CN103795247A

CN103795247A - 一种双极性电压调节电路

Info

Publication number: CN103795247A
Application number: CN201310617030.2A
Authority: CN
Inventors: 不公告发明人
Original assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2013-11-27
Filing date: 2013-11-27
Publication date: 2014-05-14

Abstract

一种双极性电压调节电路，是一种既能够调节正电压也能够对负电压进行调节的电路。本发明的双极性电压调节器需要在一个单极性调节器上添加一个额外的引脚以便提供双极性调控。本发明采用单一误差放大器，一个负反馈网络和过冲恢复电路来提供双极性调节。本发明中的负反馈网络的特点是调节器电路使用相同误差放大器（即只有一个误差放大器）来调节正负输入电压。在负调控过程中，负反馈网络对误差放大器的输入信号有积极影响，但是在正调控过程中基本是禁用的。因此，正负电压调控通过使用单一的误差放大器实现并且保持其原有其他功能（例如振荡器的频率漂移、过冲的改进和环路频率补偿）。

Description

一种双极性电压调节电路

技术领域：

本发明涉及一个能够提供高速开关的电路。特别的是，本发明能够提供一个高速、双极性开关调节器。本发明的开关频率达到兆赫兹，与以前低速开关调节器相比，本发明更加优越。

背景技术：

因为对于用电池供电的便携式计算机的需求上升，所以对直流转直流的功率变换效率要求也在提高。电池寿命在便携式系统内也是至关重要的。其他需要考虑的因素有空间大小、重量和成本。

开关调节器在便携式系统中一直被认为是转换电池电压效率最高的方法。然而，以前提供的双极型集成电路调节器开关工作在一个较低的频率（例如100千赫）。这些低频率，在使电路能够在合理效率上运行需要使用很大的外部电感等元件组成开关调节器。以前提供的高速、双极型开关调节器使用较小的外部元件，这导致了调节器效率问题从而消耗了太多电池能量。

鉴于上述情况，最好是能够提供一种改良的集成电路，使得双极性开关调节器能够在高频率下工作并能减少调节器空间大小和重量以及外部电感等元件的成本。该集成电路也需要有高效率以延长便携式系统中电池的寿命。

发明内容：

鉴于上述情况，最好是能够提供一种改良的集成电路，使得双极性开关调节器能够在高频率下工作并能减少调节器空间大小和重量以及外部电感等元件的成本。

本发明的一个目的是提供一个这样的具有高效率的能够延长便携式系统中电池寿命的集成电路。

本发明的其他一些目的是改进集成电路和双极性开关调节器电路。该电路可以工作在兆赫兹范围内并且与工作在低频率的开关调节器相比效率更高。该电路提供三个开关驱动电流，一号（公称的）连续电流，保持低或为零以节省能量。二号（提高）电流在开关从关闭到开启的过渡过程中被提供以便提高开关元件的开启速度。三号（驱动）电流在开关已经被打开并保持在理想的饱和点时被提供。为了节省能量，驱动和提高电流变化为开关负载上的一个器件。在开关从开启到关闭的过程中，附加电路短暂地提高开关的放电电流以便提高开关的关闭速度，进而更加高效节能。

本发明的技术解决方案：

本发明进一步增加了在通过使驱动电流先于开关的开启时开关的过渡速度（所以当开关打开时，其驱动电流已经加大了）。附加电路通过本发明调节双极性输出（正或负）的调节器工作来提供，该调节器使用一个共同的误差放大器（减少元件数量和电路的复杂性）。该电路还提供了一种多功能节点，该节点可用于关闭调节器或同步调节器。该电路进一步改善了输出从过冲的恢复。最后，一个改进的夹钳可以防止开关在饱和状态下工作太久（这将会降低开关速度进而降低效率），与以前的设计相比较本发明具有更强的稳定抗饱和循环。

