CN103580649B

CN103580649B - 低失调低温漂高电源抑制比的rc振荡器电路

Info

Publication number: CN103580649B
Application number: CN201210268493.8A
Authority: CN
Inventors: 叶飞; 向建军
Original assignee: CHENGDU RUICHENG XINWEI TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Chengdu Rui core micro Polytron Technologies Inc
Priority date: 2012-07-31
Filing date: 2012-07-31
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2032-07-31
Also published as: CN103580649A

Abstract

一种RC振荡器电路，所述RC振荡器电路包括一线性稳压器、一与所述线性稳压器相连的带温度补偿的充放电电流产生电路、一与所述充放电电流产生电路相连的高低阈值电压产生电路及一与所述高低阈值电压产生电路相连的RC时钟产生电路，所述线性稳压器为所述RC振荡器电路提供低噪声且稳定的电源电压所述带温度补偿的充放电电流产生电路为所述RC振荡器电路的时钟振荡频率提供温度补偿，所述RC时钟产生电路采用单比较器结构实现时钟频率的低失调特性。本发明消除了比较器的失调电压。

Description

低失调低温漂高电源抑制比的RC振荡器电路

技术领域

本发明涉及CMOS实现的振荡器技术，具体涉及一种低失调低温漂高电源抑制比的RC振荡器电路。

背景技术

混合信号芯片中通常需要频率精准的时钟信号，时钟信号在片内由振荡器产生，RC振荡器以其结构简单、可集成度高、性能良好得到了广泛的研究与应用。但是，随着对时钟频率精确度以及温漂系数越来越严格的要求，传统的片内RC振荡器已经不满足需要。

RC振荡器的振荡频率分别与电阻R、电容C成反比例关系，而片内集成的电阻R和电容C，其绝对精度和温度漂移不容忽视，这就严重影响了RC振荡频率的精度。虽然用寄存器组配置片内电阻或电容可以校准RC振荡频率在某一温度点的绝对值，但是温度漂移带来的频率偏移无法校准。

另外，常规的RC振荡器在电源电压有较大噪声时其振荡频率也会有比较明显的变化，这是因为电源电压的变化会引起时钟产生电路延迟发生变化,还会引起充放电电流的不一致，这种因为电源噪声引起的频率偏差也无法校准。

明显的温度漂移，较低的电源抑制比，以及一些比较器的失调，这些因素限制了RC振荡器作为高精度时钟的应用，因此，在必需高精度时钟的应用场合中，外部晶振、片内LC振荡器等具有低温漂和高电源抑制比的结构正在被广泛使用，但这会带来更高的设计成本。

发明内容

本发明的目的是提供一种低失调低温漂高电源抑制比的RC振荡器电路，来克服现有RC振荡器技术的不足，使RC振荡器也能应用于一些高精度时钟需求的领域中。在某些高精度时钟需求的应用中，用RC振荡器取代外部晶振或LC振荡器，将成为进一步缩减芯片设计成本的重要一环。

本发明的目的通过以下技术方案来实现：一种低失调低温漂高电源抑制比的RC振荡器电路，包括一线性稳压器、一与所述线性稳压器相连的带温度补偿的充放电电流产生电路、一与所述充放电电流产生电路相连的高低阈值电压产生电路及一与所述高低阈值电压产生电路相连的RC时钟产生电路，所述线性稳压器为所述RC振荡器电路提供低噪声且稳定的电源电压，所述带温度补偿的充放电电流产生电路为所述RC振荡器电路的时钟振荡频率提供温度补偿，所述RC时钟产生电路采用单比较器结构实现了时钟频率的低失调特性。

所述带温度补偿的充放电电流产生电路包括一电压放大器A1、一与所述电压放大器A1相连的第一场效应管M1、一与所述电压放大器A1及所述第一场效应管M1相连的电阻R0、一与所述电阻R0相连的电阻R1、一与所述电阻R1及地电位相连的电阻R2、一与所述第一场效应管M1相连的第一电流镜支路i1、一与所述第一电流镜支路i1为电流镜像关系的第四电流镜支路i4、一第五电流镜支路i5、一与所述第五电流支路i5为电流镜像关系的第六电流镜支路i6、一由所述第六电流镜支路i6与所述第四电流镜支路i4组成的第七电流镜支路i7。

