CN103715800A - Ipm型旋转电动机 - Google Patents

Abstract

提供既削减永久磁铁的使用量又实现高效率的旋转驱动，低成本且高能量密度的IPM型旋转电动机。IPM型旋转电动机（10）具备：转子（12），其中埋入有永久磁铁（16）；以及定子（11），其将该转子收纳在构成线圈用槽（18）的定子齿（15）内，当与每个磁极的中心轴一致的d轴侧附近使得永久磁铁存在时，在该d轴侧的永久磁铁产生抵消电枢磁通的方向的磁通，在产生上述永久磁铁磁通的范围内将该永久磁铁置换为导磁率小的空隙的空间(磁通壁)(17c)。该磁通壁（17c）的轴心侧端部到轴心的分隔距离（R2）与转子的外半径（R1）和内半径（R3）的关系（尺寸形状）为0.56≤R2/R1≤0.84且0.54≤R3/R2≤0.82。

Description

IPM型旋转电动机

技术领域

本发明涉及IPM型旋转电动机，具体涉及实现高效率的旋转驱动的IPM型旋转电动机。

背景技术

对于安装于各种装置的旋转电动机要求与安装装置相应的特性。

例如，在作为驱动源与内燃机一起安装于混合动力车（HEV：Hybrid Electric Vehicle）或者作为单独的驱动源安装于电动车（EV：Electric Vehicle）的驱动用电动机的情况下，要求在低转速区域产生大转矩，同时具备宽的可变速特性。

在这种车辆中，为了提高燃料效率，对于包含旋转电动机在内的各组成部分要求提高能量转换效率，特别是在车载的旋转电动机中，期待提高常用区域的效率。而且，对于车载的旋转电动机，从设置空间的制约、轻量化的观点来看，要求更小型化的高能量密度的结构。

对此，在HEV、EV中，一般来说，旋转电动机的低转速/低负荷区域是常用区域。因此，有以下趋势：对车载的旋转电动机的转矩贡献的比例是磁铁转矩大于与电枢电流的大小相应的磁阻转矩，为了高效率化而多使用高磁力的永久磁铁。

由于这种趋势，作为旋转电动机，为了提高能量转换效率，特别是提高低转速/低负荷区域的常用区域的效率，多使用作为将高剩余磁通密度的钕磁铁埋入转子的铁芯内部的永久磁铁式的同步电动机的IPM（Interior Permanent Magnet；内置永久磁铁）型旋转电动机。提出了在该IPM型旋转电动机中，将永久磁铁以成为朝着外周面侧张开的V字形的方式埋入转子内，从而设为在磁铁转矩的基础上还能够积极利用磁阻转矩的磁回路（例如，专利文献1、2）的方案。另外，也提出了在IPM型旋转电动机中，在以V字形埋入转子内的永久磁铁的外周面侧的d轴（永久磁铁的中心轴）上形成空隙（例如，专利文献3、4）的方案。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2006－254629号公报

专利文献2：特开2012－39775号公报

专利文献3：特开2006－217798号公报

专利文献4：特开2007－68357号公报

发明内容

发明要解决的问题

对此，在近年来的旋转电动机中，为了提高磁力和耐热性，多使用包含Nd、Dy、Tb等稀土元素的永久磁铁，不过由于其稀少性带来的价格高企和其流通量的不稳定，减少稀土元素使用量且实现高效率化的必要性增加。

但是，在HEV、EV中，旋转电动机的常用区域是低转速/低负荷区域，因此，为了增大对该区域做出贡献的磁铁转矩，在专利文献1～4记载的IPM型电动机中，也有增加高磁力的永久磁铁的使用量的趋势。这是阻碍解决减少稀土元素的使用量的课题的方向。

另外，若将专利文献3、4记载的空隙形成在转子内，则会阻碍磁路的形成，不能够对转矩的提高做出贡献。

对此，本发明的目的在于提供既削减永久磁铁的使用量又实现高效率的旋转驱动、低成本且高能量密度的旋转电动机。

用于解决问题的方案

解决上述问题的IPM型旋转电动机所涉及的发明的第1方式具备：转子，其中埋入有永久磁铁，与驱动轴一体旋转；以及定子，其收纳有设置在其对面的旋转自如的所述转子，并且线圈收纳在该转子所面对的多个齿之间的槽内，该定子具有电枢功能，上述IPM型旋转电动机的特征在于，当与上述永久磁铁形成的每个磁极的该永久磁铁的中心轴一致的d轴侧附近使得该永久磁铁存在时，在该d轴侧的永久磁铁产生抵消上述电枢所产生的电枢磁通的方向的磁通，在产生上述永久磁铁磁通的范围内将上述永久磁铁置换为导磁率小的空隙，在将上述转子的从轴心到外周面的外半径设为R1、将上述转子的从轴心到上述空隙的该轴心侧端部的法线方向的长度设为R2、将上述转子的到上述驱动轴嵌入的内周面的内半径设为R3的情况下，上述转子的尺寸和形状形成为满足0.56≤R2/R1≤0.84且0.54≤R3/R2≤0.82的关系。