对比专利文献：CN202818112U数字可调双极性高压电源201220509406.9

附图说明：

采用图形对发明进行详细描述，本项发明相对于其他发明的目的和特性会更加显而易见。

图1是依据本发明原则的电流模式开关调节器的原理框图。

图2是依照本发明原则的一个集成电路开关调节器的示意图。

图3是一个依据现有技术能够在开关关闭期间减少驱动电流的电路简化示意图。

图4是一个用来显示图2中电路的驱动电流和时间的函数关系的图形。

图5是一个图2中用于产生定时信号的振荡器模型的示意图。

图6是一个用于产生图2中控制信号的逻辑电路的示意图。

图7是一个关于图5中提及的振荡器的输出图形。

图8是一个用于关闭图2中电路的关机电路示意图。

图9是一个关于图1中的误差放大器和负反馈网络的示意图。

图10是一个说明关于图5和图8中同步功能和关断功能之间关系的图形。

图11是显示图2中晶体管254、256、114的集电极上对应时间的电压。

图12是图2中开关集电极对应于时间的电压值和开关钳的稳定性的图形。

图13是所使用的电路元件参数值。

具体实施方式：

图1是依据本发明原则的电流模式开关调节器的原理框图。虽然本发明的原则被描述为一种电流模式调节器，但是本发明同样适用于其他调节电路。开关调节器100可能包含一个低压差调节器102，一个平衡振荡器104，一个关机延迟复位电路505，一个平衡参考电压106，一个误差放大器108，一个电流放大器110，一个电流比较器112以驱动开关114。如下文所述，根据本发明的原则，调节器100也可能包含逻辑电路116和驱动电路118以及驱动升压电路120以便驱动开关114。此外，调节器100可能包含关断和同步的联合电路122，该电路采用一个单一输入引脚和一个负反馈调解网络124以及一个震荡频移网络126。负反馈网络124可以包含一个反馈放大器128，电阻130、132和一个能够在放大器输出变低时阻止放大器输出的装置，该装置如图1中所示的简单的二极管134。电流放大器110通过使用一个低值电阻136（例如0.1欧姆)测量通过开关114的电流。节点SD/SYNC、NFB、FB、VC、SWO和V_in的功能将会在下面被讨论。

图2是依照本发明原则的一个集成电路开关调节器的示意图。电路被设计成耦合连接到直流输入电压电源，该电源被用于终端V_in和GND之间。在图2电路中，开关由功率NPN晶体管114组成。开关的驱动电流由PNP晶体管226E和晶体管250组合提供。终端SWO是开关连接到一个外部负载（未显示）的输出终端，另一端连接到电压源。这种外部负载通常包含一个或多个电流二极管、一个电感元件和其他组成部分，这些元件以传统方式（例如降压、回扫或增强配置）安放在一起以构成一个完整的开关调节器。终端ISW是一个通过使用电阻136来测量流过开关114的电流大小的节点。例如图2中的电流模式开关调节器，通过电阻136的电压被用来确定何时关闭开关114。测量电压与参考电压作比较，该参考电压代表电流切断点。当测得的电压超过参考电压时，达到电流切断点，关闭开关114（当电路被关闭或达到高阻态，电阻224阻止无意打开开关114时的多余漏电）。

开关114通过一个经过NPN晶体管240、242、254和256的信号SWON（“接通”）被开启和关闭。当SWON为低，晶体管240和254关闭。由PNP晶体管226C和226D的集电极提供的电流被允许驱动晶体管242、256的基极以开启这些晶体管。（晶体管226A-E形成一个可控电流源。虽然五个晶体管看起来是独立的，但是可以人为地将晶体管226A-E用其他器件代替。作为一个实际电路的体现，可以用一个具有多重集电极A-E的单一晶体管226代替。在任何情况下，晶体管226在关机或者高阻态情况下通过连接到基极的电阻202来关闭。）当晶体管242开启，晶体管250的基极被拉低以使晶体管关闭（晶体管250通过电阻220保持关闭）。这可以防止基极驱动到达晶体管114，使开关关闭。下面对此进一步讨论，晶体管256有助于保持开关114关闭（二极管264被用来增加晶体管256的关闭速度）。当信号SWON为高，工作状态相反。晶体管240和 254被开启，导致由晶体管226C和226D的集电极提供的电流被分流到地面。晶体管240和254的基极被分别连接到镇流器电阻214和216上以阻止一个饱和晶体管驱动另一个晶体管使其达到饱和，晶体管242和256关闭。因此，晶体管226E的集电极电流通过电阻218驱动晶体管250的基极并使其开启。晶体管250和PNP晶体管226E因此驱动开关114的基极使开关开启。

晶体管226E需要的电流大小取决于开关114是否正在传导一个或大或小的电流。当开关114上的负载为高，晶体管226E应该提供一个较大的足够使开关开启并达到理想工作点的电流。为了实现上述要求所需要的电流的精确值取决于开关114上的负载。太小的驱动电流阻止开关完全开启，这将会导致开关不良的高功耗状态。当开关114关闭，晶体管226E最好提供一个零电流。

