CN103812375B - 一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，该系统包括基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号的a相桥臂离网运行控制支路、b相桥臂离网运行控制支路、c相桥臂离网运行控制支路和中点桥臂离网运行控制支路。本发明所述三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，可以克服现有技术中计算过程繁琐和控制效果差等缺陷，以实现计算过程简洁和控制效果好的优点。

Description

一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法

技术领域

本发明涉及太阳能光伏发电技术领域，具体地，涉及一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法。

背景技术

太阳能取之不尽、用之不竭，而随着工业化的不断进步，化石能源正逐步减少，因此如何更好地利用太阳能是摆在人们面前的重要课题。光伏发电作为太阳能利用的热点技术之一，受到各国政府的重视。光伏发电具有分布式特点，就地发电、就地使用是最经济的供电形式，因此微电网技术应运而生。它要求逆变电路需具有并网和离网运行能力，对于大功率离网运行逆变电路而言，大多采用三相逆变电路，三相系统负载时常存在不对称情况，因此如何控制三相负载电压的正弦度和对称度是难点。

三相四桥臂逆变电路是全桥合成式三相逆变电路的典型结构形式，其结构形式可简单等效为三个共用一个桥臂的单相全桥逆变器并联。它将三相输出电压中点通过中线电感连接到第四个桥臂的输出端，具有开关损耗小，可以接非线性及不平衡负载等优点。

但是，实现相间解耦是三相四桥臂逆变电路控制的关键，基于同步旋转坐标系的比例积分（PI）控制并不能完全消除输出电压的负序、零序分量；基于三相静止坐标系的比例谐振（PR）控制需要多个复杂的谐波谐振控制器叠加才能改善输出电压波形；对于三维空间电压矢量调制技术的控制方法，其开关矢量由原来的8个变为16个，控制计算较为繁琐；对于谐波注入的PWM调制方式，在非线性负载时控制效果不太理想。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在计算过程繁琐和控制效果差等缺陷。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，以实现计算过程简洁和控制效果好的优点。

本发明的第二目的在于，提出一种与以上所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统相匹配的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，包括基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号的a相桥臂离网运行控制支路、b相桥臂离网运行控制支路、c相桥臂离网运行控制支路和中点桥臂离网运行控制支路。

进一步地，所述a相桥臂离网运行控制支路，包括a相参考负载电压Uan*与a相负载电压检测信号Uan的第一误差比较器，基波准比例谐振控制器的输出信号、重复控制器的输出信号和第一纯比例控制器（a）的输出信号的叠加器，并联在第一误差比较器的输出端和叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器、重复控制器和第一纯比例控制器（a），a相参考滤波电容电流ica*与a相滤波电容电流检测信号ica的第二误差比较器，第二纯比例调节器（1）和比较器；

所述第二误差比较器的输出端与第二纯比例调节器（1）的输入端连接；第二纯比例调节器（1）的输出端与比较器的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器的反相输入端的输入信号，比较器的输出信号作为a相桥臂上功率开关管S1的驱动信号，比较器的输出信号经反相及死区时间处理后作为a相桥臂下功率开关管S2的驱动信号。

进一步地，所述b相桥臂离网运行控制支路，包括b相参考负载电压Ubn*与b相负载电压检测信号Ubn的第一误差比较器，基波准比例谐振控制器的输出信号、重复控制器的输出信号和第一纯比例控制器（b）的输出信号的叠加器，并联在第一误差比较器的输出端和叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器、重复控制器和第一纯比例控制器（b），b相参考滤波电容电流icb*与b相滤波电容电流检测信号icb的第二误差比较器，第二纯比例调节器（2）和比较器；

所述第二误差比较器（2）的输出端与第二纯比例调节器的输入端连接；第二纯比例调节器（2）的输出端与比较器的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器的反相输入端的输入信号，比较器的输出信号作为b相桥臂上功率开关管S3的驱动信号，比较器的输出信号经反相及死区时间处理后作为b相桥臂下功率开关管S4的驱动信号。