解决上述问题的IPM型旋转电动机所涉及的发明的第2方式的特征在于，在上述第1方式的特定事项的基础上，当单位磁极单位相的槽数q＝2的情况下，当将上述转子的半径方向的上述永久磁铁的大小设为Wpm、将上述永久磁铁所形成的磁极数设为P时，满足1.38≤（P×Wpm）/R1＜1.84。

发明效果

这样，根据本发明的上述第1方式，将在d轴侧产生抵消电枢磁通的方向的磁铁磁通的范围的永久磁铁置换为导磁率小的空隙，因此，在d轴侧磁铁磁通和电枢磁通不会发生干扰（相抵），另外，也能够限制电枢磁通通过该范围内。因此，能够消除在d轴侧浪费电枢磁通的磁铁磁通，有效利用磁铁转矩和磁阻转矩，能够既得到不低于置换d轴侧永久磁铁前的转矩又削减永久磁铁自身的使用量。

而且，通过将永久磁铁置换为空隙，能够减少磁铁磁通，降低在高转速侧的感应电压常数，能够提高在高转速侧的输出。另外，能够实现轻量化，能够减小惯性。

另外，通过减少磁铁磁通，能够削减弱磁区域（减小弱磁量），能够减少导致磁致伸缩的空间高次谐波。因此，能够限制在永久磁铁内的涡电流的产生而抑制发热，能够抑制因永久磁铁的温度变化而导致的退磁，降低耐热等级而实现低成本化。

而且，该空隙相对于圆筒形状的转子的外半径R1、内半径R3，形成为轴心侧端部到轴心的法线方向的长度R2满足0.56≤R2/R1≤0.84且0.54≤R3/R2≤0.82的条件的尺寸形状，与只是延长永久磁铁的收纳空间而得到的空间相比朝着轴心侧较大地扩大。从而，能够限制从磁极的一侧的q轴侧进入到转子内的电枢磁通进入到磁极（永久磁铁）的外周面侧，而使其迂回到另一侧的q轴侧，能够避免其在磁极的外周面侧与磁铁磁通混在一起而饱和。

因此，能够更有效地利用因电枢磁通而产生的磁阻转矩，能够抑制重叠的高次谐波。因此，能够增加总的平均转矩，并且能够减小转矩脉动。而且，能够推进因空隙的扩大而引起的轻量化，进一步减小惯性。另外，能够减小12次和24次高次谐波转矩，特别是能够大幅减小12次高次谐波转矩，抑制上坡加速时的颤振的产生，并且也能够大幅减少电磁噪声。

其结果是，能够实现以高能量密度高质量地进行旋转驱动的低成本的旋转电动机。

根据本发明的上述第2方式，当单位磁极单位相的槽数q＝2的情况下，通过将永久磁铁的大小Wpm×磁极数P/转子半径R1设为1.38以上且不到1.84，与直到d轴侧为止都有永久磁铁存在的情况相比，能够削减该永久磁铁自身的使用量。特别是在1.38时，能够既得到同等以上的最大转矩又将永久磁铁的使用量削减24.7％。

附图说明

图1是示出本发明所涉及的IPM型旋转电动机的一个实施方式的图，是示出其大致整体构成的俯视图。

图2是实施方式的结构中的低负荷驱动时的电枢磁通的磁通线图。

图3是实施方式的结构中的低负荷驱动时的磁铁磁通的磁通线图。

图4是示出在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的电流相位所对应的转矩特性的坐标图。

图5A是在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的磁铁磁通的磁通线图。

图5B是在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的d轴附近的磁铁磁通的矢量图。

图6A是在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的电枢磁通的磁通线图。

图6B是在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的d轴附近的电枢磁通的矢量图。

图7是示出在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的磁极（永久磁铁）的外周侧的磁铁磁通矢量和电枢磁通矢量的相对关系的模型图。

图8是示出IPM型电动机的输入电流所对应的电流相位和输出转矩的对应关系（特性）的坐标图。

图9是在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的低负荷驱动时的电枢磁通的磁通线图。

图10是示出在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机的低负荷驱动时的磁铁磁通和电枢磁通的合成磁通的磁通线图以及该合成磁通所取的路径的路径图。

图11是示出缩短在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的埋设永久磁铁的情况下产生的转矩的变化、转矩脉动的减小率的坐标图。

图12是示出缩短在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的埋设永久磁铁的情况下重叠的5次空间高次谐波的变化的坐标图。

图13是示出在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机和在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的低负荷驱动区域的转矩产生比例的坐标图。

图14是示出在d轴侧没有大的空隙的V字形IPM电动机和在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动区域的转矩产生比例的坐标图。

图15是示出在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的电枢磁通的磁通线图。

图16是示出在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的低负荷驱动时的磁铁磁通和电枢磁通的合成磁通的磁通线图。

图17是示出在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的磁铁磁通和电枢磁通的合成磁通的磁通线图。

