CN103828231B - 资源池放大器 - Google Patents
资源池放大器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103828231B CN103828231B CN201280047812.0A CN201280047812A CN103828231B CN 103828231 B CN103828231 B CN 103828231B CN 201280047812 A CN201280047812 A CN 201280047812A CN 103828231 B CN103828231 B CN 103828231B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- inductor
- switch
- load
- coupled
- load end
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 abstract description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 239000010752 BS 2869 Class D Substances 0.000 description 9
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000024241 parasitism Effects 0.000 description 1
- 230000002085 persistent effect Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/38—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/005—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements using switched capacitors, e.g. dynamic amplifiers; using switched capacitors as resistors in differential amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
- H03F3/45928—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
本文中被指定为资源池放大器的一种放大器涉及通过共享实现的一个或多个电感器的延伸用途。共享是通过同时在不只一个负载端之中切换电感器或者通过在不同时间出于不只一个目的使用一个或多个电感器。也可通过监控负载需求并仅在需要时使用电感器（留下其它电感器循环用于其它负载）来共享电感器。此外，例如如果在系统中不需要同时驱动两个或更多个负载，可在不同的应用需求期间实现电感器共享。这些类型的共享可组合。
Description
技术领域
本发明涉及电子功率放大器。
背景技术
存在可通过不同交易获得的不同类型的功率放大器。AB类放大器适于高线性度和低成本结构，却具有较高功率耗散。大多数D类放大器增加了输出电感器的成本并会产生EMI的困扰，但具有较低功率耗散。有时，AB类放大器的电源电压通过D类调节器调整，以便具有AB类放大器的一些优势和D类放大器的一些优势。
在电源产生电路中，单电感器多输出(SIMO)调节器已被用于共享用于多个输出的一个电感器。然而，在过去当与其它功能一起使用时，这些调节器没有成功地用作放大器。而且，对D类放大器的非PWM(脉冲宽度调制)诸如PDM放大器也在本公开中全体被包含在D类的分类中。
需要具有高效率但具有更低成本和更少EMI问题的D类放大器。
发明内容
根据本发明，在本文中被指定为资源池放大器的新型放大器涉及通过共享实现的至少一个电感器的延伸用途。共享是通过同时在不只一个负载端之中切换一个或多个电感器(例如，桥接式配置或具有不同极性需求的两个不同负载端)或者通过在不同时间出于不只一个目使用一个或多个电感器。电感器可例如通过根据不同的时钟阶段分配用途来进行时间共享。也可通过监控负载需求并仅在需要时使用电感器(留下其它电感器循环用于其它负载)来共享电感器。此外，例如如果在系统中不需要同时驱动两个或更多个负载，电感器共享可在不同的应用需求期间实现。这些类型的共享可组合。
将通过结合附图参考以下详细描述更好地理解本发明，附图被并入本说明书以用于各种目的。
附图说明
图1是SIMO立体声耳机放大器的早先设计的示例的示意性框图。
图2是根据本发明的具有共享功能的电感器的装置的概括性电路图。
图3示出了并入本发明的立体声耳机放大器和DC-DC转换器的输出级的示意图。
图4是对于图3的电路的正弦曲线的一部分的输入电压与输出电压相比较的图。
图5是在经过零伏特的信号操作期间的输入电压与输出电压相比较的图。
图6是输出电压的FFT的图。
图7是用于技术的示例的图2的简化版本。
图8是图7的放大器的输出波形的图。
图9是两个负载端同时被驱动的实施方式的输出级的图。
图10是来自图9的电路的输入-输出波形的图。
图11是由图9的电路造成的频域的图。
图12是示意性示出现有技术BOM和用于升压应用的框图。
图13是基于图7的示例根据本发明的BOM优势与图12相比较的示意图。
具体实施方式
在图1中示出了SIMO放大器的初步实现方案。本文所描述的部件对应于具体要求的元件进行编号。该实施方式的SIMO放大器在实例化为双重放大器时因不稳定问题而没有以该形式实施。在该设计中，在正方向或负方向上通过电源V13对电感器L2充电。这通过闭合开关S9与开关S8充以正电荷或闭合开关S2与开关S4充以负电荷来进行。在对电感器L2充电后，通过闭合S4和开关S12来对L2进行放电，使得L2被放电到电容器C13和负载R20中。然后剩余的电感器电流通过闭合开关S1保持。接下来，进行另一充电循环，通过闭合S4和开关S11进行第二次放电使得L2放电到电容器C2和负载R1中。然后S1再次闭合以保持电感器电流。然后重复进行总循环。经过全部负载的反馈被反馈回控制开关的调制器(和量化器)。由于耦接在立体声通道之间的剩余电感器电流所导致的不稳定问题已经被该设计的实际实施所避免。
