由和(8)到(8F)中的任一者表示。

$\underset{n=0}{\overset{1022}{\mathrm{\Σ}}}P1(n+c1)*P1(n+c)---\left(9\right)$

在图4中，接收高功率信号SV2及低功率信号SV1的峰值。SV2将其卫星ID发送到接收器，且接收器100具有识别所述卫星ID特有的黄金码的预编程信息。接收器100因此在其从块210(图7)馈入的相关器120中执行信号相关，因此识别在内部产生的黄金码。相关器120还馈入有来自前端110的SV2接收的PN码。代码滞后c_j指示在由块210发布PN码时的时间t_Rj与在发布相同PN码时的卫星SVj时间t_j之间的接收器时间的差，如以方程式(10A)及(10B)表达：

c_j＝t_Rj-t_j   (10A)

c_j+e＝(t_Rj+e)-t_j   (10B)

相关峰值的时间t位置由相关器120确定且提供重要定位信息，因为每一1msPN序列的开始在卫星中锁定为保持时间tj的卫星时基且在接收器中锁定为保持时间t_R的接收器时基。因此，接收器处的为卫星SVj的所要有效所接收峰值的自相关峰值的代码滞后位置为用于建立导航方程式(7)中的真正时间t_Rj+e的位置。每一1ms PN本地序列(接收器提供的PN序列或黄金码)的开始被锁定为接收器时基，或在假设搜索中相对于接收器时基搜索移位已知量c。通过借助图7电路的假设搜索测量以从相关器120找出峰值的代码滞后值c_j相当于卫星信号到达接收器所花费的真正时间滞后减去接收器100的时基相对于卫星的系统的原子时基的偏置。即使本文中仅在检测到卫星的有效所接收峰值之后从由所述卫星发送的数据随后解码卫星时间值，但接收器时基仍可非常准确地测量跟踪所述卫星时间值所需的任何时间间隔值或以其它方式提供表示所述实例的由接收器时间值t_Rj指定的相同实例的值t_j。接着，使用例如来自四个或四个以上卫星的数个自相关峰值的位置，位置引擎2270不仅获得接收器位置(x_1R、x_2R、x_3R)而且通过解出导航方程式(7)而获得偏置误差。应理解，上文论述涉及用于本文中的各种实施例中的许多可能替代GNSS方法的一个实例，且帮助指出代码滞后与时间、信号传播延迟及偏置误差密切相关。

在图5中，相干地积累解扩展调制且将其转储到存储器325以增加如本文中其它处所论述的信噪比。图5中的存储器325的块针对信道处理器320且针对非相干求和结果提供若干个存储器区段。以此方式，记录且维持来自相干及非相干求和的累积信息。硬件计数器块350计数码片及/或循环且与块375及380一起保持接收器100的时间t_R。(“码片”取决于上下文意义，或与如在图3B中的PN扩展序列位相关，或者与以码片作为时间单位(例如，1码片＝(1/1.023)微秒)表达的代码滞后的量相关。所述意义因此不同于芯片作为集成电路芯片的意义)。此外，计数器块350包含计数器及寄存器以及用于配置并建立功率管理工作循环的相关联电路(在其为合意的情形中)。

进一步在图5中，基带转换器335将输出提供到具有一组跟踪DLL信道330的跟踪区段，跟踪DLL信道330又将输出供应到DLL后处理器340。这些信道为延迟锁定环路SV峰值跟踪信道以出于接收目的而适应至少充分数目个卫星。跟踪区段处置已由搜索区段成功搜索的SV信号。跟踪区段还可在跟踪DLL信道330中具有其自身相关器，跟踪DLL信道330经优化以递送可能多普勒移位f1与代码滞后c1的最小数目个假设对的值以根据求和方程式(8)到(8F)应用于跟踪区段中的所述相关器。DLL计算或跟踪峰值以跟踪每一给定已获取的低功率SV1信号及高功率SV2信号的PN序列的时间延迟或代码滞后c2，且在所述方法中可跟踪每一此SV的多普勒。还适合地提供频率锁定环路(FLL)以通过锁定到每一可用多普勒移位的卫星载波信号上且确定获取的每一卫星的多普勒移位D及时差多普勒(ΔD)而获得多普勒频率的更准确估计。