图18包含示出在d轴侧有空隙的V字形IPM电动机的最大负荷驱动时的磁铁磁通和电枢磁通的合成磁通的磁通线图，是与图17的本实施方式的结构做比较的结构图。

图19是示出在图17的本实施方式结构A和图18的比较结构B中产生的、平均转矩中的瞬时转矩的坐标图。

图20是示出在图17的本实施方式结构A和图18的比较结构B中产生的、与图19的瞬时转矩的波形重叠的高次谐波转矩的比例的坐标图。

图21是示出图17的本实施方式结构A和图18的比较结构B中的、通过间隙G的1齿交链磁通波形所包含的空间高次谐波成分的含有率的坐标图。

图22是示出将磁通壁17c的轴心侧的端部壁面位置到轴心的分隔距离R2/转子的外半径R1作为参数时的转矩的变化的坐标图。

图23是示出将转子的外半径R1/磁通壁17c的轴心侧的端部壁面位置到轴心的分隔距离R2作为参数时的转矩的变化的坐标图。

具体实施方式

下面，参照附图，详细地说明本发明的实施方式。图1～图17是示出本发明所涉及的IPM型旋转电动机的一个实施方式的图。在此，在本实施方式的说明中，以使转子相对于定子向逆时针（CCW：counterclockwise）方向旋转的情况作为一例，图示其旋转方向。

在图1中，旋转电动机10具备：定子11，其形成为大致圆筒形状；以及转子12，其旋转自如地收纳在该定子11内，固定设置有与轴心一致的旋转驱动轴13。该旋转电动机10具有适合例如在混合动力车（HEV）、电动车（EV）中作为与内燃机同样的驱动源或者安装于车轮内的性能。

在定子11中，以使内周面15a侧隔着间隙G与转子12的外周面12a面对的方式形成有在轴心的法线方向上延伸的多个定子齿15。3相绕组（未图示）利用分布绕法缠绕形成于该定子齿15，该3相绕组构成在内部产生磁通的线圈，该磁通旋转驱动对面收纳的转子12。

转子12制作成IPM（Interior Permanent Magnet；内置永久磁铁）结构，在IPM结构中，将以一对为1组的永久磁铁16以成为朝着外周面12a张开的V字形的方式作为1个磁极埋入。该转子12形成为V字形空间17与外周面12a面对，在V字形空间17中嵌入并以不动状态收纳在附图的表里方向上延伸的平板状的永久磁铁16的角部16a。

V字形空间17形成为具备：空间17a，其中嵌入并收纳永久磁铁16；以及空间17b、17c（以下也称为磁通壁17b、17c），其位于该永久磁铁16的宽度方向的两侧，作为限制磁通进入的磁通壁而发挥功能。为了能够抵抗高转速时的离心力而定位并保持永久磁铁16，在该V字形空间17中，形成有在空间17c之间在法线方向上延伸并连结支撑外周侧和内周侧的中心桥20。

该旋转电动机10的定子11侧的定子齿15间的空间构成用于使绕组通过并卷绕从而形成线圈的槽18。相对于此，转子12的8组永久磁铁16各与定子11侧的6根定子齿15面对。总而言之，在该旋转电动机10中构筑成：转子12侧的一对永久磁铁16侧所构成的1个磁极对应于定子11侧的6个槽18。即，旋转电动机10制作成按相邻的每1个磁极使永久磁铁16的N极和S极的表里交替的、8个磁极（4个磁极对）、48个槽、单相分布卷绕5个齿距而成的3相IPM电动机。换言之，旋转电动机10制作成单位磁极单位相的槽数q＝（槽数/磁极数）/相数＝2的IPM型结构。

从而，对定子11的槽18内的线圈通电使磁通从定子齿15到达面对的转子12内，从而能够旋转驱动旋转电动机10。此时，旋转电动机10（定子11和转子12）能够由永久磁铁16之间产生的引力和斥力所造成的磁铁转矩和要使磁通通过的磁路最短的磁阻转矩的总转矩来旋转驱动。因此，旋转电动机10能够将通电输入的电能从与转子12一体地相对于定子11旋转的旋转驱动轴13作为机械能输出。

此外，定子11和转子12是将硅钢等电磁钢板材料的薄板在轴方向上堆叠成与期望的输出转矩相应的厚度，为了维持其层叠状态而利用固定件19等制作成一体。

在此，该旋转电动机10以如图2中作为磁通线图图示的那样，以按与构成1个磁极的一对永久磁铁16对应的每多个定子齿15形成从定子11的外周侧（定子齿15的背面侧）通过转子12内的路径的磁路（电枢磁通）的方式，在槽18内分布缠绕有绕组线圈。该永久磁铁16收纳在以沿着电枢磁通Ψr的磁路的方式，换言之，以不阻碍该电枢磁通Ψr的形成的方式形成的V字形空间17的嵌入空间17a内。

如图3中作为磁通线图图示的那样，该永久磁铁16的磁路（磁铁磁通Ψm）取从构成1个磁极的一对永久磁铁16的表里面的N极和S极向垂直方向出发而相连的路径，特别是在定子11侧成为从对应的定子齿15通过其背面侧的路径。