图2示出了新技术的广义版本。为清楚起见，没有示出传统设计的开关控制。开关控制被包含以根据如本文阐述的本发明操作开关。输入信号被施加到调制器；该调制器的输出馈给量化器，量化器可被看作调制器的一部分。量化器驱动若干开关，如图所示且如文中所述，这些开关连接至电感器L2和负载R20。负载可具有滤波电容器C9、C13，滤波电容器C9、C13连接至负载的末端(在本文中示出为连接至地面；然而它们可横跨负载)。横跨负载的信号被馈送回调制器和可选的量化器以作为放大器反馈的一部分(没有示出全部路径)。
调制器和量化器可在不偏离新技术的情况下以多种方式实现。有时，调制器可使用噪声成形，而有时可不使用。有时，控制使用PWM，有时使用PDM或者其它调制方案。有时，时间步是离散的，而有时不是。存在许多方式控制开关，这些方式均包含在该新技术中。
具体参见图2，负载R20具有第一负载端(左)和第二负载端(右)、从第一负载端到调制器及可选的量化器的第一反馈路径、以及从第二负载端到调制器及可选的量化器的第二反馈路径。量化器操作地耦接以控制引导功率经过电感器L2和负载R20的多个开关的闭合与断开，并且对调制器的输出作出响应，而调制器则对输入到调制器的信号作出响应。
而且，电感器L2具有第一端(左)和第二端(右)以及如下布置的多个开关：第二开关S2耦接在第二电感器端与D.C.电源V13之间、第三开关S3耦接在第二负载端与地面之间、第四开关S4耦接在第一电感器端与地之间、第五开关S5耦接在第一负载端与地之间、第七开关S7耦接在第二电感器端与第二负载端之间、第八开关S8耦接在第二电感器端与地之间、第九开关S9耦接在第一电感器端与D.C.电源V13之间、第十开关S10耦接在第一电感器端与第二负载端之间、第十一开关S11耦接在第一电感器端与第一负载端之间、以及第十二开关S12耦接在第二电感器端与第一负载端之间。作为旁路，第一电容器C13耦接在第一负载端与地之间，第二电容器C9耦接在第二负载端与地之间。如现在阐述的，该电路在电感器L2和负载R10周围形成可重配置的资源。
开关的操作包含通过闭合S9和S8对电感器L2充电的第一阶段。对L2充电的替换方式是闭合S2和S4以产生具有相反极性的电感器电流。然后，积聚在电感器L2中的电流经过S7和S11或经过S12和S10完全或部分被释放到负载R20中。第二种放电的方法是闭合S4和S7与S5或S12与S3。第三种放电的方法是闭合S8和S10与S5或S11与S3。第四种放电的方法是闭合S9和S7与S5或S12与S3。第五种放电的方法是闭合S2和S10与S5或S11与S3。第四种和第五种放电的方法允许最大功率被转移到负载R20，因为电感器L2的电压通过电源V13提高。这是提供升压(voltageboosting)的好方法。在放电阶段后如果仅一个放大器闭合，则可通过闭合S4和S8或通过闭合S2和S9使电感器L2短路来保持剩余电感器电流(如果有的话)。也可增加和使用额外的开关S1，但并不需要这样。如果同时使用了不只一个放大器，那么剩余电流通过将所有连接到L2的开关断开而归零，从而使得寄生开关二极管钳住电感器端子，这对阻止可能因来自剩余电感器电流而在放大器之间产生的串扰引起的稳定性损失而言是重要的。附加的具有开关以允许电感器放电的负载可连接到L2的任一端，从而允许共享S2、S9、S4和S8。
在操作的替换模式中，S7和S5、或S12和S3被闭合并保持闭合状态。然后S4和S9交替闭合(根据来自量化器的控制信号)以产生D类开关波形。该开关图案经过电感器L2、S7或S12、和C13或C9，并且被电感器L2、S7或S12、和C13或C9(根据哪一个开关是闭合的)滤波。这产生了传统的D类放大器操作模式。通过交替一对S7和S5相对于一对S12和S3的闭合状态，D类图案可改变负载被驱动的一侧。由于仅差分信号被反馈回调制器并且可能被反馈回量化器，所以可使差分输出信号成为线性的。负载的每一半的表现是表现为输入信号的整流版本的滤波后的输出。差分信号没有被整流并且还被滤波，从而允许交替闭合的D类操作模式。
与传统D类操作模式不同，该操作模式能够超越干线电压(railvoltage)。当使用S10和S11或S7和S12放电给所有负载端子时，这会自然发生。使用以上整流方法，此处对开关的操作进行附加阐述。在将S4和S9作为D类放大器进行操作之后，附加模式被启用以在输出信号接近由V13提供的电压时超越V13进行操作。在该模式中，保持S9闭合并且S8与S7(在S5保持闭合时)或S12(在S3保持闭合时)交替闭合。这允许输出信号超越由V13供给的电压。在随后的实施例中提供更多细节。应该注意，在各个实施方式中，电感器值、电容器值和所提供的电源电压值均是可改变的。而且，开关的对称性旨在被该新技术覆盖。对于升压模式下的实施例，S2可保持闭合状态并同时使S4和S10(S5保持闭合时)或S11(S3保持闭合时)交替闭合。
任何这些模式可结合在一起，从而共享同一个充电电感器L2并共享S2、S9、S4和S8。
以下是本发明的一些实施例以及对操作的说明。对配置和操作的理解假设针对AB类放大器、D类调节器和放大器(各种架构并用于桥接式配置和单端式配置)、SIMO调节器、用于开关放大器的连续和非连续操作模式、放大器技术、音频技术和西格玛德尔塔(sigmadelta)转换器概念。在一些实施例中也需要诸如保护二极管的附加电路，但为了简化起见，在一些情况下没有示出。
图2中的开关配置具有冗余并且可根据如在以下实施例中示出的应用来简化。除了将信号连接到负载的两个端子之外，电感器可切换到不同负载。这可通过定时交替使得所有负载同时具有滤波后的信号来进行。这也可通过模式交替使得当另一负载断开时，电感器连接到不同负载来进行。在以下实施例中示出了这些情况中的一些。
实施例1：立体声高效耳机放大器加上一个额外的DC电源：
图3示出了具有额外DC电源的以接地居中的立体声音频耳机放大器的功率级。在该实施例中，该放大器对电感器充电，然后放电到负载1(R20)中。然后，其再次对电感器充电，然后放电到负载2(R1)中。最后，其对电感器充电并放电到负载3(R2)中。然后，该循环重复，回到负载1处重新开始。
在该实施例中，通过S9、S4、S2和S8进行充电。这些开关在全部输出之间共享。可通过闭合S8和S9或通过闭合S2和S4对电感器进行充电。
放电取决于正使用哪一个负载。对于R20，在该实施例中，通过闭合S4并分别闭合S7或S12与S5和S3来进行放电。对于R20，在该实施例中，通过闭合S4和S12来进行放电。对于R1，在该实施例中，通过闭合S4和S11来进行放电。对于R2，在该实施例中，通过闭合S8和S16来进行放电。与图1所示的配置不同，没有开关S1。作为使用会引起通道之间的交叉耦合问题的横跨电感器的开关的替代，S9、S4、S2和S8在每个循环结束时打开并持续一部分时间，以使电感器充分放电并移出不同放大器之间的具有电感器电流形式的任何记忆。开关通常通过具有至电源或接地的二极管的功率FET实现。这些二极管将大部分剩余电感器电流再循环至电源。与新技术相同的是，与FET寄生二极管的构造类似的肖特基二极管或受控开关可用于减少与寄生二极管的串联损失。