所述高低阈值电压产生电路包括一与所述电阻R1及所述电阻R2相连的第二场效应管M2、一与所述电阻R0及所述电阻R1相连的第三场效应管M3、一与所述第二场效应管M2相连的第二电流镜支路i2、一与所述第三场效应管M3相连的第三电流镜支路i3。

所述第一电流镜支路i1、第二电流镜支路i2、第三电流镜支路i3及第四电流镜支路i4为电流镜像关系。

所述RC时钟产生电路包括一第八电流镜支路i8、一与所述第八电流镜支路i8相连的第九电流镜支路i9、一第十电流镜支路i10、一第十一电流镜支路i11、一第十三电流镜支路i13、一与所述第十一电流镜支路i11相连的第十四电流镜支路i14、一与所述第十三电流镜支路i13相连的第十二电流镜支路i12、一与所述第十电流镜支路i10相连的比较器A2、一与所述比较器A2的正向输入端及所述比较器A2的反向输出端及所述第三场效应管M3相连的第一开关S1、一与所述比较器A2的正向输入端及所述比较器A2的正向输出端及所述第二场效应管M2相连的第二开关S2、一与所述第十一电流镜支路i11及所述比较器A2的反向输出端及所述比较器A2的反向输入端相连的第三开关S3、一与所述第十三电流镜支路i13及所述比较器A2的反向输出端及所述比较器A2的反向输入端相连的第四开关S4、一与所述比较器A2的反向输入端相连的可控电容阵列CA、一与所述比较器A2的反向输出端相连的时钟整形电路B1。

所述第九电流镜支路i9、第十电流镜支路i10、第十一电流镜支路i11和第十二电流镜支路i12为电流镜像关系；所述第七电流镜支路i7、第八电流镜支路i8、第十三电流镜支路i13和第十四电流镜支路i14为电流镜像关系。

本发明获得的有益效果包括：时钟产生电路中采用高低压选通模式，与常规振荡器相比省去了一个比较器，进而使VH-VL可以重新写为

[(VH+VOS)-(VL+VOS)]=VH-VL，即在很大程度上消除了比较器的失调电压；从RC时钟频率表达式中可以看出，本发明的温度补偿很容易实现，与常规的温度补偿技术相比，采用该结构能获得更低的温度漂移。

附图说明

图1为本发明主要设计原理框图。

图1中：A1.电压放大器；电阻R0、R1、R2；M1.第一场效应管；M2.第二场效应管；M3.第三场效应管；i1.第一电流镜支路；i2.第二电流镜支路；i3.第三电流镜支路；i4.第四电流镜支路；i5.第五电流镜支路；i6.第六电流镜支路；i7.第七电流镜支路；i8.第八电流镜支路；i9.第九电流镜支路；i10.第十电流镜支路；i11.第十一电流镜支路；i12.第十二电流镜支路；i13.第十三电流镜支路；i14.第十四电流镜支路；S1.第一开关；S2.第二开关；S3.第三开关；S4.第四开关；A2.比较器；CA.可控电容阵列；B1.时钟整形电路；A3：LDO电路。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步阐述。

图1中，LDO电路A3为RC振荡器提供稳定的电源V_REG，该电压能极大地提高RC振荡频率的电源抑制比。

放大器A1、第一场效应管M0、电阻R0、R1、R2构成电压跟随器，电压源随器钳位基准电压V_REF并产生一基准电流另外产生两个基准电压，分别为：

VR_H = \frac{(R 1 + R 2) \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2},

VR_L = \frac{R 2 \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} .

第一电流镜支路i1、第二电流镜支路i2、第三电流镜支路i3和第四电流镜支路i4组成P型电流镜组1,其中第四电流镜支路i4的电流值为k1*I_REF。第五电流镜支路i5和第六电流镜支路i6组成N型电流镜组1，其中输入正温电流第六电流镜支路i6的电流值为k2*I_PTAT。第七电流镜支路i7的电流值由第四电流镜支路i4与第六电流镜支路i6相减产生，其值为

I_{M} = k 1 \times I_{REF} - k 2 \times I_{PTAT} = \frac{k 1 \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} - \frac{k 2 \times V_{PTAT}}{R 3} .