并且，在将永久磁铁16以V字形埋入转子12内的IPM结构中，将磁极产生的磁通的方向，即V字形的永久磁铁16间的中心轴作为d轴，另外，将与该d轴在电场/磁场上正交的、相邻的磁极间的永久磁铁16间的中心轴作为q轴。该转子12形成为使V字形空间17的位于d轴侧的内侧的空间17c成为朝着轴心扩大的空隙，作为磁通壁17c发挥功能。该V字形空间17中的磁通壁17c的最佳尺寸形状后述。

从而，在该旋转电动机10中，如图2所示，形成如下路径：使从定子齿15进入到转子12内的电枢磁通Ψr以不进入V字形空间17的外周侧的方式较多地进入内周（轴心）侧而返回到定子齿15。总而言之，旋转电动机10构筑成转子12在d轴有空隙的V字形IPM电动机。

另外，该旋转电动机10为了使成为转矩脉动增加原因的5次、7次空间高次谐波不与从与d轴对应的定子齿15进入的电枢磁通Ψr较多地重叠，在转子12侧的外周面形成有在与该定子齿15的内周面15a平行的方向（轴心方向）上延伸的中央沟21。

这样，在将永久磁铁16以V字形埋入转子12内的IPM结构的旋转电动机10的情况下，转矩T能够用下述的式（1）来表示，如图4所示，用使磁铁转矩Tm和磁阻转矩Tr之和最大的电流相位来驱动，从而实现高转矩/高效率运转。

[数1]

T＝P_p{Ψ_mi_q+(L_d-L_q)i_d i_q}         ····(I)

Pp：磁极对数，Ψm：电枢（定子齿15）交链磁铁磁通，

id：线电流的d轴分量，iq：线电流的q轴分量，

Ld：d轴电感，Lq：q轴电感

对此，在取代d轴侧空隙的磁通壁17c而具备与V字形空间17的外侧的磁通壁17b同等的磁通壁17d的相关技术的转子12A的情况下，形成图5A的磁通线图所图示的永久磁铁16的磁路，其磁铁磁通Ψm成为图5B的磁通矢量图所图示的方向的矢量Vm。另外，通过对收纳于槽18的线圈通电而产生的电枢磁通Ψr形成为图6A的磁通线图所图示的磁路，成为图6B的磁通矢量图所图示的方向的矢量Vr。

在这种旋转电动机中，为了在最大负荷驱动时实现高转矩/高效率驱动，推进电流相位角来进行驱动。在相关技术的转子12A中，如图5B和图6B的磁通矢量图所示，在位于V字形空间17（磁极）的外周侧的d轴附近的小区域A1中，磁铁磁通Ψm和电枢磁通Ψr为反向磁场的关系，处于磁阻转矩Tr抵消（相抵）磁铁转矩Tm而驱动的状态。总而言之，如图7所示，该磁极外周侧小区域A1是磁铁磁通Ψm和电枢磁通Ψr以夹角为90度以上呈反方向的位置关系相对的干扰区域，电枢磁通Ψr浪费于抑制（抵消）与该磁极外周侧小区域A1相邻的永久磁铁16的在d轴侧的范围B内产生的磁铁磁通Ψm。

因此，可以说与该磁极外周侧小区域A1对应的永久磁铁16的d轴侧范围B没有积极地对转矩T做出贡献，能够通过形成既削减该永久磁铁16的d轴侧范围B的部分又维持同等的凸极比的磁回路来减小永久磁铁16自身的磁铁量。

在此，转矩T为上述式（1），因此，在减小永久磁铁16的磁铁量的情况下增大磁阻转矩Tr，从而能够使转矩T与不减小永久磁铁16的磁铁量的情况相同。该磁阻转矩Tr能够通过增大d轴电感Ld和q轴电感Lq的差即凸极比来增加。

因此，在本实施方式的转子12中，通过将永久磁铁16的d轴侧范围B置换为导磁率小的空隙（限制区域），能够既减小永久磁铁16的磁铁量又增加凸极比，得到与置换前同等以上的转矩T。换个角度来说，通过有效利用浪费于抑制永久磁铁16在d轴侧范围B内产生的磁铁磁通Ψm的电枢磁通Ψr，能够增大磁阻转矩Tr，即使削减永久磁铁16的磁铁量也能够得到同等的转矩T。

此外，转矩T也能够表示为下述的式（2），在电流值Ia小的低负荷区域，磁铁转矩Tm的比例变高，如图8所示，电流值Ia越低，最大转矩时的电流相位β越接近零。该图8中的波形i～v示出各电流值Ia（i）～Ia（v）的电流相位－转矩特性，电流值Ia的大小为i＜ii＜iii＜iv＜v的关系。因此，在低负荷驱动时，磁铁转矩Tm的比例（依赖）自然地变高，不过，理想的是最大限度地有效利用该磁铁转矩Tm的磁回路。

[数2]

$T=P_p\{{\mathrm{\Ψ}}_m{I}_a\cos \mathrm{\β}+\frac{1}{2}\·(L_d-L_q){I_a}^2\sin 2\mathrm{\β}\}....\left(2\right)$

