JP6186368B2 - スペクトラム拡散を受信するための方法および装置 - Google Patents

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本願は、概して遠隔通信の方法および装置に関し、特に、改良された測位衛星受信およびその他のスペクトラム（スペクトル）拡散受信に関する。

ＧＰＳ（全地球測位システム）は、船舶、飛行機、陸上用の乗り物および陸上局にあるＧＰＳレシーバに、例えば緯度、経度、海抜におけるそれらの地理的および空間的な位置を決定させ得る、人工衛星に基づく電子システムである。本明細書中のＧＰＳの議論は、他の類似の電子システムや、様々な遠隔通信システムにおいて適用可能な受信回路に限定されない。本明細書中の「ＧＮＳＳ」は、任意のナビゲーション衛星システムを指す。ＧＮＳＳレシーバは、位置決定をするために十分な衛星ビークル（人工衛星）ＳＶｉまでの測定された距離を用いる三角測位や三辺測量により、ユーザ位置を計算する。「補助ＧＮＳＳ」は、陸上通信ネットワークから得た情報により計算を補助する。

グロナス（ロシア）衛星を受信するためのグロナスサポートもまた、急速に、アメリカや世界の大半の国々においてＧＰＳレシーバのためのさらなる重要要件となってきている。図１において、ユーザは衛星測位レシーバの感度性能を懸念している。そのような感度は、レシーバを屋内でより一層頻繁に機能させ、かつ屋外および屋内でのユーザ・エクスペリエンスを向上させるためである。ＧＮＳＳおよび補助ＧＮＳＳを受信するためには、０．５ｄＢ毎の受信感度が重要であり、例えば、グループ３ＧＰＰのような工業テストの性能余裕を高めることが望ましい。

衛星測位レシーバ（ＳＰＲ）やその他のレシーバおよびそのクロックソースを有する通信デバイスにおいて、受信された信号を捕捉して追跡し、正確な時間、位置、速度、および／または加速度推定を維持するために、より一層正確に、確実に、迅速に、便利に、かつ経済的に探索することが望ましい。

典型的な衛星捕捉ストラテジーの図２では、地上レシーバ１００はＲＦフロントエンド１１０を有し、ベースバンド信号処理ＢＳＰ／相関器１２０は、衛星信号検出のために数ミリ秒にわたり相関結果を蓄積する。相関結果の蓄積は、蓄積およびダンプ（ＡＤ）部１３０において、コヒーレント積分（別名、「プリディテクション」ＰｒｅＤ）と非コヒーレント積分（別名、「ポストディテクション」ＰｏｓｔＤ）との組み合わせを用いて成され、ＡＤ部１３０の後には最終処理及びナビゲーションアプリケーション１４０が続く。相関および蓄積のそのような処理は、「ドエル（dwell）」と称され、ドエルタイム（滞在時間）Ｔ_Ｄを有し、Ｔ_Ｄ＝ＰｒｅＤ×ＰｏｓｔＤである。

コヒーレント積分は、１ミリ秒（ｍｓ）の衛星信号の繰り返しをコヒーレントに加算すること（蓄積すること、または積分すること）により、信号対ノイズ比ＳＮＲを上昇させる。信号は、例えば、各ビットに応じて＋／−１８０度の位相シフトを意味する、＋／−１の変調により変調されたバイナリＢＰＳＫ（二相シフトキー変調）である。コヒーレント蓄積は、所定のビット間隔内で、繰り返しの数について、各繰り返しの受信された信号波形（例えば、各１ｍｓ時間ウィンドウ）を算術的に加算し、他方で、統計的なノイズは繰り返しの数の平方根としてよりゆっくりとｒｍｓ（二乗平均平方根）値で蓄積するので、ＳＮＲが上昇される。

非コヒーレント積分は、信号を二乗して（Ｓ^２＝Ｓ（ｔ）×Ｓ（ｔ））、ＢＰＳＫ変調を取り除く（すなわち、＋／−１変調の二乗は常に＋１である）。このように、非コヒーレント積分は、全体のゲインを増加させるために、多くのビット間隔にわたって実行される。しかしながら、非コヒーレント積分はまた、信号Ｓ（ｔ）とともにノイズＮ（ｔ）も二乗する。ヒューリスティックに、結合された信号およびノイズの二乗の経時的な合計（Ｓ（ｔ）＋Ｎ（ｔ））^２＝Ｓ^２（ｔ）＋２５（ｔ）Ｎ（ｔ）＋Ｎ^２（ｔ）を考慮されたい。加算は、基本的にクロスの積の項よりも大きなＳ^２（ｔ）＋Ｎ^２（ｔ）を形成する。従って、ＳＮＲは概して、コヒーレント積分によるように、非コヒーレント積分によって増加されない。厳密に言えば、二乗の後であっても、二乗された信号Ｓ^２（ｔ）は積分により線形的に増加し、それに対して、二乗されたノイズＮ^２（ｔ）の標準偏差はよりゆっくりと増加する。二乗することは位相情報を取り除き、これは、ＳＮＲの損失をもたらす。コヒーレント積分と比べて非コヒーレント積分の比較的弱いノイズ特性は、二乗損失と呼ばれる。（非コヒーレント積分に対する絶対値（ａｂｓ）アプローチを特に対象とした同様の所見がここで言及され得るのだが、省略される。二乗と同様に、ａｂｓが同符号のサンプル値でのみ動作するためである。）

所定のドエルタイムＴ_Ｄにとって、より長いコヒーレント積分時間ＰｒｅＤは、より大きなＳＮＲの増加と非コヒーレント積分または蓄積のより少ない期間（すなわち、数字の上では、Ｔ_Ｄ／ＰｒｅＤのＰｏｓｔＤ比と同等）を意味する。例えば、レシーバは、ＰｒｅＤ＝１ｍｓおよびＰｏｓｔＤ＝２００のドエルを用いて、−１４０ｄＢｍまでの信号を検出することができる。レシーバは、ＰｒｅＤ＝２０ｍｓおよびＰｏｓｔＤ＝８００のドエルを用いて、−１６０ｄＢｍ程度に低い信号を検出することができる。

より長いコヒーレント積分時間（ＰｒｅＤ、例えば２０ｍｓ）は、非コヒーレント演算に関連する二乗損失を減らし、それゆえ、より良いレシーバの感度を実現する。

ＧＰＳおよびその他のＧＮＳＳの捕捉感度は、所定の積分時間に対して可能である、最も長いコヒーレント積分期間（ＰｒｅＤ）により制限される。ＧＰＳ信号構造では、各ビット持続時間は２０ｍｓである。図３Ａと、図３Ｂおよび図３Ｃにおける拡大された詳細を参照されたい。

高感度ドエルは、通常、可能である最も長いコヒーレント積分期間（ＰｒｅＤ）を用いて成される。しかしながら、ビットエッジアライメントは、初めは未知である。図３Ａを参照されたい。それゆえ、コヒーレント積分がビット境界をまたぐときにはいつでも、感度はビットエッジの遷移に関連する損失を被る可能性がある。これは、ＢＰＳＫ変調が＋１から−１へ、または１から＋１へ遷移する場合、波形のコヒーレント蓄積はそのようなビット境界付近でなんらかの波形の減算をもたらし得るためである。ＧＰＳにおいて、１つの可能な技術は、ビットエッジが未知であるとき１９ｍｓのＰｒｅＤを用いることである。１９という数は、２０という数と互いに素であり（すなわち、１９と２０は互いに素である）、それゆえ、１９ｍｓのウィンドウを長いドエルに繰り返し位置づけるので、１９ｍｓのウィンドウは２０ｍｓのビット幅を様々にまたぐか、または時おりそれらの１つの内に収まる。それゆえ、長いドエルのビットエッジ遷移をまたぐ積分に起因する損失は、平均損失値に近づき、当該平均損失値は、ドエルの１９ｍｓのウィンドウの多くの位置の各々のそれぞれの損失から予測的に計算または推定され得る。

ＧＰＳにとって、１９ｍｓのＰｒｅＤに起因する、予測されるまたは平均的なデセンス（de-sense）は、２０ｍｓの理想的なビット整列されたＰｒｅＤと比べて、おおよそ１．６ｄＢである。（デセンスは、理想的なレシーバ処理条件、または参照として用いられるいくつかのレシーバ処理条件で享受され得る感度に対して、減少した感度のｄＢ数を指す。）従って、ビット境界が不明なとき、ＧＰＳまたは他のＧＳＮＮの捕捉感度がどのようにしてさらに改善され得るか、という技術に直面することが第１の問題である。

別の問題は、ビットエッジが例え既知であっても、ドップラー探査の数を減らすために、または、クロックまたはユーザダイナミクスからより保護するために、コヒーレント積分期間ＰｒｅＤの持続時間を制限することが望ましいことがある得ることである。しかし、感度は、ＰｒｅＤを制限することによって制限されてしまう。

グロナスでは、ビットエッジが不明の場合、同様の従来型アプローチは９ｍｓのＰｒｅＤを用いる。これは、グロナスで用いられるマンチェスタコード（図８）が１０ｍｓ毎に周期的な反転（ｆｌｉｐ）（すなわち、マイナス１によるさらなる乗算）をもたらすためである。９ｍｓのＰｒｅＤのためのビットエッジが未知であるための、グロナスの平均（予期される）デセンスは、２０ｍｓのビット整列されたＰｒｅＤによる理想的な性能と比較すると、望ましくないほどの大きな〜４ｄＢのデセンスである。対応する問題もまたそれゆえ、ビット境界が不明であり、周期的な反転があるとき、グロナスの捕捉感度がどのように改善され得るかという技術に直面する。

従って、ＧＮＳＳレシーバおよびその他のスペクトラム拡散技術における実質的な展開が求められ、この展開は本技術において最も望ましくかつ有益である。

概して、および本発明の一形態において、データビット期間を有するデータのスペクトラム拡散受信を容易にするための集積回路が、疑似ランダムコードを、受信された信号に基づく信号入力と相関させて、相関結果を生成するよう動作することのできる仮説探索回路と、コヒーレント積分間隔において互いにスタガーされる（staggered）複数のサンプルウィンドウにわたる相関結果をコヒーレントに積分するよう、および、受信された信号出力を生成するよう複数のサンプルウィンドウに対応するコヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに結合させて、受信された信号出力を生成し、それによって性能を向上させるよう動作可能な処理回路と、を含む。

概して、および本発明の別の形態において、レシーバが、アナログ受信部と、ＧＰＳおよびグロナス信号をデジタルで処理し、かつそれぞれの衛星信号においてデータビット期間を有するデータを回復するために、アナログ受信部と結合された信号処理部とを有する。信号処理部は、相関結果を生成するために、疑似ランダムコードを受信された衛星信号に基づく信号入力と相関させるよう動作可能な仮説探査回路と、コヒーレント積分間隔において互いにスタガーされる複数のサンプルウィンドウにわたる相関結果をコヒーレントに積分するよう、および、複数のサンプルウィンドウに対応するコヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに結合させて、受信された信号出力を生成するよう動作可能な処理回路と、を含む。

概して、および、データビット期間を有する信号のスペクトラム拡散信号処理のための本発明の電子処理の形態において、処理は、疑似コードを、受信されたスペクトラム拡散信号に基づく信号出力に電子的と相関させて相関結果を生成することと、コヒーレント積分間隔において互いにスタガーされる複数のサンプルウィンドウにわたり相関結果をコヒーレントに電子的に積分することと、複数のサンプルウィンドウに対応するコヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに結合させて、受信された信号出力を生成することとを含む。

概して、および本発明のさらなる形態において、スペクトラム拡散受信のための集積回路が、相関結果を生成するために、仮説周波数とコードラグとを検出するよう動作可能な仮説探査回路と、所定のコードラグでの、予め決められた周波数差で隔てられた少なくとも２つの仮説周波数の相関結果を結合させるよう、および、当該結合された相関結果におけるピークを識別するよう動作可能な処理回路と、を含む。

概して、および本発明のさらに別の形態において、グロナスなどのＧＮＳＳ信号のビットエッジの非同期検出用レシーバが、データビット期間の半分と互いに素である複数のスタガード（staggered）コヒーレント積分ウィンドウに従って仮説周波数の予め決められた量で置間された相関を実行するよう動作可能な仮説探査回路を有する探査回路と、複数のスタガードコヒーレント積分ウィンドウに従って周波数の予め決められた量で置間された相関結果をドエルの両端で結合させて、一対のそのような仮説周波数の中間のドップラー周波数に対応する複合ピークを検出する非コヒーレント積分メカニズムと、を含む。

概して、スペクトラム拡散信号処理のための本発明の別の電子処理の形態が、仮説周波数とコードラグとを電子的に検索して相関結果を生成することと、所定のコードラグでの、予め決められた周波数の差で隔てられた少なくとも２つの仮説周波数の相関結果を電子的に結合させて、相関結果におけるピークを識別することと、を含む。

その他の回路、レシーバ、および処理もまた、開示され特許請求される。

図１は、衛星ビークル（ＳＶ）を有する測位システムにより支援される発明に関するモバイル機器を有するユーザの描画図である。

図２は、図１のモバイル機器で用いるための発明に関する測位レシーバのブロック図であり、他の図で描かれる発明の構造およびプロセスに従い改良されたものである。

図３Ａは、図２のレシーバについて受信された信号情報対時間の図であり、シンボルＡの繰り返しの後に別のシンボルＢの繰り返しが続くことを示しており、２つの衛星ＳＶ１およびＳＶ２の各々にはシンボル間のビットエッジがランダムに配置される。

図３Ｂは、電圧対時間の図であり、時間スケールが図３Ａのものに比べて拡大されており、繰り返される疑似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスを示している。

図３Ｃは、電圧対時間の図であり、時間スケールは図３Ｂにおけるものと同じであり、図３Ｂの疑似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスの連続的な繰り返しが強調されたバイナリ（＋１、−１）データ（Ａ）、（Ｂ）を示している。

図４は、２つの衛星の各々の信号レベル対ドップラーシフトの仮説スペクトラムである。

図５は、図２の測位レシーバの一部のブロック図であり、他の図面で詳しく述べられる発明の構造およびプロセスに従って改良されたものである。

図６は、ドップラーおよびコードラグ（コード位相）の２つの次元を有する仮説探索空間のグラフであり、オフセット仮説周波数ｆ_ｄ＋／−ｋＦｓ（ドップラー プラス／マイナス ＢＰＳＫ５０Ｈｚシンボルレートの予め決められた分数ｋ）を有する構造およびプロセスのレシーバの実施例を表す。

図７は、図６の仮説探索の実施例に従って動作されるレシーバ構造を表すブロック図である。

図８は、３つの電圧対時間の波形図それぞれを含む複合図であり、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）データのマンチェスタコード化と、２０ｍｓの周期のマンチェスタコード矩形波と、最初の２つの波形を乗算することで生じる、例えばグロナス用の、マンチェスタコード化されたデータとを表す。

図９は、１ｍｓのセグメントを含む単一の２０ミリ秒のデータビット期間の複合図であり、グロナス用のマンチェスタコード矩形波の簡略化された波形図の描写がその下に整合されている。

図１０は、マンチェスタコード化されたデータとＮＲＺデータとのそれぞれのプロットを有する、ドップラー周波数（０）の両側でのパワースペクトル分布（ＰＳＤ）対周波数の図である。

図１１は、検出の確率対衛星ビークル（ＳＶ）パワー（ｄＢｍ）のグラフであり、図６におけるような実施例とグロナス用の従来のＰｒｅＤ＝９ミリ秒とを比較するためにそれぞれのプロットを有しており、プロットはおおよそ１ｄＢの感度の改善を表す。

図１２は、検出の確率対衛星ビークル（ＳＶ）パワー（ｄＢｍ）の別のグラフであり、図６におけるような実施例とグロナス用の従来のＰｒｅＤ＝９ｍｓとを比較するために、１６秒の長い積分を有するそれぞれのプロットを有しており、プロットは０．５ｄＢの感度の改善を表す。

図１３は、ＧＰＳ衛星からの、図３Ａないし図３Ｃの初めは未知のビットエッジを有するデータビットの簡略化された説明を表し、さらに図５のシステムにおいて確立される実施例を表す複合図であり、この実施例は、２０ｍｓのデータビット幅上で、おおよそ均等に相互に対してスタガーされる１９ｍｓのコヒーレント積分のための３つのデータウィンドウを同時に用いる。