在图5的系统方面中，系统总线360将用于搜索/跟踪的块120耦合到微处理器MPU370以及其相关联存储器RAM及ROM。系统还具有：时钟校准块375，其包含参考时间计数器及GPS/GNSS时钟计数器；以及时间维持块380；及实时时钟计数器385。通信外围装置390包含第一及第二UART(与串行接口并联，还称作通用非同步接收器发射器)、串行I2C接口及使用串行I2C的传感器接口。所述传感器接口适合地包含用于提供MPU370通过其计算或扩充用户运动学的GPS相位跟踪估计的数据的倾斜传感器及/或加速计传感器。(为了获得一些背景，参见日期为xxxxx的美国专利申请公开案xxxxxxxx，2011年11月22日提出申请的第13/301913号申请案“在移动应用及处理方法、设备及系统中用于使用低成本MEMS加速计的行人导航的姿态估计(AttitudeEstimation for Pedestrian Navigation Using Low Cost MEMS Accelerometer in MobileApplications，and Processing Methods，Apparatus and Systems)”，(TI-70104)，所述申请案特此以全文引用的方式并入本文中)。PPS每秒脉冲产生器395经由系统总线360进一步与MPU370连接且建立精确1秒间隔。

翻到辅助GNSS接收器实施例，在可能的情况下使用任何适合程序来减小图6的2-D搜索空间。外部辅助数据可包含展示经检测卫星SVi与其余卫星SVj之间的代码相位c及多普勒频率偏移的所估计差的信息消息。外部辅助由网络服务、移动电话网络、无线网络、有线与无线网络的组合及/或因特网服务提供者提供。在粗略时间辅助的实施例中，接收器100具备来自参考点(如移动电话塔或联网装置)的此辅助。所述辅助呈来自参考点的接收器位置、星历表数据及/或时间信息的形式。星历表数据包含随时间而变的卫星位置信息。为了获得一些背景，参见日期为____的美国专利申请公开案xxxxxxxxxxx，2011年6月16日提出申请的第US13/161,692号申请案“动态切换到位同步积分以改进GPS信号检测(Dynamic Switching to Bit-Synchronous Integration to Improve GPS SignalDetection)”，(TI-68832)，所述申请案特此以全文引用的方式并入本文中。

此处，将如本文中其它处所描述的灵敏度改进的卓越结构及方法实施例组合到可在确定位边缘时序之前灵敏地检测卫星信号且接着在确定位边缘时序后即刻切换到位同步积分的粗略时间辅助的实施例中。

举例来说，GSM小区塔给接收器100提供暗示两个GPS卫星SV2及SV1的位置的星历表数据。举例来说，假设在给定时间，卫星SV2距GPS接收器20000km(大致在天顶处)且卫星SV1距接收器20000km到25000km(天空中较低的地方)。(格洛纳斯卫星在中间地球轨道中的稍微较低海拔处，且类似评论适用)。GSM小区塔还提供在(例如)距GSM小区塔+/-10km准确性内的接收器100当前位置的信息。接收器100从其从GSM小区塔接收的辅助数据获得两个卫星之间的距离(例如，1000km)。当接收器100找出卫星SV2的PN码的开始时，接收器100可将卫星SV1的PN码的大致开始计算为1000km+/-10km除以光速c_L＝300,000km/sec。接收器100以电子方式相应地将较低功率卫星SV1的PN码的开始时间估计为3.33ms+/-0.033ms，即，(1000km+/-10km)/(300km/ms)。此通过使用本文中的实施例的增强的灵敏度的图7中的GPS(及/或如本文中针对格洛纳斯所教示的图6、7以及10)的较不广泛的以电子方式实施的假设搜索而减小假设搜索且促进较低功率卫星SV1的获取及实际代码滞后的确定。在给出实际代码滞后的情况下，容易地计算每一1ms PN码在SV1处开始的时间位置。从那里，接着还基于已经可用的较高功率卫星SV2的数据位边缘的时间位置计算或确定较低功率卫星SV1的20ms数据位边缘。一旦计算出卫星SV1的位边缘，即使在消耗最大可用停留时间之前，搜索被从(例如)GPS19ms(9ms格洛纳斯)窗口搜索切换到(例如)PreD＝20ms位边缘对准的搜索或同步搜索。向位同步积分运算模式的切换消除位边缘相关的损失且甚至更有效地维持并保持卫星获取且促进卫星跟踪。