第二电流镜支路i2与第二场效应管M2构成源随器1，第三电流镜支路i3与第二场效应管M3构成源随器2，源随器1和2之间具有良好的匹配，因此可以得到VH与VL的关系如下：

VH - VL = VR_H - VR_L = \frac{(R 1 + R 2) \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} - \frac{R 2 \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} = \frac{R 1 \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} .

第七电流镜支路i7、第八电流镜支路i8、第十三电流镜支路i13和第十四电流镜支路i14组成N型电流镜组2，其中第十三电流镜支路i13和第十四电流镜支路i14结合产生RC振荡器的放电电流；第九电流镜支路i9、第十电流镜支路i10、第十一电流镜支路i11和第十二电流镜支路i12组成P型电流镜组2，其中第十一电流镜支路i11和第十二电流镜支路i12结合产生RC振荡器的充电电流，充放电电流值为：I_RC＝(m1-m0)×I_M＝m×I_M。第十二电流镜支路i12和第十四电流镜支路i14的作用是，极大地减弱充放电模式切换过程中开关的电荷泄放和电荷积累，进一步提高RC振荡频率的精度。在设计中，必须保证：比例系数m1>m0。

RC时钟产生电路的开关S0、S1和S3为高电平闭合低电平断开，开关S2为低电平闭合高电平断开，可控电容阵列CA用于校准RC振荡频率的绝对精度。RC时钟产生电路的工作原理包括以下步骤：

1）时钟产生模块接通电源或始能信号有效后，电容CA的电压从零开始按照的速率上升，此时比较器A2反向输出端SEL_VH逻辑值为1、正向输出端SEL_VL逻辑值为0，第二开关S2和第三开关S3断开、第一开关S1和第四开关S4闭合，进而关断放电通路、开启充电通路，并选择VH接入比较器的正向输入端，电容CA持续充电，比较器A2的输出端经时钟整形电路缓冲后输出时钟信号RC_CLK；

2）当电容CA的电压达到VH后，比较器A2反向输出端SEL_VH逻辑值为0、正向输出端SEL_VL逻辑值为1，第二开关S2和第三开关S3闭合、第一开关S1和第四开关S4断开，进而关断充电通路、开启放电通路，并选择VL接入比较器的正向输入端，电容CA的电压从VH开始按照的速率放电，比较器的输出端经时钟整形电路缓冲后输出时钟信号RC_CLK；

3）当电容CA的电压下降到VL时，比较器A2反向输出端SEL_VH逻辑值为1、正向输出端SEL_VL逻辑值为0，第二开关S2和第三开关S3断开、第一开关S1和第四开关S4闭合，进而关断放电通路、开启充电通路，并选择VH接入比较器的正向输入端，电容CA开始充电，比较器的输出端经时钟整形电路缓冲后输出时钟信号RC_CLK；

4）循环执行步骤1）-3），进而得到连续的时钟信号RC_CLK，时钟信号的频率计算如下：

半周期内充放电电荷数量为：

Q_{HALF} = C_{ADJ} \times (VH - VL) = I_{RC} \times \frac{T}{2};

VH - VL = \frac{R 1}{R 0 + R 1 + R 2} V_{REF};

半周期内的充放电电流为:

I_{RC} = m \times (\frac{k 1 \times V_{REF}}{R 0 + R 1 + R 2} - \frac{k 2 \times V_{PTAT}}{R 3});

RC时钟频率：

f_{RC} = \frac{1}{T} = \frac{m \times k 1 \frac{R 0 + R 1 + R 2}{R 3} \times m \times k 2 \times \frac{V_{PTAT}}{VREF}}{2 C_{ADJ} \times R 1};

一般CMOS工艺中由V_PTAT由带隙基准产生，其值为：

V_{PTAT} = \ln n \times V_{T} = \ln n \times \frac{KT}{q}

假定POLY电阻只有一阶负温系数p0，则RC时钟频率表达式可改写为：

f_{RC} = \frac{m \times k 1 \times (1 - \frac{R 0 + R 1 + R 2}{R 3} \times \frac{k 2}{k 1} \times \frac{\ln n}{q \times V_{REF}} \times T)}{2 C_{ADJ} \times R 1_{Δ} \times (1 - p 0 \times T)},