鉴于上述情况，图2中电路包含一个能够在开关114关闭期间减少开关驱动电流的电路。该电路包括晶体管236、238和228，电阻208、210、212、204，并在信号SWDR驱动下工作。该电路工作方式如下。当开关114关闭（即当信号SWON为低），信号SWDR（“开关驱动”）为高。因此，没有电流流过晶体管236、电阻210或者晶体管238。保持晶体管226A-E的PNP电流源电路偏置，电阻204给一个额定电流提供一个路径流至电流设置晶体管226A，NPN晶体管228通过参考电压V_B（图2中有例子，最好是2.2伏特）驱动，驱动晶体管226A的基极直到晶体管226A的集电极电流足以支持在晶体管226A集电极的负载（电阻204）。参考电压V_B可以由传统的电路来产生。例如，一个带隙基准电路可以被连接到一个放大器以调节带隙基准电压V_BG（一般1.24伏特）使其达到所需参考电压（约2.2伏特）。在晶体管226A集电极的电压等于V_B（约2.2伏特）减去晶体管228的基极和发射极间电压（约0.7伏特）。通过电阻204设定晶体管226A的额定电流，该额定电流由晶体管226B-E提供。这是因为晶体管226B-E的集电极电流与晶体管226A的集电极电流相关联，这与该区域晶体管的比值有关。如图2中电路所示，晶体管226A-E中的电流A:B:C:D:E的比值为1x:0.2x:0.4x:1.6x:5x。

如图3所示，通过一个已知的开关驱动电流可以在开关关闭时间内被减少。

在这种配置下，图1中的电路已经被修改以至于驱动晶体管226成为通过NPN晶体管Q_X的信号SWON的一部分（这个配置是使用LT1074/1076降压开关调节器）。在这个电路中，当信号SWON为低时，开关驱动器226关闭。因此，没有驱动电流提供给开关114。图2中电路是不可取代的，但是双极型集成电路PNP晶体管是缓慢的。特别是在高速开关调节器电路中，开关元件工作在兆赫范围内，晶体管226的开启时间长度将会导致开关开启得很缓慢。这也将产生开关的交流难开启特性，同时会浪费开关上的能量。

在开关关闭的时间内流过开关的电流减少时，将会导致使开关回到开启状态的时间变长。这是因为它需要时间来增大驱动电流，这将导致开关本身的开启变得缓慢（因为晶体管开关的速度与驱动的大小有关）。为了解决这个问题，根据本发明提供的电路，使供给开关的基础驱动电流在开关开启之前就被提供。预设的开关基础驱动电流允许驱动电流在被提供给开关之前增加到一个合理的大小。因为开关114的开启速度与驱动电流的大小有关，预设一个驱动电流将会使开关的开启速度比以前更快。

开关114的驱动电流通过信号SWDR和SWON先于开关的工作。图4是一个描述信号SWDR、SWON、晶体管114的开关状态和由晶体管226E提供的驱动电流与时间之间关系的图形。在图4中，信号SWDR在T₀时为低。这使得晶体管226E提供开关驱动电流，如图中I_C(226E)所示。在T₀到T₁之间，开关驱动电流被允许增加。在T₁时刻，当由晶体管226提供的驱动电流达到预设的大小，信号SWON变为高即打开开关114。开关114在T₂时刻被开启，如开关集电极电压（SWO）变化轨迹一致。

图5和6显示了用于产生信号SWON和SWDR的电路模型。电路的运行方式通过参考图7中的时序图可以更加方便地理解。图5描述了一个组合了同步和振荡器的调节器电路104的简化原理图。该电路包含同步电路528和振荡器电路500。振荡器500的输出是（如图7中所示）一个上升时间比下降时间缓慢的锯齿形。图7中“CAP”表示振荡器的在图5中“CAP”节点的输出锯齿波形。图7中的“SET”点是振荡器在图5中“SET”节点的输出锯齿形波。图7中的一个振荡周期从T₀开始，即振荡器的输出开始下降时开始。从T₁即振荡器的输出开始增加时来分析就很容易理解振荡器是如何工作的。NPN晶体管510和514形成电流比较器，它们将会比较晶体管510的集电极电流（电流从一号电流源502（I₁）通过电阻524）和二号参考电流源504（I₂）。在T₁时刻晶体管510的集电极电流低于I₂，将会使晶体管510拉低至SET节点。这将会关闭晶体管516 和533。随着晶体管522的关闭，电容器526通过电流源508充电。这将会导致点同期上的电压线性增加，如图7中CAP上的T₁到T₃之间趋势。CAP节点上的电压通过晶体管518转移到晶体管520的发射极（通过电流源506（I₃）提供偏置）。同时，晶体管518和520构成一个单位增益缓冲器。随着晶体管520的发射极电压的增加，通过电阻524、510的电流也增加。CAP电压持续增加到T₃时刻，即晶体管510的集电极电流超过参考电流I₂以及晶体管510集电极上的电压足以开启晶体管516时。在这种情况下，在SET终端上的电压变高。晶体管516和522被开启，这标志着振荡器的下降开始。