在根据本文中的教示的一些实施例中提供从始发有线或无线源及图2的接收器的软件互通的接收及信息的更新(例如用于辅助操作)，且其(例如)基于以下公开案中所描述的标的物：日期为2009年2月26日的美国专利申请公开案US2009/0054075，“用于非同步网络上的蜂窝式终端的卫星(GPS)辅助时钟设备、电路、系统及方法(Satellite(GPS)Assisted Clock Apparatus，Circuits，Systems and Processes for Cellular Terminals onAsynchronous Networks)”，(TI-38194)，所述公开案特此以全文引用的方式并入本文中。此互通及更新还适合地经由具有接收器100自身的移动装置中的任何其它处理器发生，例如GPS定位、蜂窝式调制解调器、WLAN、蓝牙、网站或者无线或有线调制解调器、处理器、数字电视及物理层(PHY)的其它电路。

在停留内的积分过程的大体概述如下。在于图7假设搜索电路及过程中找到峰值时，锁定图3B的1ms PN码边界。然而，假设此时仍不知道识别哪一1ms边界为图3C的20ms位边界。由电子相关120(310)在(例如)19ms内的相干积分以电子方式产生相应毫秒的PreD＝19个加数，且所述加数大部分为正项且可能几个为负项(或反之亦然)。如果SNR为低的或如果相干积分骑跨相反正负号的位之间的位边界(如在图3C中(+1接着-1，或-1接着+1))，那么所述项并非全部具有相同正负号。相干积分结果为任何给定PreD＝19ms窗口内的所述19个加数的和的单个数值。针对非相干积分，每19ms且在停留内的所有PostD时间中积累所述单个数值的平方或量值以产生呈电子形式的单个数值作为停留内的由通过非相干积分积累的相干积分的经组合结果产生的总和。寻找所述总和针对其最大的代码滞后的值及多普勒f_d的值在本文中称为“寻找峰值”，且以此方式，由接收器100获取具有给定黄金码的卫星。本文中针对格洛纳斯通过如在图6及10中的双频类别的实施例明显改进此峰值寻找方法，所述实施例提供具有与多普勒假设频率的预定+/-kFs偏移以及PreD＝9ms的至少一对擦除频率。取决于实施例，本文中针对GPS、格洛纳斯或其它GNSS通过引入如在图13或13A中的交错互质PreD窗口中的多个相干积分而替代地或额外地明显改进峰值寻找方法。

接着，如果因此获取的信号的信号强度(如由图14SV功率dBm指示)为充分的，那么可从给定一个(或经交错组)相干积分PreD窗口中的相干积分通过所述PreD窗口或经交错组的相干积分结果的正负号可靠地确定每一个别传入信号位的正负号。这是因为与其自身相关的黄金码的经积累积为正的，或与其否定(-1，正负号相反)相关的黄金码的经积累积为负的；且作为原始调制的信号位的正负号确定来自卫星SVi的传入黄金码是否被否定。PreD窗口的相干积分的输出的正负号(+1、-1)为对应于卫星SVi中的原始调制的接收器100解调制的输出。

在通过接收器中的随后处理或通过粗略时间辅助的处理确定实际20ms位边界(如果有的话)之前，图13及13A展示如何将多个经交错互质窗口应用于或用作GPS/伽利略(图13)及格洛纳斯(图13A)的一些相干积分方法实施例的多个控制。此外，通过图6及10中的每一者的双频类别的实施例进一步增强格洛纳斯接收。

在一些实施例中，信道处理器320中的进一步信道处理确定实际位边界，且可在此后针对GPS/伽利略或格洛纳斯在确切20ms窗口中执行相干积分，参见图15。一旦找到位边界，那么针对GPS/伽利略，在20ms内针对涉及黄金码的相干积分的每一20ms窗口将来自块210的黄金码及擦除应用于相关器120(310)，且擦除为外加于黄金码上的单个频率f_d。

针对格洛纳斯，在获取给定格洛纳斯卫星之后，将来自图7块210的黄金码及擦除应用于如下两个获取后方法及结构实施例中的任一者中。

获取后格洛纳斯实施例A：每PreD窗口应用1ms黄金码(无否定)的二十个重复。擦除为两个频率f_d+³/₄Fs及f_d-³/₄Fs。在每一20ms位窗口中，1ms黄金码的二十个实例外加于擦除频率中的每一者上且与并行获取的卫星信号相关。针对格洛纳斯，20ms信号的两个相关结果的和的正负号实现最新+1或-1信号位。

获取后格洛纳斯实施例B：本文中的经修改形式的图7电路210在10ms内将SV特有1ms黄金码的10个实例且接着在另一10ms内(如在图9中)将所述1ms黄金码的否定的10个实例发布到相关器120。擦除为其上外加有黄金码序列的单个频率f_d(1ms正码的10个实例，1ms负码的10个实例)。针对格洛纳斯，20ms信号的与所获取卫星信号的总共20ms相关实现最新+1或-1信号位作为相关(相干积分)结果的正负号。