电感器充电开关可由其它放大器共享。如果这些放大器在共享发生时断开，则开关S5、S11和S14被提供作为可选开关，该可选开关可在L2被用于其它目的时用来阻止通过S12、S11或S16的寄生的耦接。
放大器具有三个输出：两个用于耳机，一个为DC-DC输出，在该实施例中这三个输出分别由电阻R20、R1和R2模拟。图4、图5和图6示出了对于耳机输出之一的通过本发明实现的性能类型的示例。图4示出了耳机实施例的从零到峰值的两个输入电压和一个输出电压。图5示出了当信号经过0V时耳机实施例的两个输入电压和一个输出电压。图6示出了耳机实施例的输出电压和A加权输出电压之一的快速傅里叶变换(FFT)。FFT的组距(binsize)为200Hz，因此该A加权SNR大于100dB。A加权低频增加简单地是因为启动时的时域瞬变。
实施例2：使用能够输出电压超过电源端子(VCC和/或GND)的
一个电感器的桥接式高效放大器
通过该新技术的架构，如实施例1所实现的，电感器电流可能非常大，导致放大器中出现明显功率耗散。例如，即使以连续升压模式操作时，如果电感器在50％的时间都连接至负载，则平均电流会大致为2倍的负载电流。如果电感器在许多负载之间循环，则峰值电感器电流可能非常大，因为电感器通常在每次循环的较小百分比中连接到负载并且电感器通常被完全放电以便减少通道之间的串扰。这对于诸如耳机的具有小输出电流的负载是可接受的，但期望将其改变用于高输出功率的负载。因此，当如在实施例1中那样交替时钟循环不用于与其它通道共享电感器时，最好是以连续模式使用放大器，这增加了全部放大器的效率。连续模式可根据需要在信号的峰值处或其它部分使用。
电路允许电感器放电阶段同时或独立地切换至负载的两端。在图2中，当通过S10/S11或S7/12进行放电时，负载的两端均被驱动。当放电路径仅使用耦接到电感器和S3或S5的一个开关来使其它端子接地时，独立负载端子被驱动。
这种类型的放大器相对于D类放大器的优势在于不受电源电压的限制。用于驱动负载(驱动两个端子或独立地驱动端子)的两种技术可超越电源电压但独立地驱动端子需要更多说明。使用图7所示的、来自图2的开关的子设备产生了增强的输出。
跟随对图7的编号，多个开关包括：耦接于第二电感器端与D.C.电源之间的第二开关、耦接于第二负载端与地之间的第三开关、耦接于第一电感器端与地之间的第四开关、耦接于第一负载端与地之间的第五开关、耦接于第二电感器端与第二负载端之间的第七开关、耦接于第二电感器端与地之间的第八开关、耦接于第二电感器端与第一负载端之间的第十二开关、耦接于第一负载端与地之间的第一电容器、以及耦接于第二负载端与地之间的第二电容器。
通过开关S9和开关S8或可替换地通过开关S2和开关S4进行电感器放电阶段。在该实施例中的放电依赖于是否处于轨道(V13)的下方或横跨轨道(V13)/在轨道(V13)的上方。在轨道的下方，S4和S9交替闭合且开关S7与开关S5闭合，或者S12与S3闭合。为了横跨V13上的电压并超越V13的电压，S9闭合。然后S8与S7或S12交替闭合。如果S7与S8交替闭合，那么S5保持。如果S12与S8交替闭合，那么S3保持。
在图8中示出了时域输出波形，其中桥接式放大器具有2V电源和接地。在该实施例中，放大器被改变为非连续模式以实现零交叉，但也可保持在连续模式下以实现零交叉。
得到的单端负载输出端信号看似输入信号的整流版本。然而，差分信号是干净的正弦曲线并且差分反馈去除了通常模式分量并确保了线性性。
当信号到达所应用的电源轨道时，D类放大器具有难处且有削减。本发明配置的电路可到达轨道并高效地超越。
传统的D类放大器需要两个电感器来对两个桥接输出进行滤波。此外，如果需要更高电压来阻止削减，通常需要第三电感器来将电源升压。根据本发明，可通过仅一个电感器来实现桥接输出波形并且该波形能够超越可用的电源电压。该新技术相比于传统方法的BOM益处在图12比图13中进行比较。
在图7中，S2、S8、S9和S4也可类似于图3中所进行的通过添加附加开关来共享附加放大器。通过共享不同的时钟阶段可同时打开一些输出，其它输出可独立地打开以工作在高效连续的模式下。
实施例3：具有以上耳机或用于AB类、G类或H类耳机的电源
轨道的共享的高效桥接式放大器
在移动电话中，很少同时使用(如果有的话)高功率放大器和耳机放大器。因此，电感器可用于所有目的(之前的实施例可共享电感器)。如果高功率放大器和耳机放大器均打开，则调制器稳定性会需要高功率扬声器放大器工作在不使用电感器的模式下，例如通过添加额外的AB类放大器。
许多新的移动电话正采用以下架构，其中耳机通过添加的正和负电源电压来加电。电感器也可用于产生这些轨道(类似于第一实施例但简单地输出固定的DC输出电压)。
实施例4：放电到两个负载端
放电到两个负载端也是可能的。该方式的实施例在图9中示出。跟随对图9的部件编号，多个开关包括：耦接于第一电感器端与地之间的第四开关、耦接于第一负载端与地之间的第五开关、耦接于第二电感器端与第二负载端之间的第七开关、耦接于第二电感器端与地之间的第八开关、耦接于第一电感器端与D.C.电源之间的第九开关、耦接于第一电感器端与第二负载端之间的第十开关、耦接于第一电感器端与第一负载端之间的第十一开关、耦接于第二电感器端与第一负载端之间的第十二开关、耦接于第一负载端与地之间的第一电容器、以及耦接于第二负载端与地之间的第二电容器。
在该实施方式中，调制器、量化器和反馈元件与之前实施例类似地运作。而且在该实施方式中，电感器L2通常在与使用开关S9和S8以及电源V13的相同方向上被充电。电感器L2然后使用开关S7和S12或使用开关S10和11横跨负载R20和电容器C13和C9放电。在对电感器电流放电可通过立即回到充电阶段来忽略后，其可通过断开所有开关来完全放电，或者其可通过闭合S4和S8来存储。R20的端子的常见模式可通过使用本领域技术人员已知的多个技术来控制，该信息在此处不展示。
该实施方式中的方法能够超越V13所提供的电压并且其还能够低于接地电压。使用该方法并通过类似于闭合S4和S8的技术存储剩余电流，实现了图10(示出了输入和输出)和图11(FFT)所示的结果。V13连接至0V并且提供5V输出，因此该输出波形超越所有轨道。
以下列出本发明与公知的现有技术之间的一些差异：
1.使用一个电感器用于不只一个目的，其中至少一个目的或用途是用于信号放大，其中当同时使用不只一个放大器时将输出电感器打开并持续循环的一部分以消除电感器记忆。
2.当一些负载断开时(实施例的简单延伸)时，在多个负载上共享不只一个电感器以实现资源共享。