进一步地，所述c相桥臂离网运行控制支路，包括c相参考负载电压Ucn*与c相负载电压检测信号Ucn的第一误差比较器，基波准比例谐振控制器的输出信号、重复控制器的输出信号和第一纯比例控制器（c）的输出信号的叠加器，并联在第一误差比较器的输出端和叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器、重复控制器和第一纯比例控制器（c），c相参考滤波电容电流icc*与c相滤波电容电流检测信号icc的第二误差比较器，第二纯比例调节器（3）和比较器；

所述第二误差比较器的输出端与第二纯比例调节器（3）的输入端连接；第二纯比例调节器（3）的输出端与比较器的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器的反相输入端的输入信号，比较器的输出信号作为c相桥臂上功率开关管S5的驱动信号，比较器的输出信号经反相及死区时间处理后作为c相桥臂下功率开关管S6的驱动信号。

进一步地，所述中点桥臂离网运行控制支路，包括比较器；

参考值0作为所述比较器的同相输入端的输入信号，双极性三角载波信号作为所述比较器的反相输入端的输入信号，所述比较器的输出信号作为中点桥臂上功率开关管S7的驱动信号，比较器的输出信号经反相及死区时间处理后作为c相桥臂下功率开关管S8的驱动信号。

进一步地，所述基波准比例谐振控制器只进行基波频率的电压波形控制，其数字化控制器传递函数如式（1），采用双线性变换法进行离散化，它的差分方程如式（2），利用式（2）进行数字化编程来实现电压波形控制：

$G\left(z\right)=G\left(s\right){|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{2K_i{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{{\mathrm{\β}}_0-{\mathrm{\β}}_1{z}^{-2}}{{\mathrm{\α}}_2{z}^{-2}+{\mathrm{\α}}_1{z}^{-1}+{\mathrm{\α}}_0}---\left(1\right);$

式（1）中，增益系数K_i取值范围为1～100；基频角频率ω₀=2*3.14*50=314；截止频率ω_c取值范围一般为5～15rad/s；采样周期T，大功率场合T的取值范围一般为0.4ms～0.2ms，中小功率场合T的取值范围一般为0.1ms～0.02ms；

β₀=β₁=4K_iω_cT，α₀=4+4ω_cT+ω₀ ²T²，α₁=2ω₀ ²T²-8，α₂=4-4ω_cT+ω_o ²T²；

$y\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_0}[{\mathrm{\β}}_{0}e\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e(n-2)-{\mathrm{\α}}_{1}y(n-1)-{\mathrm{\α}}_{2}y(n-2)]---\left(2\right);$

式中，y(n)、y(n-1)、y(n-2)分别为基波准比例谐振控制器的第n次、n-1次、n-2次输出；e(n)、e(n-2)分别表示第n次、n-2次的某相（a相、b相或c相）参考负载电压与该相负载电压检测信号的误差；n为自然数；

和/或，

所述重复控制器对电源基频电压进行整形以及对高次谐波电压进行抑制，它的离散化传递函数如式（3），它的差分方程为式（4）：

$G\left(z\right)=\frac{u\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{1}{1-x{z}^{-N}}---\left(3\right);$

u(k)=e(k)+xu(k-N)（4）；

式中，x为低通滤波器系数，取值范围为0.5～1.0；N为一个电源工频周期内的采样次数，即N=T0/T，T0为电源工频周期，在我国T0为20ms；

和/或，

a相的第一纯比例控制器（a）、b相的第一纯比例控制器（b）和c相的第一纯比例控制器（c）为相同的比例控制器，它的离散化方程如式（5）：式中，K_p为比例系数，取值范围为1～100：

w(n)=K_pe(n)（5）；

a相的第二纯比例控制器（1）、b相的纯比例控制器（2）和c相的纯比例控制器（3）为相同的比例控制器，它的离散化方程也如式（5）；式中，K_p的取值范围为0.1～50。

同时，本发明采用的另一技术方案是：一种与以上所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统相匹配的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法，包括：

基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号，分别对a相桥臂、b相桥臂、c相桥臂和中点桥臂进行离网运行控制。

进一步地，所述对a相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

a相参考负载电压Uan*与a相负载电压检测信号Uan的误差，作为准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（a）的公共输入信号；

将准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（a）三者的输出信号叠加，作为a相参考滤波电容电流ica*；ica*与a相滤波电容电流检测信号ica的误差，作为第二纯比例控制（1）的输入信号；