図１３Ａは、グロナス衛星からの、図３Ａないし図３Ｃの初めは未知のビットエッジを有するデータビットの簡略化された説明を表し、さらに、図５のシステムにおいて確立される実施例を表す複合図であり、この実施例は、２０ｍｓのデータビット幅の半値幅であるマンチェスタコード１０ｍｓで、おおよそ均等に相互に対してスタガーされる９ｍｓのコヒーレント積分のための３つのデータウィンドウを同時に用いる。

図１３Ｂは、ＧＮＳＳ衛星からの、図３Ａないし図３Ｃの初めは未知のビットエッジを有するデータビットの簡略化された説明を表し、かつ、図５のシステムにおいて確立される実施例を表す複合図であり、この実施例は、５ｍｓのウィンドウ幅上で、おおよそ均等に相互に対してスタガーされる５ｍｓのコヒーレント積分のための３つのデータウィンドウを同時に用いる。

図１３Ｃは、ＧＮＳＳ衛星からの、図３Ａないし図３Ｃの既知のビットエッジを有する２０ｍｓのデータビットの簡略化された説明を表し、さらに、図５のシステムにおいて確立される実施例を表す複合図であり、この実施例は、８０ｍｓのウィンドウ幅上で、おおよそ均等に互いに対してスタガーされる８０ｍｓのコヒーレント積分のための４つのデータウィンドウを同時に用いる。

図１３Ｄは、ＧＮＳＳ衛星からの、図３Ａないし図３Ｃの初めは未知のビットエッジを有するデータビットの簡略化された説明を表し、さらに図５のシステムにおいて確立される実施例を表す複合図であり、この実施例は、１ｍｓのウィンドウ幅上で、おおよそ均等に互いに対してスタガーされる１ｍｓのコヒーレント積分のための４つのデータウィンドウを同時に用いる。

図１４は、検出確率対衛星ビークル（ＳＶ）パワー（ｄＢｍ）のグラフであり、図１３におけるような実施例とＧＰＳ用の従来の単一ウィンドウＰｒｅＤ＝１９ミリ秒とを比較するためにそれぞれのプロットを有しており、プロットは、１ｄＢの感度の改善を表す。

図１５は、検出確率対衛星ビークル（ＳＶ）パワー（ｄＢｍ）のグラフであり、図１３と同様であるが２つないし５つのスタガードウィンドウ（位相）を有するさまざまな実施例を、互いに比較し、かつＧＰＳ用の従来の単一ウィンドウＰｒｅＤ＝１９ｍｓと比較するためにそれぞれのプロットを有し、プロットはスタガードウィンドウの数とともに増加する感度の改善を表す。

図１６は、本出願の図面で詳細されるようなフロントエンドおよび電力管理回路と、レシーバエンジンとの構造および処理の実施例のブロック図である。

図１７Ａおよび図１７Ｂは、複合ブロック図のふたつの部分であり、図１７Ａは概してアナログフロントエンドを表す。 図１７Ａおよび図１７Ｂは複合ブロック図のふたつの部分であり、図１７ＢはＧＰＳおよびグロナス信号用のデジタル処理部を表す。

図１８は、本出願のその他の図面の測位レシーバと共に用いるためのＧＮＳＳまたは補助ＧＮＳＳの携帯電話機の実施例の回路ブロックのブロック図である。

異なる図面における対応する参照番号は、文脈が別のものを示す場合を除いて、対応する部分を示す。同じものに対する大文字または句読点の些細な変化は、必ずしも異なるものを示すのではない。接尾辞「．ｉ」、「．ｊ」は、同様の接頭辞を有する、いくつかの数値的に末尾に付け加えられた要素を指す。

ＧＰＳレシーバが、位置決定を達成するために十分な衛星までの測定距離を用いる三角測量または三辺測量によりユーザ位置を計算する。各ＧＰＳ（アメリカ）衛星（ＳＶ）は、特に１５７５．４２ＭＨｚの搬送周波数で、５０ＨｚレートでＰＮコードをＢＰＳＫ変調することによって、１ｍｓの期間で１０２３の長さのＰＮコード化されたビットを２０ｍｓ毎に繰り返し伝送する（すなわち、データビットにつき２０ＰＮ疑似コードの繰り返しである）。

グロナスレシーバもまた、位置決定を達成するために十分な衛星までの測定距離を用いる三角測量や三辺測量によりユーザ位置を計算する。各グロナス（ロシア）衛星（ＳＶ）は、１．６０２ＧＨｚ＋／−５６２．５ＫＨｚ×Ｎ（ここでＮはＳＶのＦＤＭＡスロットである）の搬送周波数で、１ｍｓの期間で５１１の長さのＰＮコードを繰り返し伝送する。衛星は５０ＨｚレートでＰＮコードをＢＰＳＫ変調することによって２０ｍｓ毎にビットを伝送する。（すなわち、データビットにつき２０ＰＮコードの繰り返しであるが、マンチェスタコード化される。）図９に示されるように、１、０、１・・・というビットのシーケンスが伝送され、各ビットは２０ｍｓを占有する。マンチェスタコード化が各ビット（例えば「０」）で実行され、ビットの中間で（すなわち、図９における矩形波で示すように、１０ｍｓ後に）ビットの極性を反転させる。

図５および図７では、レシーバは相関を介してこれらのＰＮコードの存在を探索する。従って、衛星を検出するためには、レシーバは、相関および蓄積、またはドエルのプロセスを介して、受信された信号のＰＮコードの存在を探索する。相関ピークが発見された場所（コードラグおよびドップラー周波数の次元を有する仮説空間内）は、衛星ＳＶとレシーバとの間の伝搬遅延に関する情報を有する。この情報は、ユーザの位置を計算するために用いられる。（後述の、それらのプロセスに関するより展開された説明を参照されたい。）

レシーバ１００へ向かう方向またはレシーバ１００から離れる方向の衛星の動きは、ドップラーと呼ばれる周波数シフトをもたらす。レシーバには、概して、衛星の動き、ユーザの動き、および衛星の原子時計時間基準からのレシーバクロックのオフセットのため、ドップラー効果が表れる。衛星の動きに因るドップラー周波数シフトの量は、おおよそ−５ＫＨｚから５ＫＨｚの範囲にあり得る。レシーバは、ドップラーおよびコードラグにいわゆる仮説探索を実行して、信号の存在を検出する。衛星の動きが原因で、ＰＮコードの探索は、コードラグと同様に複数の周波数で実行され、相関プロセスがピークであるドップラーシフトされた周波数ｆ_ｄを見つける。

図７において、レシーバ１００は、種々のＰＮシーケンスを局所的に生成することと、利用可能な衛星からの受信とそれらを電子的に相関させるかまたは同期させることによって衛星を発見する。衛星の各々は、それぞれに割り当てられた固有のＰＮシーケンスを有している。レシーバの処理において、異なるコードラグでのＰＮシーケンスの相間よりも前に、ドップラー周波数の除去（ワイプオフ）が各衛星に対して実行されるので、相関関係はより高い強度を有するより狭い単一のピークを生成し、コードラグもまた同様に探索される。レシーバは、互いに異なる衛星の衛星信号を個々に受信（かつ識別）するため、高い相関関係を監視する。所定の受信された衛星信号で変調された情報データはその後復調されて、伝送時間、衛星クロック補正パラメータおよびエフェメリスデータを含む情報を得る。相関ピークから派生したデータは、ユーザの位置を計算するために用いられる。

従来のアプローチとは対照的に、図６および図７による本出願のプロセスの実施例の１つのタイプは、２つ（またはそれ以上）の相関プロセスを異なる仮説周波数で実行し、相関出力を結合させ、その後、仮説周波数の平均値としてドップラーシフトされた周波数ｆ_ｄを決定する。これらの仮説周波数に実行される結合された相関は、周波数ｆ_ｄで、ピークになる。

仮説ドップラー周波数で相関を実行する、または積分時間を延長するのではなく、いくつかの開示される実施例は、実際のドップラー仮説から＋／−ｋＦｓ（例えば、＋／−３７．５Ｈｚ）オフセットされる２つの異なるドップラー周波数で相関を実行する。（Ｆｓは、例えば５０Ｈｚのマンチェスタ矩形波の繰り返し率であり、ｋは一定であり、例えば０．７５または１．０である。）このように、２つの仮説周波数は、繰り返し率を近似する予め決められた量ｋＦｓを平均値からプラス／マイナスする周波数においてオフセットされる。これらの相関結果を共に組み合わせることで、非同期ネットワーク（すなわち、ビットエッジが少なくとも初期では未知であるもの）におけるグロナス探索の感度性能が改善する。

それゆえ、様々な実施例が、グロナス捕捉感度を著しく改善させる方法を提供し、当該方法は微弱な信号状態で位置決定を得る成功率を改善し得、初回位置算出時間を減少させ得る。このようにして、優れた性能と感度試験マージンのための機会が与えられる。

高感度のＧＮＳＳレシーバを実現するために、２０ｍｓの長さのコヒーレント積分を実行することが望ましい。しかしながら、そのようなタイプの積分は、既知のビットエッジ境界を必要とする。非同期補助ＧＮＳＳのような重要な使用例において、ビットエッジ境界は初めは未知である。従って、ビット境界が少なくとも初めは未知であるとき、さらに、グロナスマンチェスタコード化における周期反転という複雑な事態を考慮すると、これらの環境は、ＧＰＳ、グロナス、またはその他のＧＮＳＳ捕捉感度をどのように改善させるかという問題を提起する。

これまで、旧来のＧＰＳ設計においては、ビットエッジが未知であるとき１９ｍｓ秒のＰｒｅＤが用いられる。これは、１９という数字が２０と互いに素であり、それゆえ、ビットエッジ遷移による損失が長いドエルタイムで平均するためである。１９ｍｓのＰｒｅＤに起因する平均的なデセンスは、２０ｍｓの理想的なビット整列されたＰｒｅＤと比較すると、おおよそ１．６ｄＢである。互いに素という概念をグロナスに拡大適用すると、マンチェスタコード化が２０ｍｓの信号ビット間隔の中間の１０ｍｓで反転するためのグロナスの蛇行シーケンスおよびそれに伴う信号損失に起因して、９ｍｓまたはそれよりも少ないＰｒｅＤを用いることとなり、かつ使用を制限する。残念なことに、理想的な２０ｍｓのコヒーレント積分と比較すると、グロナスにとってこの損失は、性能ではおよそ４ｄＢである。

それゆえ、グロナスおよびその他のＧＮＳＳ捕捉感度が、所定の積分時間に対して可能な最も長いコヒーレント積分期間（ＰｒｅＤ）によって制限されることが問題である。グロナスにとって、旧来の設計の通り、マンチェスタコードが２０ｍｓの期間のデータビットの１０ｍｓ毎に反転を生じさせるため、各ビットエッジのインスタントが未知であるか、または初期では未知であるとき、最大のＰｒｅＤは、たった９ミリ秒である。上述の通り、９ｍｓのＰｒｅＤの未知のビットエッジによる平均的なデセンスは、グロナス用の２０ｍｓの理想的にビット整列されたＰｒｅＤと比較すると、〜４ｄＢである。しかしながら、様々な実施例が、ビット境界が未知である場合のグロナス捕捉感度を著しく改善する。

ビット境界が未知である場合に、ＧＰＳ／ガリレオ／グロナスまたはその他のＧＮＳＳレシーバの捕捉感度をさらに改善させるために、様々な方法が本明細書において提供される。後述されるいくつかの実施例では、多数のコヒーレント積分が実行され、かつコヒーレント積分間隔内でスタガーされる。この積分間隔は、データビット期間よりも長くても、短くても、同じであっても良い。そのような多数のスタガードコヒーレント積分は、信号を蓄積する一方でノイズを部分的にキャンセリングし、それゆえ感度を改善する。スタガーすること（スタガリング）は、データビット期間を超えてもよく、例えば、ＧＰＳでは２０ｍｓ以上、およびグロナスでは１０ｍｓのマンチェスタコード間隔以上となり、それによりビットエッジをまたぐ損失もまた減少し、それゆえ感度が改善する。スタガリングは、ビットエッジについての知識がない状況にも適用可能である。さらに、ビットエッジのインスタントが既知であろうとなかろうと、データビット期間にわたって、およびさらに長きにわたって、スタガーされる多数のコヒーレント積分を実行する様々な実施例が、コヒーレント積分期間ＰｒｅＤの期間の制限をなくすことができ、感度の上昇をもたらすことができる。クロックまたはユーザダイナミクスの状況での改善された感度は、最も望ましい重大な効果である。ここでのスタガー（スタガリング）は、ビット期間のスタガリングのためだけでなく、同様に全般的についても効果的である。

後述される実施例の特定のカテゴリーにおいて、グロナスのマンチェスタコードの電力スペクトラル分布（ＰＳＤ）についての洞察が、追加または変更の出発点として取られる。

この点での実施例のそのようなカテゴリーついての説明は、まず、グロナスのマンチェスタコードの周期的な反転に向けられる。通常、グロナスに適用される１９ｍｓのＰｒｅＤは、１０ｍｓのマンチェスタコードビット境界をまたぐ積分となり、受信された信号エネルギーの重大な損失となる。図１０において、電力スペクトラル分布（ＰＳＤ）は、周波数領域においてエネルギーのこの損失が次のように説明され得ることを示す。すなわち、ＧＰＳのＮＲＺ（非ゼロ復帰）のための単一の主ローブと比較すると、グロナスのマンチェスタコードの信号エネルギーは、〜７５Ｈｚ離れた２つの主ローブにスプリットされる。図１０は、エネルギー損失を示す周波数領域の解釈であり、ドップラー仮説周波数ｆ＝ｆ_ｄが単一の相関関係に用いられるとき、１９ｍｓのコヒーレント処理が直接的にグロナスに適用される場合を表している。特に図１０は、２０ｍｓのビットエッジ整列されたコヒーレント積分ＰｒｅＤの曲線を表す。様々な実施例が、種々の処理方法を用いることにより、このエネルギー損失を克服する。それらの方法においては、これらの２つのローブからのエネルギーが、代わりに結合されて、検出性能を上昇させるために効果的に用いられる。

ドップラー周波数ｆ_ｄでグロナス衛星を探索するために、従来のアプローチはｆ_ｄで相関を実行し得、最大およそ９ｍｓのコヒーレント積分を実行し得る。図３および図６では、その他の顕著な特性の中でもとりわけ、本出願におけるレシーバの実施例は、ドップラー周波数ｆ_ｄそれ自体で１つの相関を実行し用いる代わりに、（ｆ_ｄ−ｋＦｓ）Ｈｚのドップラーと、（ｆ_ｄ＋ｋＦｓ）Ｈｚで２つの相関を実行しかつ組み合わせる。ここで、Ｆｓ＝５０Ｈｚマンチェスタコードレートである。別の言い方をすれば、図７の仮説探索エンジン２２０および相関器１２０は、ドップラー周波数として各々を直接的に解釈することなく、相関のために発行される様々な仮説周波数で動作する。その後、そのようなレシーバの実施例は、これらの相関結果を非コヒーレントに加算することによって、プラス／マイナス離間のオフセットされた仮説周波数の相関結果を組み合わせ、それゆえ、およそ０．５ｄＢから０．７５ｄＢの検出感度またはおおよそ１ｄＢの感度ゲインを提供する。

図１１において、シミュレーション結果は、ＰｒｅＤ＝９ｍｓのみと比較すると、おおよそ１ｄＢの感度の改善を示す。これは、グロナス用の９ｍｓのＰｒｅＤのみを用いる方法と比較すると、おおよそ２ｄＢのＳＮＲゲインとなる。図６と図１０の相関結果を組み合わせると、仮説周波数間の中間の周波数ｆの関数としてピークが提供され、受信ピークが生じるそのような中間周波数ｆは、グロナス衛星送信機のドップラーシフトされた周波数ｆ＝ｆ_ｄとして解釈される。この解釈は、グロナス伝送が図１０にあるようなＰＳＤにより２０ｍｓのＢＰＳＫで５０Ｈｚのマンチェスタコード化されるという既存の知識に基づく。