其中R1_Δ为电阻R1的绝对零度电阻值，不带温度系数。

若电容CA的温度系数可忽略，则只需要满足：就可以得到低温漂的振荡频率。

实际中POLY电阻还包括高阶温度系数，但是本发明能最大程度补偿其一阶温度系数，使RC振荡器的频率温漂低于20ppm/℃，这已经可用于一些高精度时钟需求的领域。

由于在和VH、VL比较时，只用了比较器A2，而且比较器A2的失调值是一个确定的随机值，在电压窗口的计算中已被消除，从而比较器A2的失调电压对RC振荡频率没有任何影响。因此，与传统的RC振荡器相比，本发明还取得了低失调的有益效果。

Claims

1.一种低失调低温漂高电源抑制比的RC振荡器电路，其特征在于：所述RC振荡器电路包括一线性稳压器、一与所述线性稳压器相连的带温度补偿的充放电电流产生电路、一与所述充放电电流产生电路相连的高低阈值电压产生电路及一与所述高低阈值电压产生电路相连的RC时钟产生电路，所述线性稳压器为所述RC振荡器电路提供低噪声且稳定的电源电压，所述带温度补偿的充放电电流产生电路为所述RC振荡器电路的时钟振荡频率提供温度补偿，所述RC时钟产生电路采用单比较器结构实现了时钟频率的低失调特性；所述带温度补偿的充放电电流产生电路包括一电压放大器A1、一与所述电压放大器A1相连的第一场效应管M1、一与所述电压放大器A1及所述第一场效应管M1相连的电阻R0、一与所述电阻R0相连的电阻R1、一与所述电阻R1及地电位相连的电阻R2、一与所述第一场效应管M1相连的第一电流镜支路i1、一与所述第一电流镜支路i1为电流镜像关系的第四电流镜支路i4、一第五电流镜支路i5、一与所述第五电流支路i5为电流镜像关系的第六电流镜支路i6、一由所述第六电流镜支路i6与所述第四电流镜支路i4组成的第七电流镜支路i7，第二电流镜支路i2与第二场效应管M2构成源随器1，第三电流镜支路i3与第三场效应管M3构成源随器2。

2.如权利要求1所述的RC振荡器电路，其特征在于：所述高低阈值电压产生电路包括一与所述电阻R1及所述电阻R2相连的第二场效应管M2、一与所述电阻R0及所述电阻R1相连的第三场效应管M3、一与所述第二场效应管M2相连的第二电流镜支路i2、一与所述第三场效应管M3相连的第三电流镜支路i3。

3.如权利要求1所述的RC振荡器电路，其特征在于：所述第一电流镜支路i1、第二电流镜支路i2、第三电流镜支路i3及第四电流镜支路i4为电流镜像关系。

4.如权利要求1所述的RC振荡器电路，其特征在于：所述RC时钟产生电路包括一第八电流镜支路i8、一与所述第八电流镜支路i8相连的第九电流镜支路i9、一第十电流镜支路i10、一第十一电流镜支路i11、一第十三电流镜支路i13、一与所述第十一电流镜支路i11相连的第十四电流镜支路i14、一与所述第十三电流镜支路i13相连的第十二电流镜支路i12、一与所述第十电流镜支路i10相连的比较器A2、一与所述比较器A2的正向输入端及所述比较器A2的反向输出端及所述第三场效应管M3相连的第一开关S1、一与所述比较器A2的正向输入端及所述比较器A2的正向输出端及所述第二场效应管M2相连的第二开关S2、一与所述第十一电流镜支路i11及所述比较器A2的反向输出端及所述比较器A2的反向输入端相连的第三开关S3、一与所述第十三电流镜支路i13及所述比较器A2的反向输出端及所述比较器A2的反向输入端相连的第四开关S4、一与所述比较器A2的反向输入端相连的可控电容阵列CA、一与所述比较器A2的反向输出端相连的时钟整形电路B1。

5.如权利要求4所述的RC振荡器电路，其特征在于：所述第九电流镜支路i9、第十电流镜支路i10、第十一电流镜支路i11和第十二电流镜支路i12为电流镜像关系；所述第七电流镜支路i7、第八电流镜支路i8、第十三电流镜支路i13和第十四电流镜支路i14为电流镜像关系。