当晶体管516在T₃时刻开启，它通过将参考电流I₂分流至地面来使由晶体管510和514构成的电流比较器不工作。同时，晶体管522给电容器526充电，这将会使电容器526和晶体管520发射极上的电压迅速下降（可以从图7中CAP线的T₃到T₄之间看出）。这将会一直持续到T₄时刻，这时晶体管520发射极上的电压不在足以使晶体管516和522继续开启。当这种情况发生时，晶体管516和522关闭。晶体管516从而开启电流比较器，SET终端上的电压变低从而开始另一个周期。

SET信号由振荡器500提供并被应用于图6中的逻辑电路以产生信号SWON和SWDR。开关驱动电流在振荡器开始下降时被允许（即图7中的T₀时刻，也可以从图4中看出）。图7中T₀到T₁为“死区”，当振荡器的锯齿输出开始下降并且开关开启时，提供一个固定的延迟时间（在T₁时刻）。在图6中，晶体管602和604（即由电流源610（I₂）提供偏置电流）构成一个设置/复位触发器。在T₀之前，触发器通过RESET信号复位（RESET信号在开关电流大于上述电流模式调节器的跳变点电流）。当RESET信号暂时为低时，晶体管606被关闭以至于信号SWDR变为高，晶体管602被关闭并且SWON信号被拉低（通过二极管616）。这将导致触发器变为复位状态（晶体管602关闭晶体管604开启）。在T₀时刻，由振荡器500产生的SET信号变为高。打开晶体管608，这将迫使晶体管的集电极变低并通过二极管620进一步导致晶体管604关闭。晶体管604的集电极变高，触发器进入“设置”状态（晶体管602开启而晶体管604关闭）。这将会导致晶体管606开启（因为电流源612驱动晶体管606的基极），晶体管606的集电极变低也代表了SWDR信号为低（如前所述）。晶体管608通过二极管618获得低SWON信号，因此信号在这个时候不产生。在T₁时刻，SET信号变低。晶体管608被关闭，晶体管608的集电极变高并代表信号SWON（由电流源614（I₃）提供偏置电流）。因此，图5和图6中电路在开关本身被开启之前打开开关的驱动电流。

上述开关预设驱动电流能够提高开关从关闭变为开启的过渡速度，如上所述，晶体管开关的开启速度与驱动电流有关。当驱动电流增加时，开关的速度增加。但是，如果驱动电流过大，电路效率会下降。为了增加开关的切换速度且不影响电路的效率，这也是本发明的一个目的，图2中电路包含了能够产生提供给开关的并满足开关需求的驱动电流的电路。此外，该电路在开关开启时暂时地提高驱动电流以使开关的切换速度增加。在开关完全开启后并保持开启状态时，驱动电流下降到一个低水平以作为开关上的一个负载。

该电路操作如下。回顾图2，正如前面所述，当开关114关闭时，信号SWDR是被断言的（即它为高）。在这种情况下，晶体管226E产生一个名义（或为零）一号电流，该电流由电阻204的阻值决定。当信号SWDR变低以打开开关驱动电流。但是，晶体管226A集电极上的负载增加成为流通在电阻204和210上的电流总和，加上晶体管236和238的集电极电流。这将导致晶体管226E产生一个二号电流（提高）以迅速打开开关。

晶体管236开启后，当信号SWDR变为低时，晶体管236的基极通过电压V_C2驱动。这个电压是电压V_C的一个内部缓冲版，该电压代表开关电流的跳变点。如前文所述，这个电压随着开关上的负载变化而变化。因为电流跳变的电压（V_C）与通过开关114的电流有关，晶体管236的集电极电流从而遵循开关电流。因此，由晶体管226E提供的驱动开关114的电流大小取决于开关负载电流。这导致提供给开关的电流为开关所需要的大小，这能够节省能量。