ＳＮＲの改善がおおよそ２ｄＢである場合に、おおよそ１ｄＢの感度改善が生じる理由は、感度改善が所定のＳＮＲの信号電力のデルタ変化として測定されるためである。すなわち、ＳＮＲの改善は、除去されるか一定に保たれる。言い換えると、感度改善は、図１１において、所定の検出確率での曲線に表された水平方向の幅の差である。対照的に、ＳＮＲ改善は、図１１において、所定の信号電力での同じ曲線の検出確率の垂直方向の高さの差に単調に関係する。感度改善のおおよそ２倍であるｄＢのＳＮＲ改善は、特に、非コヒーレント積分を用いて（例えば、絶対値ａｂｓ積分または二乗積分を用いて）信号を合計する間の重要な低いＳＮＲの入力信号で概ね当てはまる。ＳＮＲ改善が感度改善を上回る主な理由は、信号を積分する間の非コヒーレント演算が原因の二乗損失であると考えられる。しかし、高いＳＮＲの入力信号では、感度改善はＳＮＲ改善と一致するか、または本質的に等しい。（ヒューリスティックには、Ｓ^２（ｔ）／（２Ｓ（ｔ）Ｎ（ｔ））の比およびｓｑｒｔ（Ｓ^２（ｔ）／Ｎ^２（ｔ））の間の項の相対寄与と因数「２」とが、信号＋ノイズの二乗（Ｓ（ｔ）＋Ｎ（ｔ））^２の非コヒーレントな蓄積から展開されることを考慮されたい。）厳密に言えば、二乗すると位相情報を失い、それゆえコヒーレント積分は、コヒーレント積分が成すよりもＳＮＲ改善への寄与が少ない。

感度の式（１）は、
である。ここで、Ｓは、レシーバが特定の検出確率（図１１および図１２と、図１４および図１５におけるようなもの）または特定の信号対ノイズ比ＳＮＲを伝える、ｄＢｍでの最小の信号電力である。デセンスは、理想的なレシーバ処理状況または参照として用いられるいくつかのレシーバ処理状況で享受され得る感度に対して減少された感度のｄＢ数を指す。

デシベル（ｄＢ）での信号対ノイズ比ＳＮＲの式（２）は、
である。ここでＳは信号電圧であり、Ｎは、例えばマイクロボルトでの、ノイズ電圧である。

感度およびＳＮＲのこれらの式を踏まえてシミュレーション結果を考慮すると、おおよそ1ｄＢの感度改善およびおおよそ２ｄＢのＳＮＲ改善が導かれる。

グロナス（すなわち、マンチェスタコード化されたＳＶ信号）のための上記の感度改善についての洞察を与える別の方法では、ノイズのより高い非相関のためにノイズよりも高くなるような２ｋＦｓ離れた信号の追加による信号エネルギーの上昇を考察する。これはＳＮＲ改善をもたらすか、あるいは少なくともその一因となり、それゆえ感度改善をもたらす。

図１０にさらに注目すると、マンチェスタコードの分割ローブを示すＰＳＤの比較は、例えば、図８の上部のＧＰＳのＮＲＺコード化されたデータ（例えば、「１１１１００００１１１」）と比較した、図８の下部の、グロナスマンチェスタコード化されたデータの電力スペクトラル分布ＰＳＤを指す。（双方のケースにおける各ローブの幅は、概ね、例えば図８の上部の、実際のＮＲＺデータにおける毎秒のゼロ交差の数と共に変化し、図１０の説明図が概ね代表的である。）

１つの例示的な実施例は、例えば並行して、ｆ_ｄ＋／−ｋＦｓで９ｍｓのウィンドウを用いて２つのコヒーレント積分を実行し、その後、その結果を非コヒーレントに加算する。周波数Ｆｓは、グロナス衛星ＳＶｉから来る情報の２０ｍｓのデータストリームに特徴付け（impressed）される５０Ｈｚのマンチェスタコードのレートである。ここでは、そのビットレートのｋ倍の定数に等しい値が、仮説探索回路または各々の最新の仮説が成された周波数ｆを生成するファームウェアにおける所定の仮説が成されたドップラーに対する予め決められたオフセットとして用いられる。それゆえ、ｆ＝（ｆ_ｄ＋／−ｋＦｓ）という表現が意味するのは、コードラグおよびドップラーでの従来の仮説探索は、仮説が成されたコードラグおよび周波数仮説対、すなわち、２つの周波数（ｆ_ｄ＋ｋＦｓ）および（ｆ_ｄ−ｋＦｓ）、の仮説探索で置き換えられることである。

図１０を図６と比較すると、２つの仮説が成された周波数は、コードラグ／周波数空間にわたり実質的に並列に探索処理をされ、かつ、従来のドップラー仮説周波数を有する、仮説が成されたこの周波数対（ｆ_ｄ＋ｋＦｓ）および（ｆ_ｄ−ｋＦｓ）で置き換えらなければ、ドップラー仮説ｆ＝ｆ_ｄになるであろうものが、その平均、すなわち仮説が成された周波数の中間、として周波数ｆ_ｄを有する。図７にあるようないくつかの実施例では、仮説探索は順次実施され、グロナス衛星のピークは、図５のチャンネルプロセッサ３２０を改変すること、および／または、相関出力メモリ３２５に記憶されるコードラグ／周波数仮説の相関のペアの非コヒーレント加算を含むように動作の処理を改変することによって発見される。そのようにして、エリア３１０における相関が適切に確立され、実際に、いくつかの実施例では付加的な相関は関与すらしないかもしれない。さらに式（３）にあるような非コヒーレント加算は、マンチェスタコード化されたグロナス衛星信号のための図１０の組み合わされた相関のピークを見つけるために、チャンネル処理エリア３２０において許容できる追加の処理を表す。

図８のマンチェスタ位相逆は１０ｍｓ毎（図８の波形の中間の、５０Ｈｚ、２０ｍｓ毎１サイクル）であるが、ｆ＝ｆ_ｄ（すなわち、図１０ではｆ−ｆ_ｄ＝０）に隣接する２つの主ローブは、７５Ｈｚ離間されていることに留意されたい。ヒューリスティックには、マンチェスタコードレートのｋ＝３／４でのパルス変調周波数が、ドップラー周波数ｆ_ｄでのキャリア（搬送波）を変調し、５０Ｈｚの＋／−３／４、または１．５×５０Ｈｚ＝７５Ｈｚ離間された一対のサイドローブを含む周波数領域において対称的なサイドローブを生じさせるかの如くである。２つのローブは、ドップラー周波数ｆ_ｄから＋／−３７．５Ｈｚのオフセットでピークに達し、ｆｄで深いヌルに隣接する。（＋／−３７．５Ｈｚのピークは、それらは別の意味では実際には情報伝送データであるのだが、ドエルにわたる２０ｍｓのデータビットのここでの目的のために、ほぼランダムなまたは非周期的な性質に基づく。）これは、ｓｉｎｃ^２θ２ｓｉｎ^２θによって表される、ここでの処理の前のマンチェスタコードの電力スペクトル現象であり、ｆｄ＋／−ｋＦｓ仮説探索プロセスの実施例によって引き起こされるのではない。そうではなく、そのような電力スペクトラル現象は、衛星検出に関連するものとしてここでは認識され、ｆｄ＋／−ｋＦｓ仮説探索プロセスの実施例は、感度が高いグロナス衛星の検出に際立って提供され、かつマンチェスタコードのそのような電力スペクトル現象に応答する。ここで発見された応答プロセスの実施例により、入力信号からのエネルギーはより良く捕捉されて、９ｍｓのコヒーレント積分を用いる従来技術からは考えられなかったような、ＳＮＲの増加（およそ２ｄＢまたはそれ以上）と、結果として生じる感度の改善（およそ１ｄＢまたはそれ以上）とを提供する。

（Ｓｉｎｃ（θ）はｓｉｎ（θ）／θを意味し、ここでθは（π／２）（ｆ−ｆ_ｄ）／Ｆｓである。）マンチェスタ最小値は、θ＝ｎπである地点で２Ｆｓ＝１００Ｈｚ毎に離間されて見られる。図１０では、ＧＰＳのＮＲＺコードの電力スペクトラル分布ＰＳＤは、ｓｉｎｃ^２（２θ）に比例し、ＮＲＺ遷移が２０ｍｓまたは数倍での定義によって生じるのみであるため、５０Ｈｚ毎の最小値でｆ−ｆ_ｄ＝０でピークに達し、最大値は最小値のほぼ中間に位置する。

２つの周波数ローブに対応する、仮説が成されたキャリアドップラー周波数に基づくコヒーレント相関は、図６および図１０に非コヒーレントに加算される。これは、仮説が成されたキャリアドップラーからの実際のキャリアドップラーの周波数オフセットが、衛星を捕捉する間に存在し得るためである。その結果、２つの仮説が成されたキャリアドップラー周波数でのエネルギーの追加が非コヒーレントに実行される。これは、衛星捕捉中に残りのドップラーが存在し得るためであり、この残りのドップラーは、＋／−ｋＦｓでのコヒーレント相関を組み合わせる図１０もまたコヒーレントである場合、ドエルにわたる衛星に対する検出可能なピークの累積を防止し得る。また、図６および図１０の回路および処理は、提供される特定されたビットエッジ時間インスタントを有する必要はない点で有利であり、言い換えれば、ビットエッジ情報には左右されない。それゆえ、コヒーレント積分ウィンドウの位置（例えば、Ｐｒｅｄ＝１９ｍｓ、またはＰｒｅｄ＝９、等）は、連続したビット期間をまたぐことができる。

いくつかのより複雑な実施例では、対称的なサイドローブの他のペアが、並列に探索される４つの仮説周波数を有する仮説探索を実行するなどによって処理され得る。例えば、第１のペアｆｄ＋／−３／４、第２のペアｆｄ＋／−３Ｆｓ。ヒューリスティックに言えば、図１０の分割ローブの複数のペアは、矩形波５０Ｈｚのマンチェスタコード「キャリア」に特徴付けされるＮＲＺデータビットスペクトラムの二重のサイドバンド変調スペクトラムのようなものである。マンチェスタコードが矩形波であるので、マンチェスタコードは、５０Ｈｚの奇数の高調波でのみ正弦派の高調波「キャリア」成分を有する。主ローブは、互いにいくらか変位され、かつ５０Ｈｚから３７．５Ｈｚ、内に向かう。というのも、ヒューリスティックに言えば、５０Ｈｚは、マンチェスタコード１５０Ｈｚの第３の高調波「キャリア」成分から周波数が１００Ｈｚ低下したＮＲＺのヌルだからである。それぞれの対称的に位置したローブのペアの平均周波数がドップラー周波数ｆ_ｄであることに注意されたい。また、周波数ｆｄ＋／−３Ｆｓにおける第２のつまり外側のローブのペアが第１のローブのペアからおおよそ１０ｄＢ低下し、それゆえリターンが減少しかつ追加の処理負担の検討が関連してくるということにも注意されたい。

図１２では、約１ｄＢの感度上昇が以下のテスト条件により生じる：コヒーレント積分＝９ｍｓ、トータル積分＝１６秒である。（図１１に対して水平軸上で図１２のグラフが逆転していることは、単に外見上のものである。）

非同期ネットワークにおけるグロナス捕捉のための感度は、それゆえ、約０．５ｄＢから約１．０ｄＢ改善される。ＧＰＳおよびグロナスの性能値は、製造者およびユーザにとって重要な関心事である。０．５ｄＢ毎の感度は重要な要因である。本明細書で教示されるＧＮＳＳレシーバは、優れた性能を提供し得る。

入力グロナス信号ｒ（ｔ）は、下記の因数の乗算積である。
（ｉ） マンチェスタコードの５０Ｈｚの矩形波（図９）
（ｉｉ） ２０ミリ秒毎に変化し得るＮＲＺ信号ビット（５０Ｈｚ）
（ｉｉｉ） −５ｋＨｚから＋５ｋＨｚ程度の範囲のドップラーシフト
（ｉｖ） 実際のコードラグｃ１の影響を受けるスペクトラム拡散疑似ランダムコード（ゴールドコード）

いくつかの実施例は、入力グロナス信号ｒ（ｔ）が、次に列挙するような因数の乗算積ＡＢＣＤを蓄積することによる、９ミリ秒にわたる積分（積和演算により実行される）である、相関のプロセスを用いる。積分の結果は、ＮＲＺ信号ビット（上記「ｉｉ」）および幾分のノイズを戻す。
（Ａ） 入力グロナス信号ｒ（ｔ）
（Ｂ） マンチェスタコードのためのａＦｓ＝５０Ｈｚの矩形波
（Ｃ） −５ｋＨｚから＋５ｋＨｚのドップラーの範囲にあるドップラー仮説
（Ｄ） コードラグ仮説ｃによるスペクトラム逆拡散（ゴールドコードと同様）

因数Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄが乗算積にあるので、それらの因数は、種々の実施例の実装による積の因数の任意の順序またはサブセットで適用され得、その後相関され、その相関によって、全体の積ＡＢＣＤが形成および蓄積され、その後、ドエルにわたる非コヒーレント（大きさまたは二乗）蓄積が続く。従って、いくつかの実施例の実装は、下記の包括的でないリストによって表される。このリストは、丸括弧および角括弧によって図７の回路の様々な変形を示す。
（１） Ａ×［（Ｂ×Ｃ）×Ｄ］：ゴールドコードで特徴付けられた、図６および図１０のアプローチ（ドップラーのオフセットペア）を用い、ｒ（ｔ）で相関する。
（２） Ａ×［Ｃ×（Ｂ×Ｄ）］：１０個の１ｍｓのゴールドコードの繰り返しを発し、次いで、１０個の符号反転（negation）等を発行する。すべてはコードラグ仮説ｃを有し、ドップラー仮説に同じものを特徴付けし、その後、ｒ（ｔ）で相関する。
（３） （Ａ×Ｃ）×（Ｂ×Ｄ）：ｒ（ｔ）からドップラーを取り除き（ワイプオフ）、その後、結果を、１０個の１ｍｓのゴールドコードの繰り返しを発行し、次いで、１０個の符号反転（negation）等を発行するブロックで相関する。すべてはコードラグ仮説ｃを有する。衛星通信の観点では、ドップラー効果はキャリアおよびコードの双方に見られる。下記の注記を参照のこと。
（４） ＡＢＣＤの副組み合わせの他の組み合わせ。
注記：ドップラーはキャリアおよびコードの双方に存在する。コードドップラーは、コードチップレートに対するキャリア周波数の比によって除されたキャリアドップラーである。（ＧＰＳでは、そのような比は１５４０＝１５７５．４２ＭＨｚ／１．０２３Ｍｃｈｐｓであり、それゆえ、ＧＰＳキャリアドップラーを１５４０で除算する。この比は、どの特定のＧＮＳＳのＳＶが受信されようとも、任意の他のキャリア周波数および／または任意の他のチップレートに同様に構成される。）従って、上記のゴールドコードの因数「Ｄ」は、それに特徴付けされる、仮説が成されたコードドップラーで生成され、また、仮説が成されたキャリアドップラー「Ｃ」の例えば、１／１５４０倍に等しい。例えば、上記のサブパラグラフ（３）および図７において、レシーバは、入力信号ｒ（ｔ）からキャリアドップラーを除去し、それに特徴付けされたコードドップラーを有する、局所的に生成されたゴールドコードで相関する。このようにして、相関は、コードドップラーを除去するためにも効果的である。

次に図１３を参照すると、上記で既に紹介された実施例の別のカテゴリーが、ＧＰＳ、グロナスおよび／またはその他のＧＮＳＳにおいて複数のスタガーされたコヒーレント積分を実行及び非コヒーレントに組み合わせることにより、感度改善をもたらす。例えば、ＧＰＳで、１９ｍｓ（または２０ｍｓ）の複数のコヒーレント積分が顕著に提供され、実行される。それらの積分のそれぞれは、時間にして数ミリ秒、シフトまたはスタガーされる。（このＧＰＳの例では、事前の仮説探索は、直接的にコードラグおよびドップラー周波数に成される。）図１３は、２０ｍｓ幅のデータビット・・・、１、０、１、１、０・・・の入力（Ｉ／Ｐ）データストリームを表す。アライメントスロットＰｒｅＤ１、ＰｒｅＤ２、ＰｒｅＤ３が、１９ｍｓ幅で確立されて、相互にかつ入力データに関してスタガーされる。これらの複数のスタガードコヒーレント積分の１つまたは複数の結果が、ＳＮＲを増大させ、すべてのコヒーレント積分が次に非コヒーレントに組み合わせられる。