第二纯比例控制（1）的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器进行比较，得出a相桥臂上功率开关管S1的驱动信号；对a相桥臂上功率开关管S1驱动信号进行反相及死区时间处理，得到a相桥臂下功率开关管S2的驱动信号。

进一步地，所述对b相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

b相参考负载电压Ubn*与b相负载电压检测信号Ubn的误差，作为准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（b）的公共输入信号；

将准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（b）三者的输出信号叠加，作为a相参考滤波电容电流icb*；icb*与b相滤波电容电流检测信号icb的误差，作为第二纯比例控制（2）的输入信号；

第二纯比例控制（2）的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器进行比较，得出b相桥臂上功率开关管S3的驱动信号；对b相桥臂上功率开关管S3驱动信号进行反相及死区时间处理，得到b相桥臂下功率开关管S4的驱动信号。

进一步地，所述对c相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

c相参考负载电压Ucn*与c相负载电压检测信号Ucn的误差，作为准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（c）的公共输入信号；

将准比例谐振控制、重复控制和第一纯比例控制（c）三者的输出信号叠加，作为a相参考滤波电容电流icc*；icc*与c相滤波电容电流检测信号icc的误差，作为第二纯比例控制（3）的输入信号；

第二纯比例控制（3）的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器进行比较，得出c相桥臂上功率开关管S5的驱动信号；对c相桥臂上功率开关管S5驱动信号进行反相及死区时间处理，得到c相桥臂下功率开关管S6的驱动信号；

以及，

所述基波准比例谐振控制只进行基波频率的电压波形控制，其数字化控制器传递函数如式（1），采用双线性变换法进行离散化，它的差分方程如式（2），利用式（2）进行数字化编程来实现电压波形控制：

$G\left(z\right)=G\left(s\right){|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{2K_i{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{{\mathrm{\β}}_0-{\mathrm{\β}}_1{z}^{-2}}{{\mathrm{\α}}_2{z}^{-2}+{\mathrm{\α}}_1{z}^{-1}+{\mathrm{\α}}_0}---\left(1\right);$

式（1）中，增益系数K_i取值范围为1～100；基频角频率ω₀=2*3.14*50=314；截止频率ω_c取值范围一般为5～15rad/s；采样周期T，大功率场合T的取值范围一般为0.4ms～0.2ms，中小功率场合T的取值范围一般为0.1ms～0.02ms；

β₀=β₁=4K_iω_cT，α₀=4+4ω_cT+ω₀ ²T²，α₁=2ω₀ ²T²-8，α₂=4-4ω_cT+ω_o ²T²；

$y\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_0}[{\mathrm{\β}}_{0}e\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e(n-2)-{\mathrm{\α}}_{1}y(n-1)-{\mathrm{\α}}_{2}y(n-2)]---\left(2\right);$

式中，y(n)、y(n-1)、y(n-2)分别为基波准比例谐振控制器的第n次、n-1次、n-2次输出；e(n)、e(n-2)分别表示第n次、n-2次的某相（a相、b相或c相）参考负载电压与该相负载电压检测信号的误差；n为自然数；

和/或，

所述重复控制对电源基频电压进行整形以及对高次谐波电压进行抑制，它的离散化传递函数如式（3），它的差分方程为式（4）：

$G\left(z\right)=\frac{u\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{1}{1-x{z}^{-N}}---\left(3\right);$

u(k)=e(k)+xu(k-N)（4）；

式中，x为低通滤波器系数，取值范围为0.5～1.0；N为一个电源工频周期内的采样次数，即N=T0/T，T0为电源工频周期，在我国T0为20ms；

和/或，

a相的第一纯比例控制（a）、b相的第一纯比例控制（b）和c相的第一纯比例控制（c）为相同的比例控制器，它的离散化方程如式（5）：式中，K_p为比例系数，取值范围为1～100：

w(n)=K_pe(n)（5）；

a相的第二纯比例控制（1）、b相的纯比例控制（2）和c相的纯比例控制（3）为相同的比例控制器，它的离散化方程也如式（5）；式中，K_p的取值范围为0.1～50。

本发明各实施例的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，由于该系统包括基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号的a相桥臂离网运行控制支路、b相桥臂离网运行控制支路、c相桥臂离网运行控制支路和中点桥臂离网运行控制支路；可以采用输出电压外环、滤波电容电流内环的控制架构，综合利用准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制来实现输出电压的波形控制；从而可以克服现有技术中计算过程繁琐和控制效果差的缺陷，以实现计算过程简洁和控制效果好的优点。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1为本发明三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法中三相四桥臂逆变电路的工作原理示意图；