当信号SWDR被断言，晶体管238被开启。但是不同于晶体管236（将会保持开启当开关114开启），晶体管238在一段时间内保持开启直到开关114从关闭变为开启。晶体管238使晶体管226E在开关需要时产生一个持续短时间的用于开关114的升高的驱动电流。换句话说，打开开关以使开关速度增加。当信号SWDR变为低，晶体管238以这种方式短暂地打开。因为晶体管238的基极通过晶体管232和一个由晶体管226B提供的小偏置电流驱动。夹钳将晶体管238的基极连接到参考电压V_B（一个由晶体管230和232构成的单位增益缓冲器使V_B隔离于晶体管238的基极。晶体管230的偏置由电阻206建立）。因此，当SWDR变低，晶体管238开启。当晶体管114关闭，晶体管224也关闭（因为终端SWO在耦合连接到负载时为高）。然而，当开关114开启，它的集电极电压下降。这会使晶体管244开启，其中晶体管238的基极被拉低以至被关闭。在晶体管238关闭时，晶体管226A上的负载被减少并且开关的驱动电流停止增加。由晶体管226E提供的电流下降到一个低水平，该水平由这个电流通过的电阻204、晶体管236和电阻210决定。

如上所述，图2中的驱动电路提供了三个不同的独立的电流：一号（名义）电流在开关关闭时提供以节省电力；二号（驱动）电流在开关开启并达到一个理想的工作点时被提供作为开关的负载电流。三号（升高的驱动）电流在开关打开并转换速度提高时被提供。凭借着三个状态驱动电路，开关速度被增加并能实际减少耗电量。

图5和图8中显示的额外的电路是本发明的另一个方面，一个同步和关断功能的联合只有一个单一输入节点。图5中的同步电路528被耦合连接到振荡器500上。SYNC/SD节点是一个外部引脚并且在一个同步信号被接收时迫使调节器工作在一个不同于调节器的固有频率的频率上。外部同步可能被使用，例如，在一个单一电路中同步多个调节器工作。

当SYNC/SD节点固定为高，调节器电路工作在它的固有频率，因为电流源540（I₆）驱动晶体管532的基极并保持它开启。当晶体管532开启，它将电流源538（I₅）分流以使晶体管530保持关闭。有效地保持晶体管530关闭将同步电路528隔离出振荡电路。当同步信号在内部振荡器频率之上被SYNC/SD接收，它将会迫使振荡器工作在一个高频率。由于电容器536的充放电将会使上述情况发生。同步信号电平的下降沿使电容器536变换以便晶体管532基极上的电压下降。这将会导致晶体管532关闭，从而使电流源538开启晶体管530。当晶体管532开启，来自电流源504（I₂）的参考信号被分流（通过晶体管530）以便振荡器被重新启动（即当晶体管510的集电极电流大于电流I₂时，SET终端变高，开启晶体管516和522，这标志着振荡器的下降时间开始）。当晶体管532 关闭，电流源540给电容器536充电直到晶体管532基极上的电压高到足够使其再次开启，这构成了一次触发（循环再次开始）。此外，为了提高电路528的同步特性，一个连接到晶体管534的二极管被用来限制电容器536的工作范围。在这种方式下，电容器536通常被限制在+V_BE到-V_BE之间。

SYNC/SD节点变为低会产生很多事情。在图5电路中，振荡器被同步。此外，如图8中电路所示，这将会导致关机电路105接收到一个关机信号。电流源818（I₃）提供一个内部关机延迟（见图10），这将会阻止瞬间关机，同时允许同步电路使用SYNC/SD节点。如果晶体管808开启，它将会对电流源818分流并阻止电容器813充电。晶体管804和806形成一个电流镜像以至于它们的集电极电流比值为5:1（值得注意的是发射极区域比例也为5:1）。电流源816（I₂）通过晶体管806被设置为0.3微安，这样1.5微安将会通过晶体管804的发射极（根据上述比例）。电流源814（I₁）给晶体管802和804提供1.2微安电流，只要SYNC/SD节点不被固定到地面。因此，晶体管802和804以及806都被开启并且大约有1.8微安的电流通过由晶体管804和806构成的节点（晶体管802电平转换阈值在晶体管808的开启和关闭由SYNC/SD节点决定时）。这个电流超过由电流源820（I₄）拉高的电流（例如0.6微安）以使晶体管808开启。

一个同步信号被SYNC/SD节点（如图10中顶部轨迹）接收将导致节点接通地面进而对电流源814分流。这将关闭晶体管802和804进而只有0.3微安的电流从发射节点产生（即由电源816产生0.3微安电流通过晶体管806）。因为这个电流没有超过电流源820，晶体管808关闭并且电容器812开始充电（见图10中从T₀到T₁的底部轨迹）。一旦同步信号上升，电容器812被充电并且循环开始。当SYNC/SD节点被固定到地面，晶体管808保持关闭，这将会允许电容器812充电（图10中从T₃到T₄的底部轨迹）直到晶体管812开启和关机完成。