β：电流相位角度，Ia：相电流值

对于相关技术的转子12A，如图9所示，在低电流值的低负荷区域中以电流相位β接近零的条件进行驱动，因此，电枢磁通Ψr的磁通量在成为q轴的磁极间（相邻的不同磁极的永久磁铁16之间）变大。因此，作为该电枢磁通Ψr与磁铁磁通Ψm合成的磁通Ψs的路径，适合设为图10所示的通过磁路MP1、MP2的磁回路。从而，合成磁通Ψs能够使q轴磁路（磁通）分散化（避免饱和），增大q轴电感Lq，能够使积极地利用磁阻转矩Tr成为可能。

磁路MP1取如下路径：在从定子11侧的定子齿15经由空气间隙G与转子12A交链而进入到磁极间之后，从内周侧穿过形成旋转方向前进侧（图中左侧）的磁极的邻近侧的永久磁铁16。进而，该磁路MP1取如下路径：通过该磁极的外周侧区域A2，再次经由空气间隙G返回到定子齿15。

磁路MP2取如下路径：与磁路MP1同样地，在进入到磁极间之后，从内周侧穿过形成旋转方向前进侧的磁极的远离侧的永久磁铁16，通过该磁极的外周侧区域A2，再次经由空气间隙G返回到定子齿15。

例如，在该磁路MP1、MP2中，在将一对永久磁铁16的两端侧（磁极外端部）削掉而使其靠近内侧的情况下，在该两端侧存在大的磁通壁而使磁通路径集中到磁极的中心附近，特别是磁极外周侧区域A2的右侧的路径变得难取，不能够有效地利用该区域A2整体。

相反地，在将一对永久磁铁16的中心侧（磁极内端部）削掉而使其靠近外侧的情况下，在该中心侧存在大的磁通壁而能够使磁通路径分散到磁极的两侧，磁极外周侧区域A2的右侧的路径也包含在内都能积极有效地利用，磁通能够无遗漏地通过该区域A2。在该结构的情况下，还能够取磁路MP3，所述磁路MP3在从外周侧朝着内周侧穿过旋转方向后退侧的磁极的永久磁铁16之后，将相邻的磁极的永久磁铁16的N极/S极间耦合。在该磁路MP3中，能够通过与磁路MP1同样的路径，通过旋转方向前进侧的磁极的外周侧区域A2，磁通的分散化效率高。

因此，在转子12中，作为形成磁极的一对永久磁铁16的埋设结构，适合采用以不阻碍产生磁阻转矩Tr的电枢磁通Ψr的方式维持V字形并且使其靠近两端侧（磁极外端部）的形状。而且，适合采用在该一对永久磁铁16之间（磁极内端部）形成限制磁通取短路路径的磁通壁17c的结构。另外，适合采用在转子12的d轴上的外周面形成中央沟21的结构，该中央沟21限制从定子11侧的定子齿15进入的电枢磁通Ψr的饱和，换言之，使该磁通Ψr分散。采用这种结构，转子12就能够使q轴磁路（磁通）分散化，增大q轴电感Lq，积极地利用磁阻转矩Tr。

关于该永久磁铁16的附图内的长尺寸方向的长度（宽度）Wpm的最佳值，是将不缩短该长度Wpm的情况作为基准，通过比较来决定的。

具体来说，将磁极数P和转子12的从轴心到外周面的外半径R1设为固定值，将设置于磁极外端部的永久磁铁16的长度Wpm设为变数（改变内端侧端缘的位置），改变用下述的式（3）算出的比率δ来决定。作为其决定要素，若对相对于比率δ的、最大负荷时的转矩T的每单位（per unit）的变化和作为该转矩T的变动幅度的转矩脉动（torque ripple）的减小率的变化进行磁场分析并用坐标图来表示，则如图11所示。此外，每单位的意思例如与1.0[p.u.]的情况相同。

δ＝（P×Wpm）/R1...（3）

在图11中可知，比率δ＝1.84是不缩短长度Wpm的形状尺寸（磁铁减小量0％）的永久磁铁16的情况，在比率δ＝1.38的尺寸形状（磁铁减小量24.7％）的情况下，能够得到与不缩短时同等（1.0[p.u.]）的转矩T。该永久磁铁16在常用的低转速负荷时也能够通过设为比率δ＝1.38来得到同等的转矩T。

在此，在该图11中，将在V字形空间17的内外端侧具备同等大小的磁通壁17b、17d的相关技术的转子12A作为比较对象。相对于此，在本实施方式的转子12的情况下，由于具备磁通壁17c和中央沟21，能够有效地分割、分配电枢磁通Ψr。因此，在该转子12中，能够有效地产生磁阻转矩Tr，永久磁铁16即使按作为同等长度Wpm的比率δ＝1.84也会提高转矩T，并且减小转矩脉动。即，在图11中，在该转子12的结构中缩短永久磁铁16的长度Wpm，图示转矩T和转矩脉动相对于比率δ的变化。此外，假定在相关技术的转子12A的结构中缩短永久磁铁16的长度Wpm的情况下，从比率δ＝1.84到比率δ＝1.38附近转矩T没有大的变化（1.0[p.u.]）。