图18图解说明包含供在通信系统的块中的任一者、一些块或所有块中使用的芯片1100、1200、1300、1400、1500及GPS1190(1495)的集成电路芯片。有技能的工人使用集成电路且将集成电路调适为对既定功能适当的通信系统的特定部分。图18的蜂窝式电话手持机的电路块协作、支持或以协作方式利用GPS或辅助GPS进行定位及基于位置的应用，且与图2、5、16到17B及本文中的其它图的定位接收器一起使用或包含所述定位接收器。

此处为了简明，且为了达到本文中未以其它方式描述的程度，图18中的各种编号及说明类似于以下公开案中的对应图的说明：日期为2009年7月2日的美国专利申请公开案US2009/0168843，“功率节省接收器电路、系统及方法(Power-Saving ReceiverCircuits，Systems and Processes)”，(TI-65435)，所述公开案特此以全文引用的方式并入本文中。

在图18中，接收器硬件具有用于借助图18的除错器的串行扫描可测试性及检验的扫描输入及扫描输出路径。扫描路径耦合到JTAG1149.1或1149.7测试接入端口(TAP)控制器电路或以其它方式在支持此可测试性的系统实施例中，且TAP控制器在测试时间耦合到除错器。视需要还在扫描链中包含图2、5、7及16到18中的任一者中的其它可扫描块。

在基站、闸道器、手持机及移动、便携式及/或固定使用的任何可适用装置处提供用于扩展频谱通信系统的各种实施例。此类系统适合地支持以下各项中的任一者或多者：全球定位系统GPS；格洛纳斯及其它位置确定或定位系统；蜂窝式语音及数据；码分多址CDMA；无线局域网WLAN；工业、科学及医学通信；以及任何其它扩展频谱通信系统。针对采用扩展频谱或其它类型的通信系统中的相干信号积累的接收器提供稍微重叠类别的实施例。

各种实施例与一或多个微处理器一起使用，且微处理器可具有管线，例如1)缩减的指令集计算(RISC)；2)数字信号处理(DSP)；3)复杂指令集计算(CISC)；4)超标量；5)歪斜管线；6)有序；7)无序；8)非常长指令字(VLIW)；9)单指令多数据(SIMD)；10)多指令多数据数据(MIMD)；11)使用上述各项中的任一者或多者的多核心；及12)微控制器管线、控制外围装置及使用上述各项中的任一者或多者的其它微控制块。

各种实施例实施于任何集成电路制造工艺中，例如不同类型的MOS、CMOS(互补金属氧化物半导体)、SOI(绝缘体上硅)、SiGe(硅-锗)、有机晶体管，且具有各种类型的晶体管，例如单栅极及多栅极(MUGFET)场效晶体管，且具有单电子晶体管，及其它纳米电子及其它结构。在各种实施例中还适合地应用光子集成电路块、组件及互连。

根据适合制造工艺制造如本文中所描述的集成电路系统及方法的各种实施例：针对所要实施例(例如包含或分别包含具有一或多个集成电路的硬件模块、具有功率节省模式控制器的积累与转储接收器及/或扩展频谱接收器的实施例，如所描述)准备RTL(寄存器传送语言)及网络列表及/或其它集成设计信息。以电子方式在RTL及网络列表上仿真地检验此实施例。执行放置及路由操作以建立每一集成电路的物理布局，且检验所述布局。以此方式，检验存储器、接收器及处理器硬件的内容及时序。关于本文中的结构的所要序列及平行以及如所描述的通信单元及GNSS单元的其它操作检验操作。检验评估确定检验结果当前是否为满意的，且在晶片fab中制作具有如形成本文中的实施例的此类结构的集成电路芯片的经检验设计，且将其封装以产生所得经制造集成电路。首先，(例如)通过使用扫描链及跟踪方法检验硬件上的硅及生产样本直到芯片为令人满意的。系统实施例的印刷布线板(PWB)使用集成电路。将如本文中的各图中描述的软件及参数下载到快闪或系统的其它非易失性存储器中且进行检验。加大系统的功率且测试性能，并且对卫星仿真且在各种信号功率情境中的实际卫星及/或其它接收的情况下检验性能。