3.两个负载端子共享一个电感器。
4.使用共享的或单个电感器放大器以产生超过电源电压的滤波的输出信号(VCC或GND)。
5.在有源于不同的信号输出级别的以下模式中的两个或更多个之间改变：
模式1-仅使用连接到负载的放电循环(充电从负载断开连接)；
模式2-使用连接到负载的充电和放电循环(D类模式)；
模式3-使用连接到负载和电源的放电循环。
6.针对不同的负载使用同一电感器在2+以上的模式之间切换。
7.对输出信号进行全波整流(或差不多如此)并在输出信号的不同部分使用2+以上的模式。
8.在电感器与负载之间放置开关并在负载的相对于固定电压(例如，-GND)的另一侧放置开关。
以上内容不试图对本发明进行限制，而仅是强调一些特征。能够进行改变并旨在包含这些变化。一些实施例是调制器和/或量化器设计的变型，在如何实施充电/放电以及用于实现电路的加工技术方面进行改变。在定位反馈信号、对电感器充电和放电循环进行定时等进行额外改变也是可能的。以上实施例在本质上旨在示例性的。而且，本文献中的大多数实施例是专用于音频的，但该类型的技术适用于诸如马达驱动器的多种不同形式的放大。
Claims (13)
1.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
多个可控的开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源；
调制器元件；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器元件；
第二反馈路径，从第二负载端到所述调制器元件；
其中，所述调制器元件操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；以及
其中，所述调制器元件对所述调制器元件的输入信号作出响应；以及
其中，所述调制器元件包括量化器。
2.如权利要求1所述的电路装置，其中，所述多个开关包括：
第二开关，耦接在第二电感器端与DC电源之间；
第三开关，耦接在所述第二负载端与地之间；
第四开关，耦接在第一电感器端与地之间；
第五开关，耦接在所述第一负载端与地之间；
第七开关，耦接在所述第二电感器端与所述第二负载端之间；
第八开关，耦接在所述第二电感器端与地之间；
第九开关，耦接在所述第一电感器端与所述DC电源之间；
第十开关，耦接在所述第一电感器端与所述第二负载端之间；
第十一开关，耦接在所述第一电感器端与所述第一负载端之间；
第十二开关，耦接在所述第二电感器端与所述第一负载端之间；
第一电容器，耦接在所述第一负载端与地之间；以及
第二电容器，耦接在所述第二负载端与地之间；
电路在所述电感器周围形成可重新配置的资源。
3.如权利要求1所述的电路装置，其中，所述电感器用于信号放大并且使用所述开关交替地耦接在多个负载端之间。
4.如权利要求1所述的电路装置，其中，所述电感器用于信号放大并且使用所述开关交替地耦接在多个负载之间。
5.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
多个可控的开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源；
调制器元件；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器元件；
第二反馈路径，从第二负载端到所述调制器元件；
其中，所述调制器元件操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；
其中，所述调制器元件对所述调制器元件的输入信号作出响应；以及
其中，所述电路装置是信号放大器，并且其中，在充电和放电循环期间，输出信号的水平超过电源电压。
6.如权利要求1所述的电路装置，其中，所述电路装置是具有两个负载端的整流桥接式放大器，所述电感器能够切换以在不失真的情况下驱动两个负载端中的每一个。
7.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
多个可控的开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源；
调制器元件；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器元件；
第二反馈路径，从第二负载端到所述调制器元件；
其中，所述调制器元件操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；以及
其中，所述调制器元件对所述调制器元件的输入信号作出响应；
其中，所述电路装置是具有两个负载端的整流桥接式放大器，所述电感器能够切换以在不失真的情况下驱动两个负载端中的每一个；以及
其中，所述电路装置在所述第二负载端耦接至地的同时接收来自所述第一负载端上的电感器的信号的一部分，以及在所述第一负载端连接至地的同时接收来自所述第二负载端上的电感器的信号的单独部分。
8.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
调制器；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器；
第二反馈路径，从所述第二负载端到所述调制器；
多个可控开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源；
其中，所述调制器装置操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；以及
其中，所述调制器对所述调制器的输入信号作出响应；
其中，所述多个开关包括：
第三开关，耦接在所述第二负载端与地之间；
第四开关，耦接在第一电感器端与地之间；
第五开关，耦接在所述第一负载端与地之间；
第七开关，耦接在第二电感器端与所述第二负载端之间；
第八开关，耦接在所述第二电感器端与地之间；
第九开关，耦接在所述第一电感器端与D.C.电源之间；
第十二开关，耦接在所述第二电感器端与所述第一负载端之间；
第一电容器，耦接在所述第一负载端与地之间；以及
第二电容器，耦接在所述第二负载端与地之间；
电路在所述电感器周围形成可重新配置的资源。
9.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
调制器；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器装置；
第二反馈路径，从所述第二负载端到所述调制器装置；