非コヒーレントな組み合わせが含まれることで、プロセスの実施例は、簡潔に、どのコヒーレント積分が性能に最も貢献したのかを決定する必要がなく、非コヒーレントに組み合わされた結果は、ＳＮＲおよび感度の上昇をもたらす。ノイズサンプルが、スタガードアライメントに基本的に同じであるとしても、二乗損失は減少され、それにより感度の上昇がもたらされる。すなわち、複数のコヒーレント積分をスタガーすることは、非コヒーレントな蓄積に強く蓄積する複数のコヒーレント信号の合計を供給する。なぜなら、少なくとも１つまたは２つのコヒーレント積分が、実際の２０ｍｓの信号ビットウィンドウ内にほぼ、または完全に収まるためである。その後、非コヒーレントな蓄積において、信号蓄積はノイズの蓄積を実質的に上回る。なぜならば、ノイズはそれ自体で無視できる程度に相関し、コヒーレント積分からのノイズ成分の非コヒーレントな蓄積は、それゆえ、ノイズに関してそれ自体を部分的にキャンセルするためである。さらに、複数のウィンドウのこのようなスタガリングを伴う実施例は、単一のウィンドウよりも多くの蓄積を提供し、これによりノイズを部分的にキャンセルし、それ故、ビットエッジに関連する損失に対処するためだけでなく、全体の感度を改善させるためにも有効である。

１９ｍｓの単一のＰｒｅＤを実行する代わりに、１９ｍｓの複数のＰｒｅＤが図１３において実行され、複数のＰｒｅＤのそれぞれは、１９ｍｓ間隔以内でまたは１９ｍｓ間隔にわたって数ミリ秒シフトされる。ＰｒｅＤは、ウィンドウの数ｍで除算されるビット長さ、例えば、ＧＰＳでは〜２０／ｍ ｍｓ、におおよそ等しい時間間隔だけスタガーされる。これらの複数のＰｒｅＤは、その後、ＳＮＲを上昇させるために、または、コヒーレント積分の増加されたＳＮＲを提供するために、非コヒーレントに組み合わされる。図１３に示すように、ＰｒｅＤ１単独では、ビットエッジをまたぎ、信号の損失を引き起こさせるであろう。データビットの境界内でまたは境界にわたって互いに時間シフトされた複数のＰｒｅＤを並列に実行することによって、少なくとも１つまたはいくつかのＰｒｅＤは、別のＰｒｅＤよりもよりも良好に機能する。プロセッサブロック３２０がこれらのスタガーされる並列のＰｒｅＤを非コヒーレントに合計するとき、全体のＳＮＲおよび感度が従来の単一のＰｒｅＤと比べて改善される結果または出力が形成される。スタガーされる並列のＰｒｅＤおよび非コヒーレントとの組み合わせ（◆または＋で表される）のこのプロセスは、スタガーされる１９ｍｓのＰｒｅＤの連続した３つまたはグループを視覚的に区切る斜めの線で図１３に示されるように、ドエルにわたって繰り返し実行される。図１４では、従来の単一のＰｒｅＤと比較して図１３の１つのプロセスの実施例において約１ｄＢの感度の改善が確認され得る。

この感度改善の理由を見る別の方法は、複数のスタガードウィンドウに起因する非コヒーレント積分の数が、同じ長さの入力データ、および同じコヒーレント積分期間ＰｒｅＤの従来の単一ウィンドウの手法と比較して、増加されていることである。非コヒーレント積分の各々のノイズサンプルは、完全に非相関ではないが、ＳＮＲを改善しそれゆえレシーバの感度を改善するために役立つ良好なノイズの平均化に寄与する。

本明細書で述べられるとおり、様々な実施例が、衛星レシーバの検出感度を改善するために、積分時間（ＰｏｓｔＤ、ｄｗｅｌｌ Ｔ_Ｄ）を単に増加させるのと比較して、大きく異なる高性能構造およびプロセスを、ＧＰＳ／ガリレオ／グロナスおよび測位衛星検出のその他のシステムに提供する。衛星検出の処理方法の一実施例において、１つのコヒーレント積分アライメントのみの相関を実行するのではなく、ＰｒｅＤ１、ＰｒｅＤ２等のような複数のスタガードアライメントのために、相関が実行される。これらの相関関係を互いに組み合わせることにより、ビットエッジの情報なしに、ＧＮＳＳの検出感度の性能が著しく改善される。相関結果は、１つの同じメモリ空間内に非コヒーレントに組み合わされ、または組み合わされ得、それゆえ、メモリのオーバヘッドとならず、かつＧＰＳまたはＧＮＳＳレシーバのコアエリアの大きな節約となる。ビットエッジの時間インスタント（例えば、２０ミリ秒のビットが終了し、別の２０ミリ秒のデータビットが開始する時間インスタント）が不明な非同期ネットワークにおいて、この実施例は、ＧＮＳＳ捕捉のための感度の改善に寄与する。

図１３Ａにおいて、いくつかの実施例が、グロナスのようなＧＮＳＳ信号のための組み合わせ構造／プロセスの実施例をさらに提供する。プロセスの第１の部分は、周波数において離間された（例えば７５Ｈｚ）相関を実行する仮説探索の実施例を含み、かつ実行する。プロセスの第２の部分は、複数のスタガードコヒーレント積分を実行し、複数のスタガード積分の演算は各々異なる周波数仮説について実行され、各コヒーレント積分は、ＳＶ信号のマンチェスタコード（例えば１０ｍｓ）のためにビット長さの半分と互いに素であるウィンドウ幅（例えばグロナスでは９ｍｓ）を有する。ＳＶを検出／捕捉するためのドエルにわたる積分において、９個の１ｍｓのグロナスゴールドコードの繰り返しのスタガーされる複数組を用いる実施例が、マンチェスタコードのどちらの１０ミリ秒（＋／−）の部分が現在適応可能であるにせよ、これを検出することなく、またはそれと同期することなく、動作可能である。コヒーレント積分のサブプロセスは、信号を蓄積し、かつノイズを部分的にキャンセルし、また、非コヒーレント積分に関与する二乗または絶対値は、マンチェスタコードのどちらの１０ミリ秒の部分（＋／−）が現在適用可能であるかとは無関係に、非コヒーレント積分のサブプロセスが結果を蓄積することを可能にする。９ｍｓのウィンドウは、コヒーレント積分ＰｒｅＤのウィンドウの数ｍにより除された、例えばグロナス用の〜１０／ｍ ｍｓ、ビット長さの半分とおおよそ等しい時間間隔だけスタガーされる。最終的な結果は、周波数で離間された（例えば７５Ｈｚ）相関のそのような複数のスタガード積分を組み合わせる仮説探索実施例を用いることによって得られ、それは、複合ピークを発見し、かつ、このような複合ピークをドップラー周波数の中間に対応するものとして報告する。スタガードコヒーレント積分の結果は、非コヒーレントに組み合わされて、非コヒーレントに蓄積されたサンプルの出力ストリームを生成する。プロセッサブロック３２０がこれらのスタガーされる並列のＰｒｅＤを非コヒーレントに加算するとき、全体のＳＮＲおよび感度が従来の単一のＰｒｅＤに比べて改善される結果または出力が形成される。スタガーされる並列のＰｒｅＤおよび非コヒーレントの組み合わせ（◆または＋により示される）のこのプロセスは、ドエルにわたって繰り返し実行される。これは、スタガーされる９ミリ秒のＰｒｅＤの連続的なトリオ（ＰｒｅＤ１、ＰｒｅＤ２、ＰｒｅＤ３）またはグループ、およびドエルにわたって連続的に繰り返されるグループを視覚的に区切る、おおよそ２倍の傾斜した作図線によって、図１３Ａで例示および図示される通りである。

図１４においては、約０．５から１ｄＢのオーダーでの感度改善でさえ重要であり、様々な実施例が、少なくともそれだけの改善を提供する。例えば、本明細書で開示される実施例が、例えばＧＰＳ用等の５つのスタガードコヒーレント積分について、約１．０ｄＢの感度ゲインを与える。さらに、マンチェスタコード化されたグロナスでは、周波数＋／−３７．５Ｈｚの組み合わされた探索プロセスの実施例は、上記で既に述べた通り、追加の感度ゲインをグロナスに与えることができる。いくつかの他の実施例は、他のＰｒｅＤ値に対するスタガードコヒーレント積分を適用することができる。異なる実施例が、３ＧＰＰテストおよびオペレータ／サービス提供者テスト用のパイロットＳＶ感度のマージンの改善を可能にする。

図１３Ｂないし図１３Ｄにおいて、更なる組み合わせの構造／プロセスの実施例が、スタガーされる複数のウィンドウの多数のシナリオを提供し、図１３ないし図１３Ｄは、それらがどのように動作するかを図示する。図１３ないし図１３Ｄは、スタガーされる複数のウィンドウを有するこれらのプロセスおよび構造の実施例が、衛星レシーバにおける非同期または同期の動作モードのどちらかに有益に役立つこと、かつ、非同期及び／または同期通信およびネットワークに概して有益に役立つことを示すことに注意されたい。

図１３Ｂにおいて、１つの実施例が、複数のスタガードウィンドウを用いて、２０ｍｓのデータビット期間よりも短く、かつ２０ｍｓと互いに素でない、ＰｒｅＤコヒーレント積分間隔（例えば５ｍｓ）にわたって、入力される信号を蓄積し、かつノイズを部分的にキャンセルする。例示される実施例では、３つの５ｍｓのウィンドウが、０ｍｓ、１．６７ｍｓ、および３．３３ｍｓのウィンドウのうちの最初の１つに対する時間で開始される。より一般的には、図１３Ｂのウィンドウを離間する１つの方法は、ウィンドウの長さを、構成されたＰｒｅＤと同等に、かつデータビット期間よりも短く設定し、Ｐｒｅｄ／ｍのスタガー間隔でそれらの離間を確立する。ここで、ｍは、構成されたスタガードウィンドウの数である。ｍ個のスタガードウィンドウのそれぞれを開始するインスタントは、このようなウィンドウの最初の１つに対して、時間０、Ｐｒｅｄ／ｍ、Ｐｒｅｄ×（２／ｍ）、・・・Ｐｒｅｄ×（ｍ−１）／ｍである。実際には、ウィンドウの正確な位置は、互いに対してさほど重要でない。ウィンドウの長さは、いくつかの実施例においては互いに異なることもある。ウィンドウ位置は、データビットエッジとは無関係であり得、この実施例は、データビットエッジを決定する前に適用され得る。

図１３Ｃにおいて、一実施例が複数のスタガードウィンドウを用いて、２０ｍｓのデータビット期間を超える任意の望ましい長さのＰｒｅＤコヒーレント積分間隔（例えば、８０ｍｓ）にわたり、入力信号を蓄積し、かつノイズを部分的にキャンセルする。図示される例では、４つの８０ｍｓのウィンドウが、ウィンドウの最初の１つに対して、０ｍｓ、２０ｍｓ、４０ｍｓ、６０ｍｓの時間で、４つの連続したビットの開始ビットエッジから始まる。より一般的には、図１３Ｃのウィンドウを離間する１つの方法は、ウィンドウの長さを構成されたＰｒｅＤと同等に設定し、ＰｒｅＤ／ｍのスタガー間隔でそれらの離間を確立する。ここで、ｍは、構成されたスタガードウィンドウの数であり、各スタガー間隔ＰｒｅＤ／ｍは、整数のウィンドウ期間（１つまたは複数）と適切に同等である。ｍ個のスタガードウィンドウのそれぞれを開始するインスタントは、このようなウィンドウの最初の１つに対して、時間０、Ｐｒｅｄ／ｍ、Ｐｒｅｄ×（２／ｍ）、・・・Ｐｒｅｄ×（ｍ−１）／ｍである。

この図１３Ｃの実施例は、ビットのシーケンスが既知である場合に、このような間隔の間のレシーバ動作での使用に適用可能である。レシーバは、過去にビットのシーケンスがレシーバによってデコードされたとき、あるいは、外部ソースからレシーバへ投入されたときなどに、少なくともいくつかのデータビットの事前情報を有する。例えば、補助ＧＮＳＳシステムが、ビットの既知のシーケンスを提供かつ更新し得る。この実施例は、本明細書の他の部分で説明するように、適用可能な局所的に生成されたゴールドコードを、衛星からの入力信号ｒ（ｔ）と適切に相関させる。補助ＧＮＳＳデータからの既知のビットのサインかどうかに応じて、レシーバ回路が、局所的に生成されたコードの符号を反転させる（または反転させない）。そのようにして、非常に弱い衛星信号でさえも捕捉および追跡が改善される。

図１３Ｃの実施例は、特定のＧＮＳＳシステムの衛星伝送のデータ構造の既有知識に基づいて、非補助レシーバ実施例にも適用可能である。例えば、ＧＰＳは１２．５秒毎に何らかのデータを繰り返す。衛星信号が適度に強い場合に衛星が捕捉され、その結果、追跡が始まり、その後、衛星位置に応じて徐々に、もしくは、都市または自然環境の局所的な受信状態および物理的幾何学によって一時的に、衛星信号は弱くなる。衛星信号が微弱でない場合に受信されるデータは、これは引き続き繰り返されることが知られているデータであるが、この長いＰｒｅＤの複数のスタガードウィンドウのレシーバおよびプロセスによって用いられるための既知のデータを構成する。さらに、ＧＮＳＳシステムが、ガリレオにおけるような既知のパイロットコードを伝送するか、または、長い連続的な同一ビットを伝送する場合には、捕捉および追跡は、陸上の補助ＧＮＳＳ情報がなくても、この種の長いＰｒｅＤの複数のスタガードウィンドウの実施例により容易になる。

粗い時間補助の実施例では、ビットエッジのタイミングが確定される前に、衛星信号を敏感に検出し得る。この実施例は、ビットエッジのタイミングが確定されると、ビット同期された積分に切り替わる。より細かい（ファイン）時間補助の実施例では、衛星が捕捉される前に、コードラグが例えば３０ミリ秒（〜３４チップまたは〜１／３３ｍｓ）内で既知であることによって、局所的に利用可能なデータを持つことができる。

図１３Ｄは、例えば１ｍｓの非常に短いコヒーレント積分間隔ＰｒｅＤを用いる、複数のスタガードウィンドウの実施例を示す。ここでは、Ｐｒｅｄはミリ秒の単位で表される。コヒーレント積分ウィンドウは各々、例えば、ＰＮコード期間の整数（１つまたは複数）と幅が等しい。コヒーレント積分ウィンドウは、１ｍｓのＰＮコード期間に対して、またはウィンドウ幅に対してスタガーされる。図示された例において、４つの１ｍｓのウィンドウが、０ｍｓ、０．２５ｍｓ、０．５０ｍｓ、０．７５ｍｓのウィンドウの初めの１つに対する時間で始まる。より一般的には、図１３Ｄでは、構成は、構成されたＰｒｅＤに等しい長さを設定する。ウィンドウを離間する１つの方法は、それらの間隔が、特定の整数チップインスタントであり、おおよそ１０２３×Ｐｒｅｄ／ｍのチップ間隔でスタガーされて設定することである。ここで、ｍは、構成されたスタガードウィンドウの数である。ｍ個のスタガードウィンドウの各々を開始するインスタントは、第１の整数小なりイコール０に等しいチッピング時間であり、このようなウィンドウの最初の１つに対して１０２３×Ｐｒｅｄ／ｍ、１０２３×Ｐｒｅｄ×（２／ｍ）、・・・１０２３×Ｐｒｅｄ（１／ｍ）である。整数チップにおけるウィンドウの正確な位置は、包含するノイズが比較的に非相関され、かつウィンドウにわたり部分的にキャンセルされ得る限りは、相互に対して重要でない。ウィンドウの長さは、いくつかの実施例では相互に幾分異なってもよい。各ＰｒｅＤは、例えばＰｒｅＤ１＝１ｍｓ、１ｍｓ、１ｍｓであるが、Ｐｒｅｄ１＝Ｐｒｅｄ３＝１ｍｓ、２ｍｓ、１ｍｓ、２ｍｓ等で、ＰｒｅＤ２＝ＰｒｅＤ４＝２ｍｓ、１ｍｓ、１ｍｓ、２ｍｓ等であってもよい。この図１３Ｄは、正確な１ｍｓのＰＮコードエッジの知識を有することなく、かつデータビットエッジを決定する前に、適用され得る。