图2为本发明三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法中a、b、c三个桥臂控制框图和中点桥臂控制框图。

图1中符号：

E表示直流电源；S1、S2表示a相桥臂上、下功率开关管；a1表示a相桥臂输出；S3、S4表示b相桥臂上、下功率开关管；b1表示b相桥臂输出；S5、S6表示c相桥臂上、下功率开关管；c1表示c相桥臂输出；S7、S8表示中点桥臂上、下功率开关管；o表示中点桥臂输出；La、Lb、Lc、Ln表示a相、b相、c相、中线滤波电感；Ca、Cb、Cc表示a相、b相、c相滤波电容；n表示负载中点；Uan、Ubn、Ucn表示a相、b相、c相负载电压检测信号；ica、icb、icc表示a相、b相、c相滤波电容电流检测信号；Ra、Rb、Rc表示a相、b相、c相负载。

图2中符号：

Uan*、Ubn*、Ucn*表示a相、b相、c相参考负载电压；ica*、icb*、icc*表示a相、b相、c相参考滤波电容电流。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

针对现有技术中存在的问题，如图1和图2所示，根据本发明实施例，提供了一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，采用输出电压外环、滤波电容电流内环的控制架构，综合利用准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制来实现输出电压的波形控制。

本实施例的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，是由三个相位互差120°的单相逆变控制算法有机组成三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，每个单相逆变控制算法采用输出电压外环、滤波电容电流内环的控制结构，输出电压外环采用准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制的复合控制，滤波电容电流内环采用纯比例控制，针对线性和非线性负载，都可以实现较高的输出电压波形质量。

图1是三相四桥臂逆变电路示意图。如图1所示，三相四桥臂逆变电路包括直流电源E，并联在直流电源E的正极和负极之间的a相桥臂、b相桥臂、c相桥臂和中点桥臂，串联在a相桥臂上的上、下功率开关管S1、S2，串联在b相桥臂上的上、下功率开关管S3、S4，串联在c相桥臂上的上、下功率开关管S5、S6，串联在中点桥臂上的上、下功率开关管S7、S8，a相桥臂上的输出端a1（即上、下功率开关管S1、S2之间的公共端）经a相滤波电感La连接至a相负载Ra的第一连接端，b相桥臂上的输出端b1（即上、下功率开关管S3、S4之间的公共端）经b相滤波电感Lb连接至b相负载Rb的第一连接端，c相桥臂上的输出端c1（即上、下功率开关管S5、S6之间的公共端）经c相滤波电感Lc连接至c相负载Rc的第一连接端，中点桥臂上的输出端o（即上、下功率开关管S7、S8之间的公共端）经中点滤波电感Ln分别连接至a相负载Ra的第二连接端、b相负载Rb的第二连接端和c相负载Rc的第二连接端。a相滤波电容Ca连接在a相滤波电感La和a相负载Ra的公共端与中点滤波电感Ln与a相负载Ra的第二连接端的公共端之间，b相滤波电容Cb连接在b相滤波电感Lb和b相负载Rb的公共端与中点滤波电感Ln与a相负载Ra的第二连接端的公共端之间，c相滤波电容Cc连接在c相滤波电感Lc和c相负载Rc的公共端与中点滤波电感Ln与a相负载Ra的第二连接端的公共端之间。

图2是a、b、c三个桥臂控制框图和中点桥臂控制框图。对于a相桥臂而言，a相参考负载电压Uan*=220*1.414sin（ω_t）与a相负载电压检测信号Uan的误差作为准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制a的公共输入信号，将准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制a三者的输出信号叠加作为a相参考滤波电容电流ica*，ica*与a相滤波电容电流检测信号ica的误差作为纯比例控制1的输入信号，纯比例控制1的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器1进行比较，得出a相桥臂上功率开关管S1的驱动信号。对S1驱动信号进行反相及死区时间处理，得到a相桥臂下功率开关管S2的驱动信号。