多个可控开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源；
其中，所述调制器操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；以及
其中，所述调制器对所述调制器的输入信号作出响应；
其中，所述多个开关包括：
第四开关，耦接在第一电感器端与地之间；
第七开关，耦接在第二电感器端与所述第二负载端之间；
第八开关，耦接在所述第二电感器端与地之间；
第九开关，耦接在所述第一电感器端与D.C.电源之间；
第十开关，耦接在所述第一电感器端与所述第二负载端之间；
第十一开关，耦接在所述第一电感器端与所述第一负载端之间；
第十二开关，耦接在所述第二电感器端与所述第一负载端之间；
第一电容器，耦接在所述第一负载端与地之间；以及
第二电容器，耦接在所述第二负载端与地之间；
电路在所述电感器周围形成可重新配置的资源。
10.如权利要求8所述的电路装置，还包括第二开关，所述第二开关耦接在所述第二电感器端与所述D.C.电源之间。
11.一种具有负载的电路装置，所述负载具有第一负载端和第二负载端，所述电路装置包括：
至少一个电感器；
多个可控的开关，耦接到所述电感器和所述负载，所述开关用于路由经过所述负载和所述电感器的路径，所述开关被配置为允许所述电感器具有多个电路功能，使得所述电感器在产生输出信号的同时作为共用的资源
调制器元件；
第一反馈路径，从所述第一负载端到所述调制器元件；
其中，所述调制器元件操作地耦接以控制所述多个开关的闭合和断开从而引导功率经过所述电感器并经过所述负载；以及
其中，所述调制器元件对所述调制器元件的输入信号作出响应；以及
其中，所述调制器元件包括量化器。
12.如权利要求11所述的电路装置，其中，所述电感器用于信号放大并且使用所述开关交替地耦接在多个负载端之间。
13.如权利要求11所述的电路装置，其中，所述电感器用于信号放大并且使用所述开关交替地耦接在多个负载之间。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201161541397P | 2011-09-30 | 2011-09-30 | |
| US61/541,397 | 2011-09-30 | ||
| US13/626,672 US8773196B2 (en) | 2011-09-30 | 2012-09-25 | Resource pooling amplifier |
| US13/626,672 | 2012-09-25 | ||
| PCT/US2012/057343 WO2013049212A1 (en) | 2011-09-30 | 2012-09-26 | Resource pooling amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103828231A CN103828231A (zh) | 2014-05-28 |
| CN103828231B true CN103828231B (zh) | 2016-02-17 |
Family
ID=47991997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201280047812.0A Active CN103828231B (zh) | 2011-09-30 | 2012-09-26 | 资源池放大器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US8773196B2 (zh) |
| EP (1) | EP2761743B1 (zh) |
| JP (2) | JP2014528666A (zh) |
| CN (1) | CN103828231B (zh) |
| WO (1) | WO2013049212A1 (zh) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8773196B2 (en) | 2011-09-30 | 2014-07-08 | Clevech Corporation | Resource pooling amplifier |
| EP3217544B1 (en) | 2014-02-04 | 2020-11-18 | Cirrus Logic, Inc. | Switch mode amplifier |
| GB2545337B (en) * | 2014-05-08 | 2021-04-14 | Cirrus Logic Inc | System with multiple signal loops and switched mode converter |
| US9628033B2 (en) * | 2014-10-29 | 2017-04-18 | Cirrus Logic, Inc. | Power stage with switched mode amplifier and linear amplifier |
| US10177657B2 (en) | 2015-04-16 | 2019-01-08 | Cirrus Logic, Inc. | Reconfigurable switched mode converter |
| CN105515376B (zh) * | 2015-12-31 | 2018-06-29 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法 |
| US9985587B2 (en) | 2016-01-18 | 2018-05-29 | Cirrus Logic, Inc. | Switched mode converter with variable common mode voltage buffer |
| US10090814B2 (en) | 2016-03-16 | 2018-10-02 | Cirrus Logic, Inc. | Removal of switching discontinuity in a hybrid switched mode amplifier |
| US9929664B2 (en) | 2016-03-16 | 2018-03-27 | Cirrus Logic, Inc. | Prevention of switching discontinuity in a hybrid switched mode amplifier |