图8中显示的额外电路产生带隙参考电压（V_BG），该电压在众多此方面的电路中被应用。因此，关闭调节器电路所有的要求（使电路呈现高阻态以减少消耗功率）就是关闭带隙发生器。带隙发生器基本上由晶体管822、824、826和828构成（晶体管822和824构成电流镜像）。晶体管826和828被提供并满足发射极域比值为10:1以使一个60毫伏的电压在两个发射极之间形成。这个在电阻838上的电压产生一个电流通过电阻844，这是一个被选定的带隙电压（约1.24伏特）。晶体管830C驱动带隙电路。晶体管830B的集电极电流（一个产生在电阻840上的电压约等于晶体管832的V_BG-V_BE，该电压会产生一个电流通过晶体管830B）与830C集电极上的电流为镜像，直到带隙电路开启（来自晶体管830C的多余的驱动电流通过晶体管842被分流）。当电容器812被允许缓慢地一直增加（即SYNC/SD保持为低），晶体管810被开启并且电流被牵引通过缓冲晶体管834以使带隙变低。当带隙变低时，晶体管832的发射极也变低并且电流不在通过晶体管830B。因此，当同步信号被接收时，调节电路会在同一节点被关闭。

本发明还包括一个可以使调节器调节正电压和负电压的电路。在应用中双极性调控是必须的，现有技术需要一些额外的引脚以完成所有有需求的功能并且也需要增加外部元件。本发明值利用一个有额外引脚并且不需要外部元件。图9显示了一个误差放大器108的原理图，放大器包括一个超恢复电路900和负反馈网络124。误差放大器108由一对不同的差动晶体管902（负输入）和904（正输入，固定为V_B6）。误差放大器接收来自由电阻920和晶体管914、916、918C和918D构成的电流源的电流（电阻920和晶体管928D限定该电流，如图9所示）。晶体管902和904将它们自己的集电极耦合连接到晶体管906A和908A（二极管连接着的晶体管），将它们的基极耦合连接到晶体管906C和908C上。晶体管906C的集电极耦合连接到晶体管910和912，这形成一个电流镜像，放大器的输出从晶体管908C和912之间的节点被取出（V_C）。在这种方式下，在FB和V_BG之间的任何不平衡都会由晶体管902和904产生镜像并通过晶体管906A和908A传导给电流镜像，这样在晶体管908C和912集电极上的电流将会不相等。不同的是，反馈通过V_C到比较器112，这会调节电流的截断点。

负反馈网络包含差分放大器晶体管922和924、电流镜像晶体管926和928、电流源晶体管930、电平转换晶体管932和934、输入晶体管936（正输入，固定到地面）和938（负输入，固定到电阻130和132之间的节点）和输出晶体管940。如上所讨论的误差放大器108，如果放大器的输入平衡，那么晶体管922和926集电极的电流将会相互抵消，这样在输出晶体管940的基极只有很少的净电流（仅足以驱动节点FB到V_BG）。本发明的负反馈网络的一个特点是调节器只是用同一个误差放大器以调节正和负输入电压。这个网络电路能够在正电压被调节时使负反馈放大器在电路中不工作并且不影响调控。当正电压被调节时，FB节点连接到正调节网络，这会调节FB达到一个参考电压（V_REF），并使NFB节点悬空。V_B（等于目前的参考电压V_REF）也通过电阻132被提供给读反馈放大器的负输入，这导致负放大器的输出关闭并且负放大器隔离出误差放大器。负输入有一个正电压而正输入接地，因此输入会使节点FB下降，但是由于晶体管940是PNP型（功能同图1中的二极管134），所以并不能实现。在负电压调节下，FB节点悬空并且NFB节点连接到负调解网络，该反馈网络使NFB节点电压为-V_REF。在这种情况下，负反馈放大器驱动FB节点达到V_REF（因为晶体管940现在是开启的）。因此正负电压调节是通过同一个误差放大器实现的，本发明保留了原来的许多包括振荡器的频移，过冲的改进和环路频率补偿在内的其他功能。

本发明的另一方面如图9中过冲恢复电路900所示，该电路会限制过冲无论是在开启过冲还是在过载释放过程。过冲恢复电路900包含晶体管906B和908B（其中906A和906C有共同基极与908A和908C一致），电流镜像晶体管942和944控制晶体管946、发射变性电阻948和950、分流电阻952。