对于b相桥臂而言，b相参考负载电压Ubn*=220*1.414sin（ω_t-120°）与b相负载电压检测信号Ubn的误差作为准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制b的公共输入信号，将准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制b三者的输出信号叠加作为b相参考滤波电容电流icb*，icb*与b相滤波电容电流检测信号icb的误差作为纯比例控制2的输入信号，纯比例控制2的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器2进行比较，得出b相桥臂上功率开关管S3的驱动信号。对S3驱动信号进行反相及死区时间处理，得到b相桥臂下功率开关管S4的驱动信号。

对于c相桥臂而言，c相参考负载电压Ucn*=220*1.414sin（ω_t-240°）与c相负载电压检测信号Ucn的误差作为准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制c的公共输入信号，将准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制c三者的输出信号叠加作为c相参考滤波电容电流icc*，icc*与c相滤波电容电流检测信号icc的误差作为纯比例控制3的输入信号，纯比例控制3的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器3进行比较，得出c相桥臂上功率开关管S5的驱动信号。对S5驱动信号进行反相及死区时间处理，得到c相桥臂下功率开关管S6的驱动信号。

对于中点桥臂而言，参考值0与双极性三角载波信号通过比较器4进行比较，得出中点桥臂上功率开关管S7的驱动信号。对S7驱动信号进行反相及死区时间处理，得到中点桥臂下功率开关管S8的驱动信号。

其中，准比例谐振控制只进行基波频率的电压波形控制，其数字化控制器传递函数如式（1），采用双线性变换法进行离散化，它的差分方程如式（2），利用式（2）进行数字化编程来实现电压波形控制。

$G\left(z\right)=G\left(s\right){|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{2K_i{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{{\mathrm{\β}}_0-{\mathrm{\β}}_1{z}^{-2}}{{\mathrm{\α}}_2{z}^{-2}+{\mathrm{\α}}_1{z}^{-1}+{\mathrm{\α}}_0}---\left(1\right);$

式（1）中，增益系数K_i取值范围一般为1～100，通常取K_i=20；基频角频率ω₀=2*3.14*50=314；截止频率ω_c取值范围一般为5～15rad/s，通常取ω_c=10；采样周期T，大功率场合T的取值范围一般为0.4ms～0.2ms，中小功率场合T的取值范围一般为0.1ms～0.02ms，本实施例取T=0.3ms；β₀=β₁=4K_iω_cT，α₀=4+4ω_cT+ω₀ ²T²，α₁=2ω₀ ²T²-8，α₂=4-4ω_cT+ω_o ²T²。

$y\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_0}[{\mathrm{\β}}_{0}e\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e(n-2)-{\mathrm{\α}}_{1}y(n-1)-{\mathrm{\α}}_{2}y(n-2)]---\left(2\right);$

式中，y(n)、y(n-1)、y(n-2)分别为准比例谐振控制器的第n次、n-1次、n-2次输出；e(n)、e(n-2)分别表示第n次、n-2次的某相（a相、b相或c相）参考负载电压与该相负载电压检测信号的误差。

重复控制对电源基频电压进行整形以及对高次谐波电压进行抑制，它的离散化传递函数如式（3），它的差分方程为式（4）。

$G\left(z\right)=\frac{u\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{1}{1-x{z}^{-N}}---\left(3\right);$

u(k)=e(k)+xu(k-N)（4）；

式中，x为低通滤波器系数，一般取值范围为0.5～1.0，通常取0.95；N为一个电源工频周期内的采样次数，即N=T0/T，T0为电源工频周期，在我国T0为20ms。

纯比例控制a、纯比例控制b、纯比例控制c为相同的比例控制器，它的离散化方程如式（5）。式中，K_p为比例系数，一般取值范围为1～100，通常取10。

w(n)=K_pe(n)（5）；

纯比例控制1、纯比例控制2、纯比例控制3为相同的比例控制器，它的离散化方程也如式（5）；式中，K_p的取值范围一般为0.1～50，通常取5。

本发明上述各实施例的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，针对三相四桥臂逆变电路结构，采用相对独立的单相逆变控制算法有利于实现三相不平衡负载的高质量电压波形控制，也有利于实现非线性负载条件下的输出电压正弦度控制和谐波抑制。