另外，在旋转电动机中，随着转子的旋转，会产生与埋设的永久磁铁量相应的感应电压（反向电压），重叠弱磁所造成的磁致伸缩的空间高次谐波。该空间高次谐波的5次、7次、11次、13次成分是产生转矩脉动的主要原因，成为铁损增加的原因。因此可知，若将相对于比率δ的、例如5次空间高次谐波的产生按每单位制成坐标图，则如图12所示，比率δ从1.75起越低于1.75，越能够抑制该5次空间高次谐波的产生。在这种情况下，能够将永久磁铁16的磁铁量削减4.7％以上，另外，能够既通过减少磁致伸缩的空间高次谐波而减少铁损来提高驱动效率又限制在永久磁铁16内的涡电流的产生来抑制发热。

由此，在本实施方式的转子12中，要想既得到与相关技术的转子12A同等的转矩T又削减永久磁铁16的使用量，优选缩短该永久磁铁16的长度Wpm（将磁铁量削减24.7％）而设为比率δ＝1.38的程度，还能够减小转矩脉动。总而言之，永久磁铁16只要根据转矩T、转矩脉动等的期望的特性适当选择从比率δ＝1.38（磁铁减小量24.7％）到1.75（磁铁减小量4.7％）的范围内的尺寸形状即可。

因此，在旋转电动机10中，若对成为同等的转矩T的、缩短永久磁铁16的长度Wpm而形成为比率δ＝1.38的尺寸形状的d轴有空隙的V字形的IPM电动机的情况和不缩短永久磁铁16的V字形的IPM电动机的情况进行磁场分析，则如图13和图14所示，可知磁铁转矩Tm和磁阻转矩Tr的比率发生变化而能输出同等的转矩T。此外，d轴有空隙的V字形的IPM电动机是在d轴侧具备大的空隙的磁通壁17c的结构，而简单的V字形的IPM电动机是在d轴侧具备小的磁通壁17d的结构。

该图13图示在低负荷区域的转矩Tm、Tr的比例，图14图示在最大负荷区域的转矩Tm、Tr的比例。可知，不管是哪个，在d轴有空隙的V字形的IPM电动机的情况下，都由于缩短永久磁铁16而磁铁转矩Tm变小、磁阻转矩Tr变大。即，在旋转电动机10中，对d轴附近的永久磁铁16进行置换而形成大的空隙空间的磁通壁17c、中央沟21，从而能够在图6B和图7所示的磁极外周侧小区域A1减少抵消电枢磁通Ψr的磁铁磁通Ψm。其结果是，旋转电动机10能够增大q轴电感Lq，使其与d轴电感Ld的差（凸极比）比非缩短V字形的IPM电动机大，能够有效利用磁阻转矩Tr，确保同等的转矩T。

根据该结构，如图15中作为磁通线图图示的那样，旋转电动机10也能够有效地使集中到形成磁极的一对永久磁铁16的外周侧的小区域A1的电枢磁通Ψr从通过该磁极外周侧小区域A1的磁路Mr1分割（分流）到进入V字形空间17的d轴侧空间17c的内周侧的磁路Mr2。其结果是，旋转电动机10能够减少磁铁磁通Ψm和电枢磁通Ψr（d轴/q轴）的磁干扰，避免在磁极外周侧小区域A1的旋转方向前进侧（图中左侧）局部地变为磁饱和状态，有效地对转矩T的产生做出贡献。

因此，旋转电动机10如图16的磁通线图所图示的那样，在低负荷驱动时，磁铁磁通Ψm和电枢磁通Ψr的合成磁通Ψs主要通过经过永久磁铁16的磁路MP0，而在最大负荷驱动时，该合成磁通Ψs能够如图17的磁通线图所图示的那样，分割为磁路MP1、磁路MP2。其结果是，能够实现减少磁干扰和避免局部的磁饱和状态，既减小永久磁铁16的磁铁量又高效地产生同等以上的转矩T。

相对于此，例如，如图18的磁通线图所示，在未向转子12的轴心侧扩大的磁通壁17e的情况下，不能够充分地分割合成磁通Ψs，不能够避免在磁极外周侧小区域A1的旋转方向前进侧（图中左侧）的局部的磁饱和。此外，在低负荷驱动时的合成磁通Ψs中，磁铁磁通Ψm的比例比电枢磁通Ψr的大。

在此，在图17所图示的磁通壁17c的本实施方式结构A和图18所图示的磁通壁17e的比较结构B中，如图19中图示最大负荷时的特性那样，若以转矩的大小及其变动（转矩脉动）来比较，则可知结构A的转矩增加约6％，同时转矩脉动变小，能够高质量地进行旋转驱动。此外，在图19中，以图18的结构B为基准算出平均转矩，将与其旋转角（电角）相应的瞬时转矩用每单位来表示，将该结构B的情况与图17的结构A的情况一起图示。