図１３Ｄにおいて、チップ合計の相関式
が、例えば０，２５６，５１２，７６８チップで、またはｍ個のスタガードウィンドウに対し互いに対しておおよそ１０２２／ｍの間隔離間する（ｍ−１）整数チップでそれぞれ開始するウィンドウについて蓄積され得る。この実施例は、ＰＮ（ゴールド）コードｇ（ｉ）が、各相関がどのチップと開始するかに関わらずに各１ｍｓを繰り返す、拡張された持続時間にわたり、ＰｒｅＤウィンドウの繰り返されるコヒーレント積分の結果を非コヒーレントに組み合わせることによって適切に動作する。持続時間は、ゴールドコードが継続してそれ自体を繰り返す（または任意のビット反転が既知である）限り設定され得る。このように、ウィンドウはスタガーされ得、各ウィンドウについて同一のコードラグｃでも相関ピークを構築することができる。

図１５では、ドエルのための受信のモンテカルロ・シミレーションが独立して複数回（例えば、Ｎｄｗｅｌｌ＝１００）行われて、従来の１９ｍｓの単一Ｐｒｅｄの検出感度を、それぞれが１９ｍｓのＰｒｅＤを有する、２つ、４つ、または５つのスタガードコヒーレント積分ウィンドウを用いた実施例の検出感度と比較した。それぞれが１９ｍｓのＰｒｅＤを有する５つのスタガードコヒーレント積分ウィンドウでは、１９ｍｓのウィンドウは、互いに対して例えば４ミリ秒シフトされ、非コヒーレントに組み合わされる。結果が示すのは、４つまたは５つのスタガードウィンドウでの実施例は、各々おおよそ０．９〜１．０ｄＢの感度ゲインを与えるということである。また、２つのみがスタガーされたウィンドウでも、感度ゲインはおおよそ０．６ｄＢである。１．０ｄＢの性能改善は、ＧＰＳの状況においては非常に顕著であり、すべての０．５ｄＢは重要な関心事であり、ウィンドウが１つ追加された０．６ｄＢの実施例もまた、かなり有益で一層経済的な結果をもたらす。このタイプのプロセスの実施例は、図１３Ａと同様にグロナスのように他のＧＮＳＳシステムに適用され得る。さらに、このプロセスの実施例は、メモリ領域を追加することなく実装され得る。すべての結果が非コヒーレントに同じメモリに加算される、または加算され得るので、既存の衛星捕捉システムと比較して追加のメモリを用いる必要はない。

図１５において、異なる数のスタガード積分の相対的な性能がグラフにされ、結果は下記のように要約される。
（Ａ） ビットエッジ情報が既知かのようにＰｒｅＤ＝２０ｍｓ：理想的。
（Ｂ） 従来のＰｒｅＤ＝１９ｍの単一ウィンドウは、理想的なものと比べて、１．８ｄＢの感度の損失を受ける。
（Ｃ） 各々１０ｍｓ時間シフトされた２つのスタガードコヒーレント積分は、理想的なものに対し１．２ｄＢの感度損失である（すなわち、（Ｂ）よりも０．６ｄＢ良好である）。
（Ｄ） 各々５ｍｓ時間シフトされた４つのスタガードコヒーレント積分は、理想的なものに対し０．９ｄＢの感度の損失である（すなわち（Ｂ）よりも０．９ｄＢ良好である）。
（Ｅ） 各々１ｍｓ時間シフトされた２０個のスタガードコヒーレント積分は、理想的なものに対し０．９ｄＢの感度の損失である。（すなわち、（Ｄ）と同様であり、（Ｂ）よりも０．９ｄＢ良好である）。
４つのスタガードコヒーレント積分（Ｄ）以上は、予期される通り減少する利益が生じる。

関連する式をいくつか次に示す。式（４Ａ）の「Ａ」は、１０ｍｓのコヒーレント蓄積の後の受信されたＲｘ信号の信号振幅とする。Ｎ（ｋ）は、１０ｍｓ用の、対応する複合のＡＷＧＮ（加法性ホワイトガウスノイズ、複合の同相および直交独立生成乱数（complex in phase and quadrature independently-generated random number））サンプルとする。これらの式は、１６秒の積分の全体の期間を仮定する。これは、感度レベルで信号を検出するときレシーバにより実行される長いドエルの一例である。

式（５）の「ｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃ」は、１６００×１０ｍｓ＝１６秒のドエルの積分の全体の期間を仮定する。ここで、ＰｒｅＤ＝２０ｍｓおよびＰｏｓｔＤ＝８００である。ＰｒｅＤが２０ｍｓであるのは、２つの１０ｍｓのコヒーレント積分が、それらの大きさ、すなわち絶対値、を決定する前に、コヒーレントに加算されるためである。そして、非コヒーレント積分は、１６秒のドエルにおいて８００ビットについて８００の大きさを加算する。

式（６）の「ｎｅｗ＿ｍｅｔｒｉｃ」は、当該ケースが２つの異なる２０ｍｓのコヒーレント積分ウィンドウを有することを除いて、１６００×１０ｍｓ＝１６秒のドエルの積分の全体の期間とここでも仮定する。第１のウィンドウは、ＰｒｅＤ１＝２０ｍｓであり、２つのコヒーレントに加算された項［ｒ（２ｉ−１）＋ｒ（２ｉ）］を有する。第２のウィンドウはＰｒｅｄ２＝２０ｍｓであり、第１のウィンドウから１０ｍｓスタガーされ、［ｒ（２ｉ）＋ｒ（２ｉ＋１）］で示される、２つのコヒーレントに加算された項を有する。これは、簡潔にするために２つのウィンドウのみを用いる例であり、また、実際にはビットエッジが未知であると認識する例である。ＰｏｓｔＤ＝８００である。次に、非コヒーレント積分は、それぞれが１６秒のドエルにおいて８００ビットに整合する試みを示す２つのウィンドウＰｒｅｄ１およびＰｒｅｄ２の各々について８００の大きさまで加算する。この例は、ウィンドウＰｒｅＤ１が整合において一層成功し、ＰｒｅＤ２がさほど成功していないかのように動作する。著しくかつ有利に、一層良好に整合するウィンドウである方のウィンドウが、他方のウィンドウよりも、ビットエッジの位置がわからない場合であっても、感度およびＳＮＲに一層貢献する。また、各ウィンドウが同程度にビットと不整合であっても、このような不整合は、起こり得る最悪の不整合と比べると良好である。それゆえ、このプロセスの実施例Ｎｅｗ＿Ｍｅｔｒｉｃのためのドエルにわたる平均的な整合は、単一ウィンドウｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃよりも性能が優れていると予期され得る。追加の被加数は、式（６）における最後の総和
に起因して、許容可能に追加されるプロセスを容易に正当化する感度およびＳＮＲ改善をもたらす。

スタガードウィンドウのより大きな数Ｎｗでは、式（６）は適切に一般化される。この例は特別な場合を表すが、より一般的なＳＮＲの利点が、スタガリングによって、かつビットエッジとは無関係に、一般にどのよう生じるか、ということを提示および示唆する。別の式では、ビットエッジが未知である場合を表し得、様々なＰｒｅＤ値のうちの任意のものを用いることができる。

話を簡単にするために、様々な互いに素のＰｒｅＤの事例のためのビットエッジの効果は、このような事例に適用され得る上記の式（６）または付属コードでは完全には考慮されない。それでもなお、式（６）は、プロセスの実施例に重要なシナリオおよび洞察を与える。表１の例示的なコードは、いくつかの利益をさらに表すために、かつ人間の理解のために行われ得る。

基本的に、手順は、信号がＰｒｅＤのウィンドウ幅毎に所与のＳＮＲで存在すると仮定して、式（５）のｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃをＡ＋Ｎ（ｋ）のために計算し、その後、ノイズ専用のＮ（ｋ）のためにｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃを再び計算する。その後、各ドエルのための第１の検出メトリックが、ｚスコアで計算される。このｚスコアとは、ｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃから、ｌｅｇａｃｙ＿ｍｅｔｒｉｃを生成するときに含まれたノイズの平均を減算した逸脱または差であり、この差はノイズの標準偏差によって除算される。その後、信号がＰｒｅＤのウィンドウ幅毎に所与のＳＮＲで存在するとここでも仮定して、この手順は、式（６）のＡ＋Ｎ（ｋ）のためにＮｅｗ＿Ｍｅｔｒｉｃを計算し、その後、ノイズ専用のＮ（ｋ）のためにＮｅｗ＿Ｍｅｔｒｉｃを計算する。その後、各ドエルのための第２の検出メトリックが、そのｚスコアとして、すなわち、Ｎｅｗ＿Ｍｅｔｒｉｃから、Ｎｅｗ＿Ｍｅｔｒｉｃを生成するときに含まれたノイズの平均を除算した差として、計算され、その差は、後者のノイズの標準偏差によって除算される。１００個のドエルでは、各メトリックのｚスコアは、参照電圧「ｅｐｓ」に対してｄＢの単位で２０×ｌｏｇ１０（ＤｅｔＭｅｔｒｉｃ／ｅｐｓ）に集中したおおよそ釣鐘状の曲線で分布する。これらの累積分布関数（ＣＤＦ）は、検出可能性対電力レベルｄＢのＳ字曲線として図１５に描かれる。第１および第２の検出メトリックは、１９ｍｓ（従来型）のための、および図１５において「２０ｍｓ‐２位相」と表示された２ウィンドウの事例のための、２つの特定のＳ字曲線として表れるそれぞれのＣＤＦを生成するために処理される特定の事例である。

電力レベルの関数としてのＣＤＦは、各所与の電力レベルに対応する所与の最大ｚスコアを下回るｚスコアの数（Ｎｄｗｅｌｌ＝１００により除算される）である。ｚスコアがゼロを上回るときに信号が＋１として検出され、ｚスコアがゼロを下回るときに信号が−１として検出されると仮定すると、ＣＤＦ値は、検出可能性として解釈されるか、または、検出可能性に相当する。言い換えれば、ノイズに加えられる信号レベルの存在は、すべてのｚスコアに付加し、かつ、信号を正確に検出する確率（ＣＤＦ）を増加させる。それゆえ、図１５において、１５２ｄＢｍでの信号検出の可能性は、１つの１９ｍｓのウィンドウを用いるとおおよそ１／２（５０％）であるが、２つのスタガードウィンドウを用いる実施例では可能性は約８０％まで上昇し、また、それ以上のスタガードウィンドウを用いると９０％に達する。従って、様々な実施例が、検出の可能性を大幅に上昇させ得る。理想的な２０ｍｓのウィンドウを用いると、信号を検出する可能性は約９８％である。

構造およびプロセスの開示された実施例が存在し、なおかつ動作されること、ならびに、その性能レベルが期待通りのものであることを判断するために、ＧＮＳＳレシーバの実施例が適切に検証された。テストプロセスの実施例を以下で説明する。

テストプロセスの実施例１
レシーバに、マンチェスタコードのない、ラボで生成された人工的なＧＮＳＳ信号を入力する。マンチェスタコード（蛇行シーケンス）がないので、周波数領域において単一のピークが生じる。レシーバは、そのような蛇行シーケンスが存在するという前提で蛇行シーケンスを処理するように動作する場合、このメインピークとノイズとを〜７５Ｈｚ間隔で結合して、２つの中間にある、すなわち、メインのピーク位置からおおよそ３７Ｈｚ離れた、ドップラー周波数を誤って報告する。入力信号に対してマンチェスタコードをイネーブルする際、または導入する際、レシーバは、期待通りの正しいドップラー周波数の報告を開始すべきである。また、レシーバによって報告される信号対ノイズ比ＳＮＲは、マンチェスタコードが人工的にディスエーブルされると悪化（減少）する。

テストプロセスの実施例２
テスト２Ａを説明する。合成されたＧＰＳ信号を、データビットが遷移することなく、かつ、各２０ｍｓのデータビット期間と相関する（または同一の）ノイズを有して、レシーバに入力する。最初の１０ｍｓのノイズが次の１０ｍｓのノイズと同一であるように、雑音の多いＧＰＳ信号を投入する。後者はラボにおいて便宜上生成することができ、試験用レシーバにＲＦで再生され得る。上記信号に対する、加法性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を伴う通常のＧＰＳ信号のためのレシーバ感度の変化を監視する。感度の差は、レシーバ実施例の適切な動作、または試験用レシーバの適切な動作からの偏差を検出するために用いられる。期待される動作をしないレシーバでは、２０ｍｓのＰｒｅＤを用いる間、感度に３ｄＢのデセンスが見られる。これは、ＡＷＧＮを有する信号に対する感度と比較して、人工的なテストノイズの相関の性質によるものである。これに対し、適切に動作するレシーバの実施例では、大幅に低い、またはごく少量のデセンス値が見られる。

テスト２Ａでは、言い換えると、各ビット期間の半分の１０ｍｓで単に繰り返されるノイズの第１の事例において、図１３のレシーバが、１０ｍｓの半分の各々の部分をまたぐ複数のスタガーされる１９ｍｓのウィンドウの少なくとも１つまたは別の１つを有し、その結果、１つまたは別の１つのスタガードウィンドウにおけるノイズのコヒーレント積分が、全体的に一貫して、ドエルにわたる複数のスタガードウィンドウを共に用いて、部分的にキャンセルする。これに対し、単一の１９ｍｓのウィンドウを有する従来型レシーバは、このような部分的なキャンセルをするための機会を一貫して有することははるかに少なく、それゆえ、約３ｄＢデセンスされることが予期される。このタイプのラボテストの実施例は、間接的かつ便宜上、複数のスタガードウィンドウを用いたレシーバの実施例における動作が有効であり成功することを示す。

テスト２Ｂを説明する。さらに、テストプロセスの実施例２において、試験用レシーバ（ＲＵＴ）のフロントエンドから適切な性能の比較レシーバ（ＣＲ）へのデジタルサンプルを、構成可能な単一のウィンドウまたは構成可能な複数のスタガードウィンドウに結合する。図１５と同様に、比較レシーバＣＲのウィンドウの構成された数を調整して、レシーバＲＵＴの性能にほぼ適合させる。ＣＲと同様の、既知のＲＵＴの構成およびアーキテクチャでは、ＲＵＴにおいてアクティブであるように構成されるウィンドウの数は、ＣＲが比較可能な性能をＲＵＴに運んでいる場合、ＣＲにおけるアクティブなウィンドウの構成された数と等しくあるべきである。しかしながら、ＲＵＴが、例えば、アクティブであるように構成される４つのスタガードウィンドウを有しながら、例えば１つのウィンドウのみがアクティブな状態で構成されるこのようなＣＲに相当する機能をする場合、そのＲＵＴの試験は失敗である。別の例では、ＣＲが４つのスタガードウィンドウがアクティブな状態で構成され、未知のＲＵＴがこのＣＲと本質的に同一または同様に実行すると仮定する。すると、ＲＵＴは、少なくともいくつかのスタガードウィンドウを用いており、それらの動作がアクティブであると推測され、また、そのように推察される可能性が高い。

本明細書で開示されるアプリケーションおよびシステムブロックの実施例は、固定型、携帯型、可動式、自動車用、水上輸送または海上輸送、空輸用、通信、制御、セットトップボックス、テレビ（受信機ＴＶまたは双方向ＴＶ）、ＰＣおよびその他の装置において適切に実装される。パーソナルコンピュータ（ＰＣ）は、例えば、デスクトップ、ラップトップ、パームトップ、オーガナイザ、携帯電話機、ＰＤＡ携帯情報端末、インターネット家電、ウェアラブルコンピュータ、コンテンツ再生機、パーソナルエリアネットワーク、またはその他のタイプのフォームファクタにおいて適切に実装され、例えば、光ディスク、フラッシュドライブ、およびその他のメディアと共に使用可能である。

図１６は、ＧＰＳレシーバ２２００の実施例を表し、位置エンジン２２７０をフィード（feeding）する測定エンジン２２６０を有するＢＰＳ２２５０を含む。位置エンジン２２７０は、ホストプロセッサでおよび／または専用のマイクロプロセッサで実行されるベースバンドプロセッサＢＰＳの機能またはＢＰＳにおける動作を指し、位置エンジン２２７０はＧＰＳ出力を供給する。測定エンジン２２６０は、デジタルフロントエンド２２３０に結合され、それによりフィードされる。測定エンジン２２６０は、図５におけるようなＧＰＳチップの構造、機能または動作を含む。パワーセーブコントローラ２２９０が、５つの主要ブロックへの電圧供給２２８０制御する。すなわち、ＲＦ２２１０、ＩＦ２２２０、デジタルフロントエンド２２３０、ＰＬＬ２２４０、およびＢＰＳ２２５０である。ＰＬＬ２２４０は、電力制御されたクロックスライサ２２４５を介して、タイムベースとして温度補償水晶発振器ＴＣＸＯを有するクロック回路によって動作される。電圧供給２２８０は、パワーセーブコントローラ２２９０によって制御されるパワーゲーティング回路（例えば、パワー管理ブロックへの供給電圧ラインにおけるＦＥＴをゲーティングする）に対する電圧を供給および制御する。フロントエンド２２３０およびパワー管理回路２２８９、２２９０は、信号を供給し電力およびエネルギーをセーブすることによって、本明細書に添付の図面で詳述する他のレシーバの構造よびプロセスを補助する。