| US10461709B2 (en) | 2016-12-29 | 2019-10-29 | Cirrus Logic, Inc. | Amplifier with auxiliary path for maximizing power supply rejection ratio |
| US11496096B2 (en) | 2019-05-29 | 2022-11-08 | Maxim Integrated Products, Inc. | Amplifier switching control systems and methods |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5847602A (en) * | 1997-03-03 | 1998-12-08 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for linearizing an efficient class D/E power amplifier using delta modulation |
| JP2003037478A (ja) * | 2001-07-25 | 2003-02-07 | Nec Yamagata Ltd | 帯域可変型ｒｃフィルタ |
| CN1738195A (zh) * | 2004-08-20 | 2006-02-22 | 松下电器产业株式会社 | 高频放大电路及使用该电路的移动通信终端 |
| WO2007125895A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Nec Corporation | 増幅回路 |
| CN101090257A (zh) * | 2006-06-16 | 2007-12-19 | 晨星半导体股份有限公司 | D类放大器电路 |
| WO2011017368A1 (en) * | 2009-08-03 | 2011-02-10 | Qualcomm Incorporated | Multi-stage impedance matching |
Family Cites Families (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6577194B2 (en) * | 2000-03-03 | 2003-06-10 | Tripath Technology, Inc. | Resonant gate drive technique for a digital power amplifier |
| US6166527A (en) * | 2000-03-27 | 2000-12-26 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency in a buck-boost switching regulator |
| US6518849B1 (en) * | 2000-04-17 | 2003-02-11 | Tripath Technology, Inc. | Dynamic delay compensation versus average switching frequency in a modulator loop and methods thereof |
| US6630899B2 (en) | 2000-07-20 | 2003-10-07 | Tripath Technology, Inc. | Scheme for maximizing efficiency of power amplifier under power backoff conditions |
| US7365661B2 (en) * | 2002-11-14 | 2008-04-29 | Fyre Storm, Inc. | Power converter circuitry and method |
| US6909266B2 (en) * | 2002-11-14 | 2005-06-21 | Fyre Storm, Inc. | Method of regulating an output voltage of a power converter by calculating a current value to be applied to an inductor during a time interval immediately following a voltage sensing time interval and varying a duty cycle of a switch during the time interval following the voltage sensing time interval |
| CN1792038B (zh) * | 2003-05-21 | 2010-06-16 | 模拟设备股份有限公司 | ∑-δ调制器和∑-δ调制方法 |
| GB2406008B (en) * | 2003-09-15 | 2008-04-02 | Wolfson Ltd | Class D amplifier |
| US7151406B2 (en) * | 2005-03-15 | 2006-12-19 | Texas Instruments Incorporated | Compensation of nonlinearity introduced by dead time in switching output stage |
| JP2007116262A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Taiyo Yuden Co Ltd | デジタルアンプ |
| US7612608B2 (en) | 2006-08-16 | 2009-11-03 | Intrinsix Corporation | Sigma-delta based Class D audio or servo amplifier with load noise shaping |
| GB2441358B (en) | 2006-08-31 | 2011-07-06 | Wolfson Microelectronics Plc | DC-DC converter circuits,and methods and apparatus including such circuits |