在该结构A、B中，若将图19所示的波形展开为傅里叶级数，则如图20所示，能够比较与转矩重叠的高次谐波转矩，可知，与结构B相比，结构A特别是能够较大地减小12次和24次高次谐波转矩。从而，在本实施方式的结构A中，特别是能够大幅减小12次高次谐波转矩，抑制上坡加速时的颤振的产生，并且也能够大幅减少电磁噪声。此外，在该图20中，图示结构A、B的转矩所包含的高次谐波转矩的比例（％）。

而且，在结构A、B中，若将通过间隙G与1个定子齿15交链的磁通波形展开为傅里叶级数，比较11次和13次空间高次谐波成分的含有率，则如图21所示，可知与结构B相比，结构A能够减少。此外，在该图21中，将结构A、B的1齿交链磁通的基本波形成分标准化并以每单位来图示。

另外，在旋转电动机10中，若将永久磁铁16例如设为比率δ＝1.44的尺寸形状，置换为低导磁率的磁通壁17c（减少磁铁磁通Ψm），将磁铁量削减23％，则能够减小惯性（惯性力），并且将感应电压常数也降低13.4％的程度，能够增加在高转速侧的输出。而且，在该旋转电动机10中，由于导致磁致伸缩的空间高次谐波减少，能够抑制因在永久磁铁16内产生的涡电流而产生的发热、铁损以及电磁噪声。

对此，可知在3相的情况下，旋转电动机10的转矩脉动起因于与每1相每1磁极的磁通波形重叠的空间高次谐波和相电流所包含的时间高次谐波，在电角上以6f次成分（f＝1,2,3…：自然数）产生。

下面，说明转矩脉动的产生原因，若将角速度设为ω_m、将各相的感应电动势设为E_u（t）、E_v（t）、E_w（t）、将各相的电流设为I_u（t）、I_v（t）、I_w（t），则能够用如下的式（4）、式（5）求出3相输出（电功率）P（t）和转矩τ（t）。

P(t)＝E_u(t)I_u(t)＋E_v(t)I_v(t)＋E_w(t)I_w(t)...（4）

τ(t)＝P(t)/ω_m

＝[E_u(t)I_u(t)＋E_v(t)I_v(t)＋E_w(t)I_w(t)]...（5）

3相转矩是U相、V相、W相各自的转矩的和，若设m表示电流的高次谐波成分、n表示电压的高次谐波成分，将U相电流I_u（t）表示为如下的式（6），则U相转矩τ_u（t）能够表示为如下的式（7）。

[数3]

$I_u\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_m\sin m\·(\mathrm{\θ}+{\mathrm{\β}}_m)....\left(6\right)$

$\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_u\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m}\left[\underset{n=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_m{I}_m\right\{-\frac{1}{2}\left(\cos ((n+m)\mathrm{\θ}+n{\mathrm{\α}}_n+m{\mathrm{\β}}_m)\right)\\ -\cos ((n-m)\mathrm{\θ}+{\mathrm{n\α}}_n-{\mathrm{m\β}}_m)\left\}\right]\end{array}...\left(7\right)$

相电流I（t）和相电压E（t）均为对称波，因此，“n”和“m”仅为奇数。U相以外的V相转矩和W相转矩分别相对于U相感应电压E_u（t）、U相电流I_u（t）为“＋2π/3（rad）”、“－2π/3（rad）”的相位差，因此，整体的转矩被抵消（相抵）为只剩“6”的系数的项，若表示为6f＝n±m（f：自然数）、s＝nα_n＋mβ_m、t＝nα_n－mβ_m，则能够表示为如下的式（8）。

[数4]

$\mathrm{\τ}\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m}\left[\underset{n=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_m{I}_m\right\{-\frac{1}{2}\{3\cos (6\mathrm{f\θ}+s)-3\cos (6\mathrm{f\θ}+t)\}\left\}\right]....\left(8\right)$

另外，该感应电压能够通过对磁通进行时间微分来求出，因此，1相1极磁通所包含的高次谐波也产生与各感应电压所包含的高次谐波的次数相同次数的成分。其结果是，在3相交流电动机中，当磁通（感应电压）所包含的空间高次谐波次数n和相电流所包含的时间高次谐波次数m的组合为6f时，产生该6f次成分的转矩脉动。

因此可知，如上所述，3相电动机的转矩脉动是在1相1极的磁通波形的空间高次谐波n和相电流的时间高次谐波m为n±m＝6f（f：自然数）时产生，因此，例如在11次和13次空间高次谐波（n＝11、13）重叠以及相电流的基本波（m＝1）这一组合下，产生12次高次谐波转矩。

并且，在该旋转电动机10中，作为转子12中的V字形空间17的磁通壁17c，为了将永久磁铁16设为比率δ＝1.44的尺寸形状并且使朝着轴心的扩大尺寸最佳化，要决定轴心侧的端部壁面位置。

首先，返回图1，该转子12的结构由图22、图23所示的转矩特性来决定，该转矩特性是改变磁通壁17c的轴心侧的端部壁面位置到轴心的在法线方向上的分隔距离R2，将其相对于到外周面的外半径R1和到内周面的内半径R3的比率R2/R1、R3/R2作为参数时得到的。在此，由于压入旋转驱动轴13时对电磁钢板施加的压缩应力所引起的冯米斯应力而使导磁率（磁通的易通过度）恶化，因此，转子12的尺寸形状以考虑了该冯米斯应力的数值来决定。此外，该图22、图23以图18的比较结构B为基准，以每单位来图示最大负荷时所得到的转矩。