パワーセーブコントローラ２２９０は、他の個々の構成要素の任意のものに直接的に接続されて、例えば、パワーセーブコントローラ２２９０から測定エンジン２２６０への接続により図示するように、これらの構成要素を直接的にオン／オフする。パワー接続および／またはパワー制御イネーブルは、図２、図５および図１６ないし図１８の各ブロックにおける任意の適切なブロックまたは構成要素（明確または完全に図示しているか否かを問わない）に提供される。レシーバ２２００のパワー制御ブロックにパワー制御デューティサイクルならびにパワー制御イネーブル信号およびディスエーブル信号を伝達するために、パワーセーブコントローラ２２９０のいくつかまたはそのすべてを動作可能かつアクティブに保つ方式で、パワーセーブコントローラ２２９０は、デジタルＤＬＯまたは別の方法によって、パワーソースに結合される。

ここで簡潔さのために、また、本明細書で特に説明されない限りは、図１６から図１８の様々な番号および説明は、次の３つ文献における対応する図面の説明と同等である。すなわち、２００９年７月２日に公開された米国特許出願公開ＵＳ２００９／０１６８８４３の「パワーセービングレシーバ回路、システムおよびプロセス」、２０１２年２月１２日に公開された米国特許出願公開ＵＳ２０１２／００２６０３９の「ＧＰＳ、ガリレオ、およびグロナスナビゲーションシステム、およびその他の回路、システムおよびプロセスのための単一ＲＦレシーバチェーンアーキテクチャ」、および／または、２０１１年５月５日に公開された米国特許出願公開ＵＳ２０１１／０１０３４３２の「改良された相互相関検出または緩和回路、プロセス、デバイス、レシーバ、およびシステム」であり、これらのすべては参照により本明細書に援用され、これらに記載された通信システムにおいて用いられる。

図１７Ａおよび図１７Ｂを参照する。ＧＰＳ、ガリレオ、およびグロナスのレシーバアーキテクチャに関する背景の幾つかについては、２０１２年２月２日に公開された米国特許公開公報ＵＳ２０１２／００２６０３９の「ＧＰＳ、ガリレオ、グロナスナビゲーションシステム、およびその他の回路、システムおよびプロセスのための単一ＲＦレシーバチェーンアーキテクチャ」を参照されたい。この公報は全体が参照により本明細書に援用される。図１７Ａでは、単一のレシーバＲＦチェーンが、ＧＰＳ、ガリレオ、およびグロナスのすべてをＲＦ（〜１５７３ＭＨｚから〜１６０７ＭＨｚ）で、それらの間の周波数（例えば〜１５９０ＭＨｚ）にある単一のＬＯによってヘテロダインすることについてほとんど画像排除することなく包含し、その後、単一の低電力広帯域ＩＦ（−２０ＭＨｚから＋２０ＭＨｚ）が続き、また、ＬＰＡＤＣはＩＦでＧＰＳ、ガリレオ、およびグロナスのすべてを包含し、さらに、図１７Ｂにおいて、その後、ソフトウェアベース、ハードウェアベース、または複合デジタル信号処理２２０〜２２６が続いて、ＩＦにおけるＧＰＳ、ガリレオ、およびグロナスを相互に分離する。後続の処理が、並列または連続で、選択された１つ、２つまたはすべてのＧＮＳＳからのそれぞれの衛星信号における情報を復調する。デジタル処理は３つの部分を有する。すなわち、共通（共有）デジタル部分、ＧＰＳ特定部分、およびグロナス特定部分である。共通部分は、ＡＧＤ、ＤＣオフセット、およびＩＱミスマッチ校正論理を含む。フィルタチェーンのＧＰＳ特定およびグロナス特定の構成要素は、デシメーションフィルタ、デローテータ、およびリサンプラを含む。レシーバがＧＰＳ専用モードでプログラムされるとき、共通部分およびＧＰＳ特定部分はアクティブであり、グロナス特定部分は電力をセーブするように適切にクロックゲートされる。レシーバがグロナス専用モードでプログラムされるとき、共通部分およびグロナス特定部分がアクティブであり、ＧＰＳ特定部分は適切にクロックゲートされて電力をセーブする。本明細書に添付の他の図面（特に、例えば図６ないし図１０、図１３および図１３Ａ）による著しい改善は、図１７Ａないし図１７Ｂのレシーバに適切に適用され、特に、図１７Ｂのハイブリッド相関器ユニット、ハイブリッドチャンネルプロセッサユニット、およびトラッキングチャンネルユニット（これらは本明細書の他の部分で説明された図５におけるブロックに関連する）に適切に適用される。

衛星レシーバに関する本明細書における実施例は、上記のＧＮＳＳ信号および他のＧＮＳＳ信号を受信および分離することが企図される。このような他のＧＮＳＳ信号は、Ｂｅｉｄｕｏ‐２（コンパス、中国）のコード分割衛星信号や、ＩＲＮＳＳ（インド地域航法衛星システム１１７６および２４９２ＭＨｚ）、ＱＺＳＳ（準天衛星システム、日本、ＧＰＳと関連）、および、地上設置のトランスミッタや他の補強物を含み得る。補強物の例はＳＢＡＳであり、例えば、北アメリカのＷＡＡＳ（広域補強システム）、ＥＧＮＯＳ（ヨーロッパのグローバルナビゲーション・オーバーレイ・サービス）、東アジアに関連するＭＳＡＳ（多機能衛星補強システム）のような衛星ベースの補強システムである。また、実施例には、デジタル信号処理チェーンを追加してＣＯＭＰＡＳＳを受信し、グロナスやＧＰＳ／ガリレオのそれぞれのための本明細書で既に述べたデジタル信号処理チェーンと同様の方式で構成されかつ動作するものもある。それゆえ、複数のＧＮＳＳ信号および他の信号を同様にかつ安価に処理するための様々な他の実施例が、示された例とは異なる周波数帯域および範囲、異なるＬＯ周波数、および異なるＩＦおよびＡＤＣ帯域幅を有し得る。ＧＮＳＳにおける「Ｇ」は地球システムのみに限定しないことが強調される。

図２、図４、図５、図７および図１６ないし図１８に関して、本明細書における顕著な実施例に従って、更なる詳細を説明する。レシーバ１００は、異なるＧＮＳＳタイプからであり得る４つまたはそれ以上の衛星（図１）を追跡し、それぞれからの伝達された情報を回復し、位置エンジン（２２７０、図１６）として機能するようにマイクロプロセッサまたはその他のソリューションブロックを動作させてナビゲーション式を解き、地球上または地球上空の位置に関与する、ユーザアプリケーション用の図１におけるレシーバの位置Ｘ_Ｒを得る。衛星ＳＶｊ（ｊ＝１，２，３，４・・・）からの信号に基づいて同時に解される、３つの位置座標ｘ ｉｎｄｅｘｅｄ ｉ＝１，２，３におけるナビゲーション式の単純な例が、式（７）により直角座標で与えられる。

言葉では、式（７）は、衛星からレシーバまでの距離の二乗は、距離をトラバースするための伝搬時間かける光の速さの積の二乗に等しいことを意味する。パラメータｘ_ｉｊは、エフェメリスデータによって伝達された衛星ｊのそれぞれの（既知の）座標位置ｉを表す。変数ｘ_ｉＲは、レシーバそれ自体のそれぞれの（未知の）座標位置ｉを表す。時間ｔ_ｊは、データ信号で受信された衛星ｊからの伝達時間であり、レシーバＲの現地時間ｔ_Ｒｊに対応する。レシーバの現地時間は、適用可能なＧＮＳＳシステムの原子時ベースに対して偏り誤差ｅを有しており、それゆえ、レシーバでのＧＮＳＳ時間はｔ_Ｒｊ＋ｅである。光の速さｃＬかける伝搬と受領との間のＧＮＳＳ時間の差は、ｃＬ（（ｔ_Ｒｊ＋ｅ）−ｔ_ｊ）で表され、これは衛星ｊまでの距離と等しい。例えば４つまたはそれ以上の衛星からの十分な情報があると仮定すると、ナビゲーション式は、位置座標の未知数ｘ_ｊＲおよび未知の偏り誤差ｅのために解される。球面座標では、ナビゲーション式における３つのパラメータｘ_ｉｊおよび３つの変数ｘ_ｉＲが、３つの表現ｒｃｏｓθｃｏｓφ、ｒｃｏｓθｓｉｎφ、ｒｓｉｎθ（適宜下付き文字にされる）で、かつ、明確に記載される３つの座標軸に対する総和で、それぞれ置き換えられる。

図４において、各衛星ＳＶ１、ＳＶ２等からの既知の搬送周波数は、一般に、異なる量ｆ１、ｆ２等でドップラーシフトされる。図４が示すのは、２つの衛星、即ち、低い電力信号を有するＳＶ１および高い電力信号を有するＳＶ２、のための、信号レベル対ドップラーシフトの仮説スペクトラムである。図４において、所与のＧＰＳ ＳＶｉのためのドップラーシフトｆｉは、すべてのＳＶにより名目上共有される１.５７５ＧＨｚのＧＰＳシステム周波数（図４における「０」）と、１．５７５ＧＨｚから離れるドップラーシフトに起因する特定のＳＶ搬送波の実際の搬送周波数との間の差である。ドップラーシフトはまた、レシーバＲ（１００）のクロックオフセットによっても生じる。信号のヌルからヌルへの帯域幅（null to null bandwidth）はおおよそ２ＭＨｚであり、それに対してドップラーの差は最大で１０ＫＨｚ程度である。それゆえ、ＳＶ１の周波数スペクトラムおよびＳＶ２の周波数スペクトラムは、概して大部分が重複しており（ＲＦでの拡散スペクトラム信号である）、一方で相関（１２０、３１０）の観点からは、図４はそれらを被重複の相関ピークとして示す。

図５は、新たなＳＶを識別するために集約計算を実行する探索部３１０と、いくつかの既に識別されたＳＶを追跡し続けるための計算を実行する追跡部３３０とを示す。コンバータ３３５が、一連の並行の相関器（乗加算チャンネルフィルタ）３１０を有する高速相関エンジン３１０に向かうタップ付き遅延ライン３０５にフィードする。相互相関緩和ハードウェア４００は、探索および追跡機能の両方を補助する。２０１１年５月５日に公開された米国特許出願公開公報ＵＳ２０１１／０１０３４３２「改良された相互相関検出または緩和回路、プロセス、デバイス、レシーバ、およびシステム」を参照されたい。この出願は参照により全体が本出願に援用される。

図２、図３Ｂ、図５、図６、および図７においては、ブロック３１０における各相関器１２０は、ＳＶ１またはＳＶ２のような衛星の１ｍｓの特性のＰＮシーケンスにわたって動作し、レシーバの記憶された一連の衛星特有の独自のＰＮシーケンスから局所的に選択かつ生成されたＰＮシーケンスで乗加算して、拡散スペクトラム衛星信号を逆拡散する。仮説探索エンジンブロック２２０（図７）が、異なるコードラグ値ｃと仮説周波数ｆとをＰＮコード発行ブロック２１０に対して繰り返し発行し、その結果、レシーバは、すべてのラグで相関を実行し、複数ミリ秒にわたる相関結果を蓄積して信号を検出する。（仮説周波数ｆは、ＧＰＳ ｆ＝ｆｄ（ドップラー）の場合と、図５、図６および図１０の実施例におけるグロナスとでは異なって用いられることに留意されたい。）グロナス用またはＧＰＳ用のそれぞれの適用可能な仮説探索の実施例によって、生成されたＰＮシーケンスは、レシーバ時間ベースに対するそれぞれのコードラグｃで適切にタイムシフトされて、対応する衛星ＳＶ１またはＳＶ２から受信された特徴的なＰＮシーケンスを有するピークと同期し、かつこのピークを生成するということが分かった。識別されるべきＳＶ１のための仮説周波数の除去（グロナス用）またはドップラー周波数の除去（例えば、ＧＰＳやガリレオ用）は、図７におけるブロック２１０によって、適切な方式で「ワイプオフ」として提供される。１つの方法では、様々なＳＶのための受信された信号（およびノイズ）の集合ｒ（ｔ）を、仮説周波数ｆ１関数ｅｘｐ（ｊ２π（−ｆ１）（ｔ＋（ｎ／１０２３）））で予め乗算し、ＳＶ１のためのゴールドコードＰ１との相関を提供する。別の代替的かつ等価の方法では、ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ１）（ｔ＋（ｎ／１０２３）））で予め乗算することにより、ＳＶ１のためのゴールドコードＰ１で仮説周波数を特徴付けし、受信された信号（およびノイズ）の集合ｒ（ｔ）を様々なＳＶに対して提供する。

図５および図６においては、探索部は、多数の相関器３１０およびチャンネルプロセッサ３２０を並列に繰り返し動作させる。ここでは、ＳＶ１のような所与の衛星のための仮説探索が可能である。対応する数のチャンネルプロセッサ３２０が設けられて、グロナス用またはＧＰＳ／ガリレオ用に、本明細書でそれぞれ説明されたように相関器３１０の出力を処理し、局所的に生成されたＰＮシーケンスが相関器によりうまく逆拡散されるときの所与の衛星のピークを識別し、捕捉された衛星からＧＮＳＳ情報を得る。

図６においては、仮説探索空間が、図５および図７におけるレシーバの構造およびプロセスによって用いるための、ドップラーおよびコードラグ（コード位相）用の２つの次元を適切に有する。仮説探索は、すべての起こり得るドップラーシフトｆ１およびコードラグｃを網羅することができ、または、通信ネットワークからのエフェリメスデータおよび／または補助ＧＰＳデータを用いて時間およびエネルギーを節約するよう適切に縮小され得る。この探索は、例えば、各ミリ秒における総和（８）に従った、起こり得るドップラーシフトｆ１およびコードラグｃの値のそれぞれの所与の（仮説が成された）ペアに各々基づいた、多数の相関を提供する。

２０／ｍミリ秒でスタガーされる複数の１９ｍｓのウィンドウを有するＧＰＳ受信の実施例では、式（８）が一般化され、電子的な実施例が式（８．１）で示される。式（８．１）は、連続的な１ｍ間隔での相関の１９個のコヒーレントな蓄積の大きさ（縦棒｜ｘ｜）の合計（非コヒーレントな合計）を表す。（２０ｉ／ｍを最も近い整数に丸めることに留意されたい。また、インデックスｉの外側の総和は、無制限に、ＰｒｅＤウィンドウの奇数ｍと仮定し、数ｍが偶数の場合には、プロセスは、例えばｉ＝１−ｍ／２から最大ｍ／２までの総和に調整される。）ドエルの更に外側の合計が、式（８．１）にも適切に適用され、簡潔さのために、式（８．１）から省略されるが、式（８Ｅ）および（８Ｆ）を参照されたい。

グロナスレシーバの実施例に関する図６および図１０においては、式（８）により表される電子処理がここでは大幅に改変される。ここでは、ｆ１はドップラー周波数であり、Ｆｓは例えば５０Ｈｚのマンチェスタレートである。各コードラグ値ｃには、２つの仮説周波数が生成される。１つは（ｆ１＋ｋＦｓ）で生成され、もう１つは（ｆ１−ｋＦｓ）で生成される。ここで、Ｆｓ＝５０Ｈｚであるとき、ｋ＝０．７５であり、ｋＦｓは３７．５Ｈｚである。別の実施例では、Ｆｓ＝５０Ｈｚであるとき、ｋ＝１．０であり、ｋＦｓ＝５０Ｈｚである。各１ミリ秒の間隔において、相関は式（８Ａ）および（８Ｂ）によって得られる。これらのそれぞれの相関は、適用可能なＰｒｅＤ間隔（例えば、９ｍｓ）にわたってコヒーレントに蓄積され、次いで、式（８Ｃ）におけるように非コヒーレントに加算される。