综上所述，本发明上述各实施例的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，在三相四桥臂逆变电路结构基础上，采用准比例谐振控制、重复控制和纯比例控制相结合的输出电压外环复合控制，可以保证输出电压波形具有较高的正弦度，采用滤波电容电流内环纯比例控制，可以实现非线性负载条件下的输出电压波形质量。该三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统及方法，非常适用于线性负载和非线性负载，也适用于三相负载平衡和不平衡系统，具有良好的实用价值和应用前景。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，其特征在于，包括基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号的a相桥臂离网运行控制支路、b相桥臂离网运行控制支路、c相桥臂离网运行控制支路和中点桥臂离网运行控制支路；

所述a相桥臂离网运行控制支路，包括a相参考负载电压Uan*与a相负载电压检测信号Uan的a相第一误差比较器，基波准比例谐振控制器a的输出信号、重复控制器a的输出信号和a相第一纯比例控制器(a)的输出信号的a相叠加器，并联在a相第一误差比较器的输出端和a相叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器a、重复控制器a和a相第一纯比例控制器(a)，a相参考滤波电容电流ica*与a相滤波电容电流检测信号ica的a相第二误差比较器，a相第二纯比例控制器(1)和比较器1；

所述a相第二误差比较器的输出端与a相第二纯比例控制器(1)的输入端连接；a相第二纯比例控制器(1)的输出端与比较器1的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器1的反相输入端的输入信号，比较器1的输出信号作为a相桥臂上功率开关管S1的驱动信号，比较器1的输出信号经反相及死区时间处理后作为a相桥臂下功率开关管S2的驱动信号；

所述b相桥臂离网运行控制支路，包括b相参考负载电压Ubn*与b相负载电压检测信号Ubn的b相第一误差比较器，基波准比例谐振控制器b的输出信号、重复控制器b的输出信号和b相第一纯比例控制器(b)的输出信号的b相叠加器，并联在b相第一误差比较器的输出端和b相叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器b、重复控制器b和b相第二纯比例控制器(b)，b相参考滤波电容电流icb*与b相滤波电容电流检测信号icb的b相第二误差比较器，b相第二纯比例控制器(2)和比较器2；

所述b相第二误差比较器(2)的输出端与b相第二纯比例控制器的输入端连接；b相第二纯比例控制器(2)的输出端与比较器2的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器2的反相输入端的输入信号，比较器2的输出信号作为b相桥臂上功率开关管S3的驱动信号，比较器2的输出信号经反相及死区时间处理后作为b相桥臂下功率开关管S4的驱动信号；

所述c相桥臂离网运行控制支路，包括c相参考负载电压Ucn*与c相负载电压检测信号Ucn的c相第一误差比较器，基波准比例谐振控制器c的输出信号、重复控制器c的输出信号和c相第一纯比例控制器(c)的输出信号的c相叠加器，并联在c相第一误差比较器的输出端和c相叠加器的输入端之间的基波准比例谐振控制器c、重复控制器c和c相第一纯比例控制器(c)，c相参考滤波电容电流icc*与c相滤波电容电流检测信号icc的c相第二误差比较器，c相第二纯比例控制器(3)和比较器3；

所述c相第二误差比较器的输出端与c相第二纯比例控制器(3)的输入端连接；c相第二纯比例控制器(3)的输出端与比较器3的同相输入端连接，双极性三角载波信号作为比较器3的反相输入端的输入信号，比较器3的输出信号作为c相桥臂上功率开关管S5的驱动信号，比较器3的输出信号经反相及死区时间处理后作为c相桥臂下功率开关管S6的驱动信号；

所述中点桥臂离网运行控制支路，包括比较器4；

参考值0作为所述比较器4的同相输入端的输入信号，双极性三角载波信号作为所述比较器4的反相输入端的输入信号，所述比较器4的输出信号作为中点桥臂上功率开关管S7的驱动信号，比较器4的输出信号经反相及死区时间处理后作为中点桥臂下功率开关管S8的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，其特征在于，所述基波准比例谐振控制器只进行基波频率的电压波形控制，其数字化控制器传递函数如式(1)，采用双线性变换法进行离散化，它的差分方程如式(2)，利用式(2)进行数字化编程来实现电压波形控制：