上述电路工作原理如下。在正常条件下，差分放大器108中的电流与晶体管942和944产生的电流是镜像的（在误差放大器内，电流镜像通过晶体管906和908流至晶体管910和912）。在误差放大器平衡时，晶体管942和944被相等的电流驱动，但是由于他们发射极区域不等（晶体管942与944的比值约为2:3），晶体管944变为饱和。这使晶体管944的集电极变低，因而晶体管946关闭。当晶体管946关闭时，过冲恢复电路900完全从误差放大器上被分离出来。当过冲情况发生时，无论是在启动还是其他任何时间内，出现在差分对晶体管902和904上的电流差将会使晶体管944走出饱和。晶体管944的集电极变高并使晶体管946开启，这使得有额外的电流从V_C节点流出（电阻952控制该电流大小）。过冲恢复电路中的跳变点变活跃，该跳变点由电阻948和950以及晶体管942、944的发射极区域比值决定。与传统方案比较所具有的一个优点是在V_C节点的高负转换电流被允许时，该点可以被分理处调节点。例如，该跳变点可以是V_REF加上50毫伏。

本发明的另一个目的是有效地提高开关114的转换速度并减少开关关闭时间。在图2中，这个电路包含一个拥有电容器258、电阻222、极连接的晶体管252、二极管260的网络。该电路工作原理如下。开关114的关闭速度与基极放电电流大小有关。一般来说，当一个晶体管的基极放电电流增加时，那么该晶体管的关闭速度也随之增加。该电路包含电容器258、电阻222以及二极管260，该电路依照本发明原则的优点能够在开关114由开启转为关闭时提高该转变速度。一旦晶体管已经关闭，升压停止。图11显示了晶体管254、256、114的集电极电压，晶体管256的基极电流I_B、集电极电流I_C以及穿过电容器258的电流与时间的关系。

在图11中，开关的关闭过程从信号SWON从高变为低开始。当这发生时，晶体管254和256将会开启以给开关114的基极充电。晶体管256的集电极电流可以从晶体管114的基极上移除的电流是有限的，但是电流可以通过晶体管226D传递给256的基极。在开关114的集电极电压开始上升时，电容器258、电阻222以及二极管258工作以增加该基极电流（当开关开始由开启变为关闭时，如图11中V_CQ114轨迹）。通过电容器258的这一额外电流使晶体管256集电极上电流增加进而使开关114基极上的放电电流增加。当晶体管114的集电极持续上升，电容器258、电阻222以及二极管260将会继续升高晶体管256的集电极电流。这会导致开关114的关闭时间减少。

通过电容器258升高的放电电流是直流偏置唯一需要的。当开关114被关闭时，该电流也是必须的（即当开关114的集电极电压上升时）。当开关114已经被打开时，利用二极管252来阻止电流通过。电阻222限制电流升高的大小。极连接的晶体管252耦合连接在地面和二极管260的阳极之间，在开关114的开启周期内被用来使电容器258放电进而防止电容器达到开关集电极电压的峰值。

只在需要时（即开关114由开启变为关闭时）提高晶体管114的基极放电电流，本发明的电路进一步增加开关的切换速度进而较少电力损耗。通过增加晶体管226D的集电极电流可以增加晶体管114的放电电流。但是，长时间的增加电流会浪费电力，所以只需要在短时间内增加电流强度。

本发明的另一个目的是增加晶体管114的关闭速度并通过夹钳来提高效率并定义开关电压的“开启”状态。当晶体管工作在饱和或接近饱和状态时，该晶体管的速度与完全饱和一段时间后的速度相近。晶体管脱离饱和区或者在准饱和区域，晶体管会关闭得更加迅速。因为这个原因，使用贝克夹以防止开关变得过于饱和。

然而，传统的贝克夹的工作取决于反馈，这可以导致电路中的固有振荡或者振动不稳定。这个振荡将导致电磁干扰并降低调节电路的效率。

如图2所示，本发明解决了以前的贝克夹钳所存在的上述问题。图2中的贝克夹钳由PNP晶体管248和极连接的晶体管246构成。该组件的基极和发射极耦合连接在一起，晶体管250的基极发射极电路和晶体管114的基极集电极电路构成回路。晶体管246、248的基极与发射极间电压被选择以便限制集开关114的电极发射极间电压在开启状态。晶体管246、248成为正向偏置，这使得电流从晶体管250的基极分流。晶体管246、248一起工作以限制开关114的开启状态电压。当开关114的集电极发射极间电压下降到一个理想水平，晶体管246、 248的反馈功能将会导致晶体管114的集电极电压下降到足够开启晶体管246和248。因此，晶体管114的集电极电压被钳位并且开关的工作点被限制。这个限制功能可以被用来控制开关的饱和深度。