首先，由图22可知，在R2/R1为0.56～0.84的范围A内能得到结构B以上的转矩，以优选在趋势发生变化的位置附近的0.565～0.75的范围B内、更优选在转矩增加5％程度的0.59～0.63程度的范围C内的方式，决定磁通壁17c的轴心侧端部位置的分隔距离R2。

而且，由图23可知，在R3/R2为0.54～0.82的范围A内能得到结构B以上的转矩，以优选在趋势发生变化的位置附近的0.60～0.81的范围B内、更优选在转矩增加5％程度的0.72～0.77程度的范围C内的方式，决定磁通壁17c的轴心侧端部位置的分隔距离R2。

从而，能够充分地确保图17中的磁路MP2的磁路宽度，能够以该磁路MP2不产生磁饱和的方式决定磁通壁17c的尺寸。

这样，在本实施方式中，削减永久磁铁16的d轴侧范围B而将其置换为大的磁通壁17c，因此，能够消除抵消电枢磁通Ψr的方向的磁铁磁通Ψm，消除相互干扰（相抵），另外，也能够限制电枢磁通Ψr通过该范围B内。

因此，能够既削减永久磁铁16的使用量又有效地利用在d轴侧的电枢磁通Ψr、磁铁磁通Ψm，得到大的磁铁转矩Tm和磁阻转矩Tr。另外，能够谋求因感应电压常数的降低而引起的在高转速侧的输出的增加，并且能够抑制永久磁铁16的涡电流所造成的发热，抑制因温度变化而导致的退磁，降低耐热等级，从而削减成本。

另外，将到磁通壁17c的轴心侧端部的分隔距离R2设为：与转子12的外半径R1和内半径R3的关系（尺寸形状）为0.56≤R2/R1≤0.84且0.54≤R3/R2≤0.82，从而，能够高效地产生大的转矩T。

其结果是，能够以低成本制作定子11内的转子12，以高能量密度高质量地进行旋转驱动。

在此，在本实施方式中，以8磁极48槽的电动机的构成的旋转电动机10作为一例来进行说明，但不限于此，只要是单位磁极单位相的槽数q＝2的结构都能够原样适用，例如，也能够原样应用于6磁极36槽、4磁极24槽、10磁极60槽的电动机结构。

本发明的范围不限于图示、记载的例示性的实施方式，也包含带来与本发明的效果等同的效果的所有实施方式。而且，本发明的范围不限于由各权利要求所划定的发明的特征的组合，而能由所有公开的各个特征中的特定的特征的所有期望的组合来划定。

工业上的可利用性

至此说明了本发明的一个实施方式，当然本发明不限于上述实施方式，可以在其技术思想的范围内以种种不同的方式来实施。

附图标记说明

10   旋转电动机（IPM型）

11   定子

12   转子

12a  外周面

13   旋转驱动轴

15   定子齿

16   永久磁铁

16a  角部

17   V字形空间

17b、17c   磁通壁

18   槽

20   中心桥

21   中央沟

A1   磁极外周侧小区域

A2   磁极外周侧区域

B    d轴侧范围

G    空气间隙

MP0、MP1～MP3、Mr1、Mr2    磁路

R1   外半径

R2   磁通壁17c的轴心侧端部壁面到轴心的分隔距离

R3   内半径

Ψm  磁铁磁通

Ψr  电枢磁通

Ψs  合成磁通

Claims (2)

1.一种IPM型旋转电动机，具备：转子，其中埋入有永久磁铁，与驱动轴一体旋转；以及定子，其收纳有设置在其对面的旋转自如的所述转子，并且线圈收纳在该转子所面对的多个齿之间的槽内，该定子具有电枢功能，

上述IPM型旋转电动机的特征在于，

当与上述永久磁铁形成的每个磁极的该永久磁铁的中心轴一致的d轴侧附近使得该永久磁铁存在时，在该d轴侧的永久磁铁产生抵消上述电枢所产生的电枢磁通的方向的磁通，在产生上述永久磁铁磁通的范围内将上述永久磁铁置换为导磁率小的空隙，

在将上述转子的从轴心到外周面的外半径设为R1、将上述转子的从轴心到上述空隙的该轴心侧端部的法线方向的长度设为R2、将上述转子的到上述驱动轴嵌入的内周面的内半径设为R3的情况下，

上述转子的尺寸和形状形成为满足0.56≤R2/R1≤0.84且0.54≤R3/R2≤0.82的关系。

2.根据权利要求1所述的IPM型旋转电动机，其特征在于，

当单位磁极单位相的槽数q＝2的情况下，

当将上述转子的半径方向的上述永久磁铁的大小设为Wpm、将上述永久磁铁所形成的磁极数设为P时，满足1.38≤（P×Wpm）/R1＜1.84。

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