$G\left(z\right)=G\left(s\right){|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{2K_i{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{|}_{s=\frac{2}{T}\frac{z-1}{z+1}}=\frac{{\mathrm{\β}}_0-{\mathrm{\β}}_1{z}^{-2}}{{\mathrm{\α}}_2{z}^{-2}+{\mathrm{\α}}_1{z}^{-1}+{\mathrm{\α}}_0}---\left(1\right);$

式(1)中，增益系数K_i取值范围为1～100；基频角频率ω₀＝2*3.14*50＝314；截止频率ω_c取值范围为5～15rad/s；采样周期T，大功率场合T的取值范围为0.2ms～0.4ms，中小功率场合T的取值范围为0.02ms～0.1ms；

β₀＝β₁＝4K_iω_cT，α₀＝4+4ω_cT+ω₀ ²T²，α₁＝2ω₀ ²T²-8，α₂＝4-4ω_cT+ω_o ²T²；

$y\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_0}\[{\mathrm{\β}}_{0}e\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e(n-2)-{\mathrm{\α}}_{1}y(n-1)-{\mathrm{\α}}_{2}y(n-2)\]---\left(2\right);$

式中，y(n)、y(n-1)、y(n-2)分别为基波准比例谐振控制器的第n次、n-1次、n-2次输出；e(n)、e(n-2)分别表示第n次、n-2次的a相、b相或c相参考负载电压与该相负载电压检测信号的误差；n为大于2的正整数。

3.根据权利要求1或2所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，其特征在于，所述重复控制器对电源基频电压进行整形以及对高次谐波电压进行抑制，它的离散化传递函数如式(3)，它的差分方程为式(4)：

$G\left(z\right)=\frac{u\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{1}{1-{\mathrm{xz}}^{-N}}---\left(3\right);$

u(k)＝e(k)+xu(k-N)(4)；

式中，x为低通滤波器系数，取值范围为0.5～1.0；N为一个电源工频周期内的采样次数，即N＝T0/T，T0为电源工频周期，在我国T0为20ms。

4.根据权利要求1或2所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统，其特征在于，a相的第一纯比例控制器(a)、b相的第一纯比例控制器(b)和c相的第一纯比例控制器(c)为相同的比例控制器，它的离散化方程如式(5)：式中，K_p为比例系数，取值范围为1～100：

w(n)＝K_pe(n)(5)；

a相的第二纯比例控制器(a)、b相的第二纯比例控制器(b)和c相的第二纯比例控制器(c)为相同的比例控制器，它的离散化方程也如式(5)；式中，K_p的取值范围为0.1～50。

5.一种与权利要求1-4中任一项所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制系统相匹配的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法，其特征在于，包括：

基于三相四桥臂逆变电路、且采用双极性三角载波信号作为公共输入信号，分别对a相桥臂、b相桥臂、c相桥臂和中点桥臂进行离网运行控制；

所述对a相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

a相参考负载电压Uan*与a相负载电压检测信号Uan的误差，作为a相准比例谐振控制、a相重复控制和a相第一纯比例控制(a)的公共输入信号；

将a相准比例谐振控制、a相重复控制和a相第一纯比例控制(a)三者的输出信号叠加，作为a相参考滤波电容电流ica*；ica*与a相滤波电容电流检测信号ica的误差，作为a相第二纯比例控制(1)的输入信号；

a相第二纯比例控制(1)的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器1进行比较，得出a相桥臂上功率开关管S1的驱动信号；对a相桥臂上功率开关管S1驱动信号进行反相及死区时间处理，得到a相桥臂下功率开关管S2的驱动信号；

所述对b相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

b相参考负载电压Ubn*与b相负载电压检测信号Ubn的误差，作为b相准比例谐振控制、b相重复控制和b相第一纯比例控制(b)的公共输入信号；

将b相准比例谐振控制、b相重复控制和b相第一纯比例控制(b)三者的输出信号叠加，作为b相参考滤波电容电流icb*；icb*与b相滤波电容电流检测信号icb的误差，作为b相第二纯比例控制(2)的输入信号；

b相第二纯比例控制(2)的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器2进行比较，得出b相桥臂上功率开关管S3的驱动信号；对b相桥臂上功率开关管S3驱动信号进行反相及死区时间处理，得到b相桥臂下功率开关管S4的驱动信号；