４ｍｓでスタガーされる２つの９ｍｓのウィンドウがグロナス受信用のレシーバの実施例で用いられる場合、これらは例えば式（８Ｄ）によって表される。この式（８Ｄ）は、このようなより多くのウィンドウのために簡単に一般化され得る。式（８．１）を参照されたい。

別の実施例では、式（８Ｅ）に示す通り、９ｍｓ逆拡散コードと、その後に続く９ｍｓの否定形の逆拡散コードとの１８ｍｓの積分ウィンドウの数ｊ＝０，１，２・・・ＰｏｓｔＤ−１を用い、外側の合計によって示す通り、ドエルにわたってそれらを非コヒーレントに蓄積する。

ＧＰＳ受信用の別のレシーバの実施例では、４ｍｓでスタガーされる１８ｍｓのウィンドウを用いる。これらは、例えば、式（８Ｆ）によって示され、この式（８Ｆ）はこのようなより多くのウィンドウのために簡単に一般化される。式（８．１）を参照されたい。これらのウィンドウは、正確に同じ長さである必要はなく、それゆえ、（プラス：９ｍｓ、マイナス：１０ｍｓ）、または（プラス：１０ｍｓ、マイナス：９ｍｓ）のような変形は、式（８Ｅ）および（８Ｆ）の変形実施例である。

本明細書における式は説明を目的とするものであり、本明細書における教示に適用される、またはこれらの教示に基づく工学的技能を普通に用いることによって、所望の性能のために実施例においる様々な変形例が可能である。

ＳＶ１が視覚可能（受信可能）である場合、受信された信号ｒ（ｔ）は、ドップラーシフトされたゴールドコードＰ１（ｎ＋ｃ１）×ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ１）ｔ）を含む。相関は、上記の積の和を実行する。この和は、ドップラーをキャンセルまたはワイプオフし、相関が（９）が最大となるところで、すなわち、仮説コードラグｃがＳＶ１用の実際のコードラグｃ１と等しいとき合計（８）〜（８Ｆ）のいずれかで示されるＳＶ１の相関ピークで、ＳＶ１からの受信されたゴールドコードのコードラグｃ１を発見する。

図４においては、高出力信号ＳＶ２および低出力信号ＳＶ１のピークが受信される。ＳＶ２は、その衛星ＩＤをレシーバに送信し、レシーバ１００はこの衛星ＩＤに特有のゴールドコードを識別する予めプログランされた情報を有する。このように、レシーバ１００は、このように識別された内部生成されたゴールドコードを用いて、ブロック２１０（図７）からフィードされる相関器１２０において信号相関を実行する。相関器１２０はまた、フロントエンド１１０からの受信されたＳＶ２のＰＮコードによってフィードされる。式（１０Ａ）および（１０Ｂ）に示すように、コードラグｃｊは、ＰＮ符号がブロック２１０によって発行された時間ｔＲｊと、同じＰＮコードが発行された衛星ＳＶｊ時間ｔｊとの間の受信時間の差を表す。

相関ピークの時間ｔの位置は、相関器１２０によって決まり、必須の位置情報を提供する。というのも、各１ｍｓのＰＮシーケンスの開始が、衛星においては時間ｔｊを維持する衛星時間基準に固定され、レシーバにおいては時間ｔ_Ｒを維持するレシーバ時間基準に固定されるためである。したがって、衛星ＳＶｊのための所望の有効な受信されたピークである、レシーバでの自己相関ピークのコードラグ位置は、ナビゲーション式（７）における真の時間ｔ_Ｒｊ＋ｅを確立するために役立つ位置である。各１ｍｓのＰＮ局所シーケンスの開始（レシーバが提供するＰＮシーケンスまたはゴールドコード）は、レシーバ時間基準に固定され、または、レシーバ時間基準に対する既知の量ｃを仮説探索において探索シフトされる。相関器１２０からピークを発見するために、図７の回路を用いて仮説探索することにより測定されるコードラグの値ｃ_ｊは、レシーバから、衛星のシステムの原子時基準に対するレシーバ１００の時間基準のバイアスｅを引いた差を得るために衛星信号が要する真の時間のずれとなる。衛星時間の値が、この衛星のための有効に受信されたピークが検出された後にのみ、衛星により送信されるデータから引き続き復調される場合でも、レシーバ時間基準は、そのインスタントに対しレシーバ時間値ｔ_Ｒｊによって示された同じインスタントを表す値ｔｊに対する衛星時間の値をバックトラックするか或いは他の方式で提供するために必要とされる任意の時間間隔の値を非常に正確に測定することができる。その結果、例えば４つまたはそれ以上の衛星からの、いくつかの自己相関ピークの位置を用いて、位置エンジン２２７０はレシーバ位置（ｘ_１Ｒ、ｘ_２Ｒ、ｘ_３Ｒ）を得るだけでなく、ナビゲーション式（７）を解することによって偏り誤差ｅをも得る。上記の説明は、本明細書における様々な実施例に役立つ、多くの可能な代替的なＧＮＳＳのアプローチのうちの一例に関するものであり、コードラグが、時間、信号伝搬遅延、および偏り誤差と密接に関連することを指摘するために役立つことが、理解されるべきである。

図５においては、逆拡散された変調がコヒーレントに蓄積されてメモリ３２５にダンプされて、本明細書の他の所で説明される信号対ノイズ比を上昇させる。図５におけるメモリ３２５のブロックが、多くのメモリセクションを、各チャンネルプロセッサ３２０および非コヒーレント合計結果に提供する。このようにして、コヒーレントおよび非コヒーレントな合計からの積算された情報が記録および維持される。ハードウェアカウンタブロック３５０が、チップおよび／またはサイクルをカウントし、ブロック３７５および３８０と共に、レシーバ１００の時間ｔ_Ｒを維持する。（文脈に依存する「チップ」とは、図３ＢにおけるようなＰＮ拡散シーケンスビットを意味するか、またはそれに関連するものであり、あるいは、例えば１チップ＝（１／１．０２３）ミリ秒の時間単位としてチップに表されるコードラグの量に関連する。そのため、その意味は、集積回路チップとしてのチップの意味とは異なる。）また、カウンタブロック３５０はカウンタおよびレジスタと、所望の場合に電力管理デューティサイクルを構成および確立するための関連回路とを含む。

さらに図５においては、ベースバンドコンバータ３３５が、一連の追跡ＤＬＬチャンネル３３０を有する追跡部に出力を提供し、この追跡ＤＬＬチャンネル３３０は出力をＤＬＬポストプロセッサ３４０に供給する。これらのチャンネルは、少なくとも適切な数の受信目的のための衛星を収容するための、遅延ロックループＳＶピーク追跡チャンネルである。追跡部は、探索部によりうまく探索されたＳＶ信号を処理する。追跡部はまた、追跡ＤＬＬチャンネル３３０においてそれ自体の相関を有することができ、追跡ＤＬＬチャンネル３３０は、式（８）〜（８Ｆ）の合計に応じて追跡部における相関器に適用するための起こり得るドップラーシフトｆ１およびコードラグｃの値のより少ない数の仮説が成されたペアを伝達するように最適化される。ＤＬＬは、ピークを計算し、または追跡し続けて、それぞれの所与の既得の低電力ＳＶ１および高電力ＳＶ２信号のＰＮシーケンスの時間遅延またはコードラグｃ２を追跡し、かつ、このプロセスにおいてこのような各ＳＶのためのドップラーを追跡することができる。それぞれの利用可能なドップラーシフトされた衛星搬送波信号を追尾すること、及び、得られた各衛星のドップラーシフトＤおよび時差ドップラー（ｄｅｌｔａ−Ｄ）を決定することによって、ドップラー周波数をより正確に推定するように、周波数ロックループ（ＦＬＬ）もまた適切に提供される。

図５のシステムの態様では、システムバス３６０が、マイクロプロセッサＭＰＵ３７０ならびにその関連メモリＲＡＭおよびＲＯＭに、探索／追跡用ブロック１２０を結合する。このシステムはまた、参照時間カウンタおよびＧＰＳ／ＧＮＳＳクロックカウンタを含むクロック校正ブロック３７５と、時間メンテナンスブロック３８０と、リアルタイムクロックカウンタ３８５とを有する。通信用周辺機器３９０は、第１および第２のＵＡＲＴ（汎用非同期送受信機としても知られる並列−直列インターフェース）と、直列Ｉ２Ｃインターフェースと、直列Ｉ２Ｃを用いるセンサインターフェースとを含む。センサインターフェースは、データを提供するためのチルト（傾き）センサおよび／または加速度計を含み、このデータによってＭＰＵ３７０はユーザの動きのＧＰＳ位相トラッキング推定を計算または補強する。（いくつかの背景に関して、２０１１年１１月２２日に出願された米国特許出願番号１３／３０１９１３「モバイルアプリケーションにおける低コストＭＥＭＳ加速度計を用いた歩行ナビゲーション用の姿勢推定、処理方法、装置およびシステム」を参照されたい。この出願は、その全体が参照することによって本明細書に援用される。）ＰＰＳパルス／秒ジェネレータ３９５がさらに、システムバス３６０を介してＭＰＵ３７０に接続され、正確な１秒間隔を確立する。

補助ＧＮＳＳレシーバの実施例を参照すると、可能であれば、任意の適切な手順が図６の２−Ｄ探索空間を減少させるために用いられる。外部補助データは、コード位相ｃの推定差と、検出された衛星ＳＶｉと残りの衛星ＳＶｊとの間のドップラー周波数オフセットとを表す情報メッセージを含み得る。ネットワークサービス、携帯電話ネットワーク、無線ネットワーク、有線および無線ネットワークの組み合わせ、および／またはインターネットサービスプロバイダによって外部補助が提供される。粗い時間を補助する実施例では、レシーバ１００は、携帯電話の中継塔またはネットワークデバイスのような基準点から、このような補助が提供される。この補助は、基準点からのレシーバ位置、エフェリメスデータおよび／または時間情報の形態である。エフェリメスデータは、時間関数としての衛星位置情報を含む。一部の背景に関しては、２０１１年６月１６日に出願された米国特許出願番号１３／１６１，６９２「ＧＰＳ信号検出を改善するためのビット同期積分への動的スイッチング」を参照されたい。この出願はその全体が参照することにより本明細書に援用される。

ここで、本明細書の他の部分で説明された感度改善のための重要な構造およびプロセスの実施例を、粗い時間を補助する実施例に組み合わせる。粗い時間を補助する実施例は、ビットエッジのタイミングを確認する前に衛星信号を敏感に検出することができ、次いで、ビットエッジのタイミングを確認する際にビット同期積分に切り替わる。

例えば、ＧＳＭの携帯電話基地局が、２つのＧＰＳ衛星ＳＶ２およびＳＶ１の位置を示唆するエフェリメスデータをレシーバ１００に提供する。例えば、衛星ＳＶ２がＧＰＳレシーバから２００００ｋｍ（およそ天頂にある）であり、ＳＶ１が所定の時間でレシーバから２００００ｋｍから２５０００ｋｍ（空中の低い場所）であると仮定する。（グロナス衛星は、地球の中間の軌道において幾分低い高度の場所にあり、同様の見解が当てはまる。）ＧＭＳの携帯電話基地局はまた、ＧＭＳ携帯電話基地局から例えば＋／−１０ｋｍの精度で、レシーバ１００の現在位置情報を提供する。レシーバ１００は、ＧＭＳの携帯電話基地局から受信する補助データから、２つの衛星間の距離（例えば、１０００ｋｍ）を得る。レシーバ１００が衛星ＳＶ２のＰＮコードの開始を検出すると、レシーバ１００は、光の速度ｃ_Ｌ＝３００，０００ｋｍ／秒で除算した１０００ｋｍ＋／−１０ｋｍである衛星ＳＶ１のＰＮコードのおおよその開始を算出することができる。レシーバ１００は、低電力衛星ＳＶ１のＰＮコードの開始時間を電子的に推定し、その結果は３．３３ｍｓ＋／−０．０３３ｍｓ、すなわち（１０００ｋｍ＋／−１０ｋｍ）／（３００ｋｍ／ｍｓ）となる。これによって、仮説探索は減少され、かつ、本明細書の実施例の向上した感度を用いて、図７（および／または、グロナスのための本明細書における教示としての図６、図７および図１０）におけるＧＰＳ用に狭域で電子的に実施される仮説探索による低電力衛星ＳＶ１の捕捉および実際のコードラグの決定が容易となる。実際のコードラグを所与として、ＳＶ１で各１ｍｓのＰＮコードが始まる時間位置は、素早く計算される。そこから、既に利用可能な高電力衛星ＳＶ２のデータビットエッジの時間位置に基づいて、低電力衛星ＳＶ１の２０ｍｓのデータビットもまた計算または決定される。衛星ＳＶ１のビットエッジがいったん計算されると、利用可能な最大のドエル時間が消費される前であっても、例えばＧＰＳの１９ｍｓ（グロナスの場合は９ｍｓ）ウィンドウ探索から、例えば、ＰｒｅＤ＝２０ｍｓでビットエッジ整合された探索または同期探索に、探索が切り替わる。ビット同期積分動作モードへの切り替えは、ビットエッジに関連する損失を取り除き、さらに一層効率的に衛星の捕捉を維持して持続させ、衛星追跡を容易にする。

ソフトウェア相互通信の受信、および例えば補助動作用の情報の更新は、本明細書における教示によるいくつかの実施例では、有線または無線の発信源および図２のレシーバから提供される。これは例えば、２００９年２月２６日に公開された米国特許出願公開公報ＵＳ２００９／００５４０７５の「非同期ネットワークにおけるセルラー端末用の衛星（ＧＰＳ）補助クロック装置、回路、システムおよびプロセス」において説明された主題に基づいており、この出願は本明細書において参照することによりその全体が援用される。このような相互通信および更新は、例えば、ＧＰＳポジショニング、セルラーモデム、ＷＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、ウェブサイト、または、有線または無線モデムプロセッサ、デジタルテレビおよび物理レイヤー（ＰＨＹ）用の別の回路等などのためのレシーバ１００を有するモバイル機器で、別のプロセッサを介して適切に生じる。

ドエルにわたる積分プロセスの一般的な概観は、下記の通りである。図３の１ｍｓのＰＮコード境界が、ピークが図７で発見されたときに、仮説探索回路およびプロセスにおいて固定される。しかしながら、どの１ｍｓの境界が図３Ｃの２０ｍｓのビット境界であるかは、この時点では依然として未知であると認識すると想定されたい。例えば１９ｍｓにわたるコヒーレント積分は、電子的な相関１２０（３１０）によって各ミリ秒でＰｒｅＤ＝１９の加数を電子的に生成する。これらの加数は、たいていは正の項であり、わずかな負の項があることもあり得る（または、逆の場合もある）。ＳＮＲが低い場合、または、コヒーレント積分が、図３Ｃにおけるように、反対符号（＋１ならば−１、または−１ならば＋１）のビット間にあるビット境界をまたぐ場合、これらの項はすべてが同じ符号を有していない。コヒーレント積分結果は単数であり、この単数とは、任意の所与のＰｒｅＤ＝１９ｍｓウィンドウにわたるこれらの１９個の加数の合計である。非コヒーレント積分の場合、この単数の二乗または大きさが、各１９ｍｓで、かつドエルの全ＰｓｏｔＤ時間で蓄積されて、非コヒーレント積分によって蓄積されるコヒーレント積分を組み合わせた結果から生じる、ドエルにわたる合計として電子的な形態で単数を生成する。この合計を最大化するために、コードラグの値およびドップラーｆ_ｄの値を発見することを、本明細書では「ピーク発見」と呼び、このようにして、所与のゴールドコードを有する衛星がレシーバ１００によって捕捉される。このピーク発見のプロセスは、図６および図１０の実施例の二重周波数カテゴリーによって、グロナスの場合に本明細書において著しく改善される。これらの実施例は、ドップラー仮定周波数からの所定の＋／−ｋＦｓオフセットとＰｒｅＤ＝９ｍｓとを有する、少なくとも一対のワイプオフ周波数を提供するものである。実施例によれば、図１３または図１３Ａにおけるようなスタガーされる互いに素のＰｒｅＤウィンドウに複数のコヒーレント積分を導入することによって、ＧＰＳ、グロナスまたはＧＮＳＳのためのピーク発見プロセスが、代替的に、または付加的に著しく改善される。