图2中的贝克夹容易受影响变得不稳定。这些不稳定因素由反馈回路的延迟效应产生，其中最重要的是极连接晶体管246的延迟。本发明通过增加一个电容CF连接到极连接二极管246来解决了这个问题。电容器CF减少振荡的程度取决于选择的电容器的值。图12显示了不同的电容器CF的取值时的结果。电容器在其他电路中的影响将会根据开关选择的工作状态的不同而改变。例如，使用的电容为5皮法（图12中的“5皮法”轨迹）。10皮法电容器CF对电路的稳定性做了进一步的提高，如“10皮法”轨迹。这种补偿是不可取的，因为这允许开关在高功率状态时使用更多的时间。最终结果是开关在一定条件下关闭得比较缓慢，产生交流开关损耗。在图2中一个具体体现中，一个15皮法的电容器CF会产生一个理想的结果。图1、2、3、4、5、6、8、9中的电路图可以使用商用元件。例如，电路的构造或操作使用的元件可以为下图13中所提供的（晶体管只给出类型和区域比值）。

尽管本发明已通过具体的例子体现，但是上述例子只是为了说明本发明而不应限制本发明。应当指出，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做适当修改仍属本发明的范畴。

Claims

1.一种双极性电压调节电路，其特征是：包含一个负反馈网络装置并且一个误差放大器耦合连接到该反馈网络；正调控网络耦合连接到误差放大器和负反馈网络；负调控网络耦合连接到误差放大器和负反馈网络；当正电压通过电压调节器被调节时，误差放大器给电压调节器提供一个反馈信号并且使负反馈网络关闭；当负电压通过电压调节器调节时，误差放大器和负反馈网络同时工作并给电压调节器提供一个反馈信号。

2.根据权利要求1所述的一种双极性电压调节电路，其特征是：反馈网络包含一个具有一号和二号输入端的差分放大电路，一个耦合连接到差分放大电路的电流镜像电路，一个耦合连接到差分放大电路的电流源；一号和二号电平转移晶体管分别耦合连接到一号和二号输入端；一个正输入晶体管耦合连接到一号电平转移晶体管，一个负输入晶体管耦合连接到二号电平转移晶体管；输出晶体管耦合连接到差分放大电路、误差放大器电路和负输入晶体管。

3.根据权利要求2所述的一种双极性电压调节电路，其特征是：一个正输入NPN晶体管有一个发射极，一个集电极连接到电源镜像电路和输出晶体管，基极连接到一号电平转移晶体管；一个负输入NPN晶体管的发射极耦合连接到正NPN晶体管的发射极，集电极连接到电流镜像电路，基极连接到二号电平转移晶体管；一般情况下，发射极被耦合连接到电流源；一个输入PNP晶体管的基极和集电极耦合连接在一起，一个输出PNP晶体管的基极耦合连接到输入PNP晶体管基极和差动放大器，集电极连接到差分放大器和输出晶体管，发射极通常耦合连接到输入PNP晶体管的发射极和电压源；电流源包含一个NPN晶体管，该晶体管的发射极连接到参考电压，集电极连接到差分放大器；一号电平转移晶体管包含一个NPN晶体管，该晶体管的基极和集电极耦合连接在一起后再连接到差分放大器，发射极连接到正输入晶体管；二号电平转移晶体管包含一个NPN晶体管，该晶体管的基极和集电极通常耦合连接在一起之后再连接到差分放大器，发射极连接到负输入晶体管；正输入晶体管包含一个PNP晶体管，该晶体管的基极和集电极通常耦合连接在一起之后再连接到参考电压，发射极连接到一号电平转移晶体管；负输入晶体管包含一个PNP晶体管，该晶体管的基极连接到误差放大器电路和输出晶体管，集电极连接到参考电压，发射极连接到二号电平转移晶体管；输出晶体管包含一个PNP晶体管，该晶体管的基极连接到电流镜像电路和差分放大器，集电极连接到误差放大器电路和负输入晶体管，发射极连接到电压源。

4.根据权利要求1所述的一种双极性电压调节电路，其特征是：采用同一个误差放大器，该放大器的组成步骤是将一个负反馈网络耦合连接到误差放大器，将一个正调节网络耦合连接到误差放大器电路和负反馈网络，将一个负调节网络耦合连接到误差放大器电路和负反馈网络；通过误差放大器电路给电压调节器提供一个反馈信号并且在正电压被电压调节器调控时控制负调节网络关闭；在负电压通过电压调节器调控时通过误差放大器电路给电压调节器和负调节网络提供一个反馈信号。