| EP2096752B1 (en) | 2008-02-28 | 2011-07-27 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Switched mode amplifier |
| US7948720B2 (en) | 2008-03-19 | 2011-05-24 | Qualcomm Incorporated | Voltage regulator with transient recovery circuit |
| US7952900B2 (en) * | 2008-04-16 | 2011-05-31 | Analog Devices, Inc. | H-bridge buck-boost converter |
| JP2009284413A (ja) | 2008-05-26 | 2009-12-03 | Flying Mole Corp | ディジタル電力増幅器 |
| US8049472B2 (en) * | 2008-07-29 | 2011-11-01 | Cosmic Circuits Private Limited | Single inductor multiple output switching devices |
| US7825726B2 (en) | 2008-10-30 | 2010-11-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Digital pulse width modulation for half bridge amplifiers |
| US7863979B2 (en) * | 2009-01-26 | 2011-01-04 | Skyworks Solutions, Inc. | High efficiency power amplifier having embedded switching |
| US8624429B2 (en) * | 2009-07-20 | 2014-01-07 | The Hong Kong University Of Science And Technology | Single-inductor-multiple-output regulator with auto-hopping control and the method of use |
| JP5343797B2 (ja) * | 2009-09-30 | 2013-11-13 | ヤマハ株式会社 | 増幅回路 |
| US8305246B2 (en) * | 2009-11-05 | 2012-11-06 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Amplifier with digital input and digital PWM control loop |
| WO2012020363A1 (en) * | 2010-08-13 | 2012-02-16 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switched-mode power supply apparatus and method |
| US8174333B1 (en) | 2011-01-04 | 2012-05-08 | Nxp B.V. | Power-efficient spectrum shaping for a magnetic link |
| US8410851B1 (en) | 2011-09-12 | 2013-04-02 | Wen-Hsiung Hsieh | Switching amplifier with an inductor |
| US8228118B1 (en) * | 2011-09-17 | 2012-07-24 | Wen-Hsiung Hsieh | Switching amplifier using capacitor for transmitting energy |
| US8773196B2 (en) | 2011-09-30 | 2014-07-08 | Clevech Corporation | Resource pooling amplifier |
| US8451057B2 (en) | 2011-11-02 | 2013-05-28 | Wen-Hsiung Hsieh | Switching amplifier using inductor current feedback |
-
2012
- 2012-09-25 US US13/626,672 patent/US8773196B2/en not_active Ceased
- 2012-09-26 JP JP2014533685A patent/JP2014528666A/ja active Pending
- 2012-09-26 EP EP12836883.4A patent/EP2761743B1/en not_active Not-in-force
- 2012-09-26 WO PCT/US2012/057343 patent/WO2013049212A1/en active Application Filing
- 2012-09-26 CN CN201280047812.0A patent/CN103828231B/zh active Active
-
2016
- 2016-01-25 US US15/005,609 patent/USRE47383E1/en active Active
- 2016-02-08 JP JP2016021669A patent/JP6421136B2/ja active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5847602A (en) * | 1997-03-03 | 1998-12-08 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for linearizing an efficient class D/E power amplifier using delta modulation |
| JP2003037478A (ja) * | 2001-07-25 | 2003-02-07 | Nec Yamagata Ltd | 帯域可変型ｒｃフィルタ |