このように捕捉された信号の信号強度（図１４のＳＶ電力ｄＢｍにより示す）が十分である場合、所定の１つ（またはスタガーされる１組の）コヒーレント積分ＰｒｅＤウィンドウにおけるコヒーレント積分から、このＰｒｅＤウィンドウまたはスタガーされる組のためのコヒーレント積分結果の符号によって、それぞれ個別の入力信号ビットの各々の符号が確実に決定され得る。これは、それ自体と相関したゴールドコードの蓄積された積が正であるためであり、または、その負数（−１、符号逆転）と相関したゴールドコードの蓄積された積が負であるためである。また、元の変調としての信号ビットの符号は、衛星ＳＶｉからの入力されるゴールドコードが反転符号であるか否かを決定するためである。ＰｒｅＤウィンドウのためのコヒーレント積分の出力の符号（＋１、−１）は、衛星ＳＶｉにおける元の変調に対応する、レシーバ１００の復調された出力である。

実際の２０ｍｓのビット境界が、仮に、レシーバにおける後続の処理により、または粗い時間を補助する処理により決定される前に、図１３および図１３Ａが示すのは、複数のスタガーされる互いに素のウィンドウが、ＧＰＳ／ガリレオ（図１３）およびグロナス（図１３Ａ）のためのコヒーレント積分プロセスの実施例にどのように適合されるのか、またはこれらの実施例のための複合制御としてどのように用いられるのかである。さらに、グロナス受信は、図６および図１０のそれぞれの実施例の二重周波数カテゴリーによってさらに向上される。

いくつかの実施例では、チャンネルプロセッサ３２０における更なるチャンネル処理が実際のビット境界を決定し、コヒーレント積分が、その後、ＧＰＳ／ガリレオまたはグロナスのいずれかのための２０ｍｓのウィンドウで正確に実施され得る。図１５を参照されたい。ビット境界がいったん発見されると、ＧＰＳ／ガリレオの場合、ゴールドコードおよびブロック２１０からのワイプオフは、２０ｍｓのためのゴールドコードに関与するコヒーレント積分の各２０ｍｓのウィンドウのための相関器に適用され、また、ワイプオフは、ゴールドコードに特徴付けされる単一の周波数ｆ_ｄである。

グロナスの場合、所与のグロナス衛星を捕捉した後、ゴールドコードおよび図７のブロック２１０からのワイプオフは、下記のように２つの捕捉後プロセスおよび構造の実施例のうちのどちらかに適用される。

捕捉後グロナス実施例Ａを説明する。１ｍｓのゴールドコード（反転符号でない）の２０回の繰り返しが、ＰｒｅＤウィンドウ毎に適用される。ワイプオフは、２つの周波数ｆ_ｄ＋^３／_４Ｆｓおよびｆ_ｄ−^３／_４Ｆｓである。各２０ｍｓのビットウィンドウにおいて、１ｍｓのゴールドコードの２０個のインスタンスがワイプオフ周波数に特徴付けされ、並列に捕捉された衛星信号と相関される。グロナスの場合は、２０ｍｓの信号のための２つの相関結果の合計の符号は、最新の＋１または−１の信号ビットを提供する。

捕捉後グロナス実施例Ｂを説明する。ここでは図７の回路２１０の変形形態が、１０ｍｓの間にＳＶ特有の１ｍｓのゴールドコードの１０個のインスタンスを発行し、次いで、図９におけるような別の１０ｍｓの間に上記の１ｍｓのゴールドコードの反転符号の１０個のインスタンスを、相関器１２０へ発行する。ワイプオフは、ゴールドコードシーケンス（１ｍｓの正の符号の１０個のインスタンス、１ｍｓの負の符号の１０個のインスタンス）を特徴付けする単一周波数ｆ_ｄである。２０ｍｓの信号のためのグロナス用に捕捉された衛星信号との合計２０ｍｓの相関は、相関（コヒーレント積分）結果の符号として、最新の＋１または−１信号を提供する。

図１８は、チップ１１００、１２００、１３００、１４００、１５００を含む集積回路チップと、通信システムのブロックのうちの１つか、そのうちのいくつか、あるいはそのすべてで用いられるＧＰＳ１１９０（１４９５）を説明する。当業者は、意図される機能に適切なように通信システムの特定の部分に、積分回路を使用および適用する。図１８の携帯電話機の回路ブロックは、ポジショニングおよび位置ベースのアプリケーションにおいてＧＰＳまたは補助ＧＰＳを協働するか、サポートするか、または協力して用いる。また、この回路ブロックは、図２、図５、図１６〜図１７Ｂおよび本明細書の他の図面のポジショニングレシーバと共に用いられるか、またはそれを含む。

ここで話を簡潔にするために、また、本明細書において特段説明されない限り、図１８の様々な番号および説明は、２００９年７月２日に公開された米国特許出願公開ＵＳ２００９／０１６８８４３「節電レシーバ回路、システム、およびプロセス」における対応する図面の説明と同等である。この出願は参照により本明細書にその全体が援用される。

図１８では、レシーバハードウェアは、図１８のデバッガを用いた連続スキャンの検査容易性および検証のためのスキャンインパス（経路）およびスキャンアウトパスを有する。スキャンパスは、ＪＴＡＧ１１４９．１または１１４９．７のテストアクセスポート（ＴＡＰ）コントローラ回路に、またはこのような検査容易性を支援するシステムの実施例に結合され、ＴＡＰコントローラは試験時間にデバッガに結合される。図２、図５、図７、および図１６〜図１８における他のスキャン可能なブロックはまた、所望とされるようにスキャンチェーンに含まれる。

様々な実施例が、基地局、ゲートウェイ、送受話器、および可動式、携帯用、および／または固定用途に適用可能な任意のデバイスでの拡散スペクトラム通信システムのために提供された。このようなシステムは、全地球測位システムＧＰＳ、グロナス、および他の位置決定またはポジショニングシステム、携帯音声およびデータ、符号分割多重アクセス方式ＣＤＭＡ、ワイヤレスローカルエリアネットワークＷＬＡＮ、工業用、科学用、医用用通信、およびその他のスペクトラム拡散通信システムのうちの１つまたは複数を補助する。実施例といくぶん重複するカテゴリーが、スペクトラム拡散またはその他のタイプの通信システムにおいてコヒーレント信号蓄積を用いるレシーバに提供される。

様々な実施例が、１つまたは複数のマイクロプロセッサと共に用いられ、マイクロプロセッサは、次のようなパイプラインを有し得る。すなわち、１）縮小命令セットコンピューティング（ＲＩＳＣ）、２）デジタル信号処理（ＤＳＰ）、３）複合命令セットコンピューティング（ＣＩＳＣ）、４）スーパースカラー、５）歪んだ（skewed）パイプライン、６）イン・オーダー、７）アウト・オブ・オーダー、８）超長命令語（ＶＬＩＷ）、９）単一命令複数データ（ＳＩＭＤ）、１０）複数命令複数データ（ＭＩＭＤ）、１１）前記のうちの１つまたは複数を用いる複数コア、および１２）マイクロプロセッサパイプライン、周辺制御、および、前記のうちの１つまたは複数を用いるマイクロ制御ブロック、である。

単一ゲートまたはマルチゲート電界効果トランジスタ（ＭＵＧＦＥＴ）のような様々なタイプのトランジスタと共に、かつ、単一電子トランジスタと共に、または他のナノエレクトロニクスおよび他の構造と共に、異なるタイプのＭＯＳ、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体）、ＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレーター）、ＳｉＧｅ（シリコンゲルマニウム）、有機トランジスタのような、任意の集積回路の製造方法において、様々な実施例が実行される。フォトニック集積回路ブロック、構成要素、または相互接続もまた、様々な実施例に適切に用いられる。

本明細書で説明された集積回路のシステムおよびプロセスの様々な実施例は、適切な製造プロセスに従って製造される。そのプロセスとは、所望の実施例のためのＲＴＬ（レジスタ転送言語）、ネットリスト、および／またはその他の集積設計情報を用意し、それらの１つまたはそれぞれが、１つまたは複数の集積回路、蓄積およびダンプレシーバおよび／または前述の節電モードコントローラを有する拡散スペクトラムレシーバを含むものである。これらの実施例は、ＲＴＬおよびネットリスト上で電子的にシミュレーションにおいて検証される。場所および経路の演算が実行されて、各集積回路の物理的なレイアウトを確立し、かつこのレイアウトが検証される。このようにして、メモリの内容及びタイミング、レシーバ及びプロセッサハードウェアの内容及びタイミングが検証される。本明細書における構造の所望のシーケンスおよびパラレリズムと、所望の通信ユニットおよびＧＮＳＳユニットの他の演算に関連して、これらの演算が検証される。検証評価は、検証結果が現状満足のいくものかどうかを決定し、本明細書における実施例を形成する様な構造を有する集積回路チップの検証された設計が、ウエハ製造構造で製造され、結果的に製造された集積回路を生産するようパッケージされる。第１シリコンおよび製品サンプルは、チップが満足のいくものとなるまで、スキャンチェーンを用い、かつハードウェア上の方法をトレースするようなやり方によって検証される。システムの実施例のプリント配線基板（ＰＷＢ）は集積回路を用いる。本明細書における様々な図面で説明されたソフトウェアおよびパラメータは、フラッシュまたはシステム用の他の不揮発性メモリに搭載されて、検証される。このシステムの電源を入れて、衛星シミュレーションで、様々な信号電力状況における実際の衛星および／または他の受領によって、性能が検査および検証される。

いくつかの例示的な実施形態がこれまで詳細に説明されてきた。本発明の範囲は、これらの記述および記載された実施例とは異なる実施例を、本発明の範囲内にありながら、包含することを理解すべきである。マイクロプロセッサとマイクロコンピュータは、本明細書では同義である。処理回路には、デジタル、アナログ、および混合信号（デジタル／アナログ）集積回路、ＡＳＩＣ回路、ＰＡＬ、ＰＬＡ、デコーダ、メモリ、非ソフトウェアベースのプロセッサ、マイクロコントローラ、および他の回路が含まれ、また、デジタルコンピュータには、マイクロプロセッサや、任意のアーキテクチャのマイクロコンピュータ、またはそれらの組み合わせが含まれる。内部および外部の結合ならびに接続は、介在回路を介し、または所望の他の方法で、抵抗性、静電性、誘電性、フォトニック、および直接的または間接的なものであり得る。任意の材料系統（マテリアルファミリー）およびそれらの組み合わせで、個別部品または完全に集積された回路において実施されることが予期される。本発明の様々な実施例は、ハードウェア、ソフトウェアまたはファームウェアを用いる。本明細書におけるプロセス図およびブロック図は、ハードウェアであれ、ソフトウェア、ファームウェア、およびその製造プロセスであれ、これらの任意の実施例の動作のためのフローおよび／または構造を表す。

Claims (20)

1. データビット期間を有するデータのスペクトラム拡散の受信を容易にするための集積回路であって、
   相関結果を生成するために、受信された信号に基づき疑似ランダムコードを信号入力に相関するように動作可能な仮説探索回路と、
   受信された信号出力を生成するために、コヒーレント積分間隔内で互いにスタガーされる複数のサンプルウィンドウにわたり前記相関結果をコヒーレントに積分し、前記複数のサンプルウィンドウに対応するコヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに合計するように動作可能であり、それにより性能を向上させる、処理回路と、
   を含み、
   前記サンプルウィンドウが、前記コヒーレント積分間隔よりも少ない大きさだけ互いにスタガーされる、集積回路。
2. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記サンプルウィンドウが、ウィンドウの数で除算された前記コヒーレント積分間隔に等しい大きさだけ互いにスタガーされる、集積回路。
3. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記コヒーレント積分間隔が前記データビット期間に等しい持続時間を有する、集積回路。
4. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記サンプルウィンドウのそれぞれが前記データビット期間と互いに素であるウィンドウ幅を有する、集積回路。
5. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記サンプルウィンドウのそれぞれが１９ミリ秒のウィンドウ幅を有する、集積回路。
6. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記サンプルウィンドウのそれぞれが９ミリ秒のウィンドウ幅を有する、集積回路。
7. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記データビット期間が実質的に２０ミリ秒である、集積回路。
8. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記サンプルウィンドウが、ウィンドウの数ｍの連続的な１ミリ秒間隔にわたる１９個の相関のコヒーレント蓄積の大きさの合計を形成するために、２０／ｍミリ秒スタガーされる１９ミリ秒のウィンドウを含む、集積回路。
9. 請求項１に記載の集積回路であって、
   前記相関が少なくとも１つの疑似ランダムコードを用い、前記スタガーされるサンプルウィンドウが前記疑似ランダムコードの長さと同じくらい短いコヒーレント積分ウィンドウを有する、集積回路。
10. 請求項１に記載の集積回路であって、
    前記スタガーされるサンプルウィンドウが前記データビット期間よりも大きいコヒーレント積分ウィンドウ幅を有する、集積回路。
11. 請求項１０に記載の集積回路であって、
    前記処理回路が、前記スタガーされるサンプルウィンドウにかかるデータビットシーケンスの事前情報を有し、前記相関結果が、前記コヒーレント積分を実行するために前記データビットシーケンスに応答する、集積回路。
12. レシーバであって、
    アナログ受信部と、
    前記アナログ受信部と結合され、ＧＰＳとグロナス信号をデジタル処理してそれぞれの衛星信号のデータビット期間を有するデータを回復する信号処理部と、
    を含み、
    前記信号処理部が、
    相関結果を生成するために、受信された衛星信号に基づき疑似ランダムコードを信号入力に相関するように動作可能な仮説探索回路と、
    受信された信号出力を生成するために、コヒーレント積分間隔内で互いにスタガーされる複数のサンプルウィンドウにわたり前記相関結果をコヒーレントに積分し、前記複数のサンプルウィンドウに対応する前記コヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに合計するように動作可能な処理回路と、
    を含み、
    前記サンプルウィンドウが、前記コヒーレント積分間隔よりも少ない大きさだけ互いにスタガーされる、レシーバ。
13. 請求項１２に記載のレシーバであって、
    前記処理回路が、前記コヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに合計するためのメモリ領域を含み、当該メモリ領域が、単一のサンプルウィンドウのドエルにわたって非コヒーレントに合計するために用いられるメモリ領域のように、互いにスタガーされる前記複数のサンプルウィンドウのドエルにわたって非コヒーレントに合計するメモリ領域と同一である、レシーバ。
14. 請求項１２に記載のレシーバであって、
    前記信号処理部が、共有のデジタル部とＧＰＳ特有部とグロナス特有部とを有する、レシーバ。
15. 請求項１２に記載のレシーバであって、
    前記仮説探索回路による処理を容易にするために、衛星の位置を示す地上ネットワークのエフェリメスデータを受信するモデム回路を更に含む、レシーバ。
16. 請求項１２に記載のレシーバであって、
    前記処理回路が、既に取得されたデータビットエッジの時間位置に基づいて所与の衛星のデータビットエッジを決定するように動作可能であり、次いで、前記処理回路が、複数のサンプルウィンドウを処理することから、前記所与の衛星に関するビットエッジを整列させる処理に切り替えて、前記受信された信号出力を生成するように動作可能である、レシーバ。
17. 請求項１６に記載のレシーバであって、
    前記探索回路が、前記ビットエッジを整列させる処理と共に動作可能であり、信号入力と相関させるために、１０ミリ秒間でＳＶ特有の１ミリ秒の逆拡散コードのインスタンスを１０個発行し、次いで、別の１０ミリ秒間でこの１ミリ秒の逆拡散コードの反転符号のインスタンスを１０個発行する、レシーバ。
18. データビット期間を有する信号のスペクトラム拡散信号処理のための方法であって、
    相関結果を生成するために、受信されたスペクトラム拡散信号に基づき疑似ランダムコードを信号入力に電子的に相関させることと、
    コヒーレントな積分間隔内で互いにスタガーされる複数のサンプルウィンドウにわたってコヒーレントに前記相関結果を電子的に積分することと、
    受信された信号出力を生成するために、前記複数のサンプルウィンドウに対応する前記コヒーレントに積分された結果を非コヒーレントに合計することと、
    を含み、
    前記サンプルウィンドウが、前記コヒーレント積分間隔よりも少ない大きさだけ互いにスタガーされる、方法。
19. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記相関することが、ドップラー仮説周波数とコードラグとを電子的に探索することを含む、方法。
20. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記複数のサンプルウィンドウが、ウィンドウの数ｍで除された前記コヒーレント積分間隔に等しいスタガー間隔でデータビット幅に対して時間シフトされ、これにより、前記複数のサンプルウィンドウのうちの少なくとも１つがビットをまたぐことを実質的に回避する、方法。