上文中已详细描述了几个实例性实施例。应理解，本发明的范围包含在发明性范围内的不同于所描述的实施例的实施例以及所描述实施例。微处理器与微型计算机在本文中为同义词。处理电路包含数字电路、模拟电路及混合信号(数字/模拟)集成电路，ASIC电路，PAL，PLA，解码器，存储器，非基于软件的处理器，微控制器及其它电路以及包含任何架构的微处理器及微型计算机的数字计算机或其组合。内部与外部耦合及连接可为欧姆性、电容性、电感性、光子及直接或经由介入电路间接的或者视需要以其它方式进行。预期在离散组件或完全集成电路中以任何材料族群及其组合的实施方案。本发明的各种实施例采用硬件、软件或固件。本文中的流程图及框图表示用于无论是硬件、软件还是固件的任何实施例的操作的流程及/或结构以及其制造工艺。

Claims (20)

1.一种用于促进对具有数据位周期的数据的扩展频谱接收的集成电路，其包括：

假设搜索电路，其可操作以基于所接收信号使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；以及

处理器电路，其可操作以在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果进行相干积分且非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出，借此增强性能。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述窗口相对于彼此交错大致等于所述数据位周期除以窗口的数目的量。

3.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述窗口具有实质上相等的持续时间。

4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述窗口各自具有与所述数据位周期互质的窗口宽度。

5.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述窗口各自具有大致19毫秒的窗口宽度。

6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述窗口各自具有大致9毫秒的窗口宽度。

7.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述数据位周期为实质上20毫秒。

8.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述样本窗口包含交错大致20/m毫秒的19ms窗口以针对数目m个所述窗口在相继1ms间隔内形成相关的19个相干积累的量值的和。

9.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述相关采用至少一个伪随机码，且所述经交错窗口具有与所述伪随机码的长度一样短的相干积分窗口宽度。

10.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述经交错窗口具有大于所述数据位周期的相干积分窗口宽度。

11.根据权利要求10所述的集成电路，其中所述处理器电路具有横跨所述经交错窗口的数据位的序列的先验信息，且所述相关对所述数据位的所述序列做出处理器响应以执行所述相干积分。

12.一种接收器，其包括：

模拟接收区段；以及

信号处理区段，其与所述模拟接收区段耦合以数字地处理GPS及格洛纳斯信号且恢复相应卫星信号中的具有数据位周期的数据，所述信号处理区段包含：

假设搜索电路，其可操作以基于所接收卫星信号使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；以及

处理器电路，其可操作以在相干积分间隔中对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果进行相干积分且非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出。

13.根据权利要求12所述的接收器，其中所述处理器电路包含用以非相干地组合所述经相干积分结果的存储器区，且所述存储器区用以针对相对于彼此交错的所述多个样本窗口在一停留内进行非相干组合与所述存储器区用以针对单个此样本窗口在所述停留内进行非相干组合是相同的。

14.根据权利要求12所述的接收器，其中所述信号处理区段具有共享数字部分、GPS特有部分及格洛纳斯特有部分。

15.根据权利要求12所述的接收器，其进一步包括用以接收地面联网的星历表数据的调制解调器电路，所述星历表数据指示卫星的大致位置以促进由所述假设搜索电路对多普勒频率及代码滞后的假设搜索。

16.根据权利要求12所述的接收器，其中所述处理器电路可操作以基于已获取的卫星的数据位边缘的时间位置确定给定卫星的数据位边缘，且所述处理器电路接着可操作以从进行多个窗口组合切换到对所述给定卫星的位边缘对准处理以产生所述所接收信号输出。

17.根据权利要求16所述的接收器，其中所述搜索电路可操作以进行所述位边缘对准处理以在10ms内发布SV特有1ms解扩展码的10个实例，且接着在另一10ms内发布所述1ms解扩展码的否定的10个实例以与所述信号输入相关。

18.一种用于对具有数据位周期的信号的扩展频谱信号处理的电子方法，其包括：

基于所接收扩展频谱信号以电子方式使伪随机码与信号输入相关以产生相关结果；

在相干积分间隔中以电子方式对在相对于彼此交错的多个样本窗口内的所述相关结果相干地进行积分；以及

非相干地组合对应于所述多个样本窗口的所述经相干积分结果以产生所接收信号输出。

19.根据权利要求18所述的方法，其中所述相关包含以电子方式搜索多普勒假设频率及代码滞后。

20.根据权利要求18所述的方法，其中使所述多个样本窗口相对于数据位宽度在时间上移位大致等于数据位周期除以窗口的数目m的交错间隔，借此实质上避免骑跨所述多个样本窗口中的至少一者的位。