所述对c相桥臂进行离网运行控制的操作，具体包括：

c相参考负载电压Ucn*与c相负载电压检测信号Ucn的误差，作为c相准比例谐振控制、c相重复控制和c相第一纯比例控制(c)的公共输入信号；

将c相准比例谐振控制、c相重复控制和c相第一纯比例控制(c)三者的输出信号叠加，作为c相参考滤波电容电流icc*；icc*与c相滤波电容电流检测信号icc的误差，作为c相第二纯比例控制(3)的输入信号；

c相第二纯比例控制(3)的输出信号与双极性三角载波信号通过比较器3进行比较，得出c相桥臂上功率开关管S5的驱动信号；对c相桥臂上功率开关管S5驱动信号进行反相及死区时间处理，得到c相桥臂下功率开关管S6的驱动信号。

6.根据权利要求5所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法，其特征在于，所述基波准比例谐振控制只进行基波频率的电压波形控制，其数字化控制器传递函数如式(1)，采用双线性变换法进行离散化，它的差分方程如式(2)，利用式(2)进行数字化编程来实现电压波形控制：

$G\left(z\right)=G\left(s\right){|}_{s=\frac{2z-1}{Tz+1}}=\frac{2K_i{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}{|}_{s=\frac{2z-1}{Tz+1}}=\frac{{\mathrm{\β}}_0-{\mathrm{\β}}_1{z}^{-2}}{{\mathrm{\α}}_2{z}^{-2}+{\mathrm{\α}}_1{z}^{-1}+{\mathrm{\α}}_0}---\left(1\right);$

式(1)中，增益系数K_i取值范围为1～100；基频角频率ω₀＝2*3.14*50＝314；截止频率ω_c取值范围为5～15rad/s；采样周期T，大功率场合T的取值范围为0.2ms～0.4ms，中小功率场合T的取值范围为0.02ms～0.1ms；

β₀＝β₁＝4K_iω_cT，α₀＝4+4ω_cT+ω₀ ²T²，α₁＝2ω₀ ²T²-8，α₂＝4-4ω_cT+ω_o ²T²；

$y\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_0}\[{\mathrm{\β}}_{0}e\left(n\right)-{\mathrm{\β}}_{1}e(n-2)-{\mathrm{\α}}_{1}y(n-1)-{\mathrm{\α}}_{2}y(n-2)\]---\left(2\right);$

式中，y(n)、y(n-1)、y(n-2)分别为基波准比例谐振控制器的第n次、n-1次、n-2次输出；e(n)、e(n-2)分别表示第n次、n-2次的a相、b相或c相参考负载电压与该相负载电压检测信号的误差；n为大于2的正整数。

7.根据权利要求5或6所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法，其特征在于，

所述重复控制对电源基频电压进行整形以及对高次谐波电压进行抑制，它的离散化传递函数如式(3)，它的差分方程为式(4)：

$G\left(z\right)=\frac{u\left(z\right)}{e\left(z\right)}=\frac{1}{1-{\mathrm{xz}}^{-N}}---\left(3\right);$

u(k)＝e(k)+xu(k-N)(4)；

式中，x为低通滤波器系数，取值范围为0.5～1.0；N为一个电源工频周期内的采样次数，即N＝T0/T，T0为电源工频周期，在我国T0为20ms。

8.根据权利要求5或6所述的三相四桥臂逆变电路离网运行控制方法，其特征在于，

a相的第一纯比例控制(a)、b相的第一纯比例控制(b)和c相的第一纯比例控制(c)采用相同的比例控制器，它的离散化方程如式(5)：式中，K_p为比例系数，取值范围为1～100：

w(n)＝K_pe(n)(5)；

a相的第二纯比例控制(1)、b相的第二纯比例控制(2)和c相的第二纯比例控制(3)采用相同的比例控制器，它的离散化方程也如式(5)；式中，K_p的取值范围为0.1～50。