| CN1738195A (zh) * | 2004-08-20 | 2006-02-22 | 松下电器产业株式会社 | 高频放大电路及使用该电路的移动通信终端 |
| WO2007125895A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Nec Corporation | 増幅回路 |
| CN101090257A (zh) * | 2006-06-16 | 2007-12-19 | 晨星半导体股份有限公司 | D类放大器电路 |
| WO2011017368A1 (en) * | 2009-08-03 | 2011-02-10 | Qualcomm Incorporated | Multi-stage impedance matching |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP2761743A4 (en) | 2015-06-24 |
| US20130082771A1 (en) | 2013-04-04 |
| US8773196B2 (en) | 2014-07-08 |
| JP2014528666A (ja) | 2014-10-27 |
| EP2761743A1 (en) | 2014-08-06 |
| CN103828231A (zh) | 2014-05-28 |
| JP6421136B2 (ja) | 2018-11-07 |
| USRE47383E1 (en) | 2019-05-07 |
| JP2016106487A (ja) | 2016-06-16 |
| WO2013049212A1 (en) | 2013-04-04 |
| EP2761743B1 (en) | 2018-07-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103828231B (zh) | 资源池放大器 | |
| EP2095494B1 (en) | Charge pump circuit and methods of operation thereof | |
| CN101558558B (zh) | 自动零电压开关模式控制器 | |
| US6914420B2 (en) | Power converter and method for power conversion | |
| JP6367337B2 (ja) | 単一の制御ループを有するマルチ出力昇圧レギュレータ | |
| US20080159567A1 (en) | Audio amplifier circuit and electronic apparatus including the same | |
| US20070075689A1 (en) | Dual buck-boost converter with single inductor | |
| CN109196775B (zh) | 开关放大器和功率转换器 | |
| US10284155B2 (en) | Multi-level class D audio power amplifiers | |
| CN103329431A (zh) | 使用多电平脉冲宽度调制的音频放大器 | |
| US10348112B2 (en) | Power management circuit | |
| US8519777B2 (en) | Triple mode charge-pump | |
| US11050349B2 (en) | Coupled-inductor power-supply controller for operating a power supply in a reduced-power-dissipation mode | |
| US8558617B2 (en) | Multilevel class-D amplifier | |
| CN102844982B (zh) | 单电源d类放大器 | |
| WO2003044932A2 (en) | Switched mode power amplifier | |
| CN103125067B (zh) | 优化的开关模式电源 | |
| US20160277020A1 (en) | System-on-chip with dc-dc converters | |
| US20230030111A1 (en) | Driver circuitry | |
| US11563377B2 (en) | Hybrid power converters | |
| US11381239B1 (en) | Driver circuitry | |
| US6744318B2 (en) | Digital power amplifier | |
| Assem et al. | Integrated Hybrid Switched-Capacitor Converters for Point of Load Power Delivery | |
| Castellanos | Integrated Hybrid Switched Converters: A Review | |
| Jin et al. | A 97.3%-Peak-Efficiency Always-Dual-Path Buck-Boost Converter with Single-Mode Operation and Fast Transient Responses |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: MAXIM INTEGRATED PRODUCTS INC. Free format text: FORMER OWNER: CLEVECH CORP. Effective date: 20150910 |
|
| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20150910 Address after: American California Applicant after: Maxim Integrated Products Inc. Address before: American California Applicant before: CLEVECH CORPORATION |
|
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |