CN103488229B

CN103488229B - 一种用于带隙基准的自动微调电路

Info

Publication number: CN103488229B
Application number: CN201310422191.6A
Authority: CN
Inventors: 李泽宏; 刘广涛; 曾智; 吴明进
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2013-09-17
Filing date: 2013-09-17
Publication date: 2015-07-29
Anticipated expiration: 2033-09-17
Also published as: CN103488229A

Abstract

本发明涉及带隙基准电路，本发明公开了一种用于带隙基准的自动微调电路。本发明的技术方案包括采样网络、第一电压比较器、第二电压比较器、控制电路、扫描电路、电阻微调网络、模式控制电路，所述采样网络采样带隙基准电路的带隙基准电压，并输出两个电压，分别接第一电压比较器正输入端和第二电压比较器的负输入端，所述第一电压比较器负输入端和第二电压比较器正输入端接模式控制电路，第一电压比较器和第二电压比较器的输出接控制电路，控制电路的输出接扫描电路的输入，扫描电路的输出接电阻微调网络，电阻微调网络接带隙基准电路，模式控制电路接输入输出端，同时接带隙基准电路的带隙基准电压。本发明操作简单，精度高，功耗小。

Description

一种用于带隙基准的自动微调电路

技术领域

本发明属于模拟电路设计领域，涉及带隙基准电路，特别涉一种用于带隙基准的自动微调电路。

背景技术

目前，在各种模拟电路和数模混合电路中，广泛采用了带隙基准电压（或称为带隙基准）作为芯片的内部基准源并产生电路所需要其他电压源和电流源。带隙基准电路的主要作用是产生一个与电源和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压或电流。带隙基准通常与电源无关而与温度变化相关。通常情况下，带隙基准是使用了具有负温度系数的PN结正向压降和由两个双极型晶体管基极-发射极电压差值构成具有正温度系数电压的叠加，从而产生在特定温度下具有一个零温度系数的电压基准。通常，两个双极型晶体管的基极-发射极电压差ΔV_be的温度系数为V_TlnN，N为两个双极型晶体管的集电极电流的比值。通常选择N=8。V_T为热电压，即热电压是与绝对温度成正比的。由于比绝对值大很多，为了得到零温度系数的电压，ΔV_be电压比例放大后与V_be电压叠加，比例放大通常是由电阻的比例放大实现的。在带隙基准的设计中，通过调节接入电阻的大小来微调带隙基准电压，使带隙基准电压的温度系数在某一个温度点上为零。带隙基准在实际电路中可能由于工艺误差等原因，导致实际的带隙基准和仿真的结果出现比较大的误差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提出一种用于带隙基准的自动微调电路，通过一个复用的测试引脚，外置基准电压，实现芯片内部带隙基准的自动微调，并且能够在非微调模式下，测量带隙基准的电压值。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，一种用于带隙基准的自动微调电路，包括采样网络、第一电压比较器、第二电压比较器、控制电路、扫描电路、电阻微调网络、模式控制电路，所述采样网络采样带隙基准电路的带隙基准电压，并输出两个电压，分别接第一电压比较器正输入端和第二电压比较器的负输入端，所述第一电压比较器负输入端和第二电压比较器正输入端接模式控制电路，第一电压比较器和第二电压比较器的输出接控制电路，控制电路的输出接扫描电路的输入，扫描电路的输出接电阻微调网络，电阻微调网络接带隙基准电路，模式控制电路接输入输出端，同时接带隙基准电路的带隙基准电压。

进一步的，在输入输出端外接校正电压时，自动微调电路处于微调校正模式，此时带隙基准电路的输出带隙基准电压经采样网络采样，与外接校正电压经第一电压比较器和第二电压比较器进行比较，第一电压比较器和第二电压比较器的输出经控制电路和扫描电路去控制接入到带隙基准电路的电阻微调网络的电阻值，来调节带隙基准的值。

进一步的，在输入输出端浮空，不外加校正电压时，自动微调电路停止工作，处于测试模式，此时模式控制电路控制输入输出端接带隙基准电路，输出带隙基准电压。

具体的，第一电压比较器和第二电压比较器都是低失调高增益的运算放大器。

具体的，所述采样网络由电阻构成。

本发明的有益效果是，操作简单，方便测量和调节，精度高，功耗小，可以与带隙基准电路集成在同一芯片内。

附图说明

图1是本发明的电路结构示意图；

图2是第一电压比较器和第二电压比较器电路结构示意图；

图3是控制电路结构示意图；

图4是扫描电路结构示意图；

图5是电阻微调网络结构示意图；

图6是带隙基准电路结构示意图；

图7是模式控制电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施方式，详细描述本发明的技术方案。

本发明的一种用于带隙基准的自动微调电路结构如图1所示，包括采样网络101、第一电压比较器102、第二电压比较器103、控制电路104、扫描电路105、电阻微调网络106和107、带隙基准电路108和模式选择控制109。

本发明的采样网络使用了电阻分压采样的方式，但不局限于电阻分压，也可使用其他方式，以电阻网络为例说明，如图1所示，该采样网络采样带隙基准电路108的输出基准电压，并使用R1、R2、R3和R4进行分压，将分压的电压值送入第一电压比较器102、第二电压比较器103的正输入端和负输入端。电阻采样网络决定了带隙基准最后的调节精度。设输入电压为Vin，带隙基准电压为V_BG，带隙基准电压的范围为

\frac{R 1 + R 2 + R 3 + R 4}{R 4 + R 3 + R 2} < V_{BG} < \frac{R 1 + R 2 + R 3 + R 4}{R 4}

当R2=R3时，带隙基准电压的精度为

&PlusMinus; \frac{R 2}{R 1 + R 2 + R 3 + R 4}

通过选择合适的电阻R2的值，可以提高带隙基准电压的精度范围。例如，当电阻R2的值为采样网络总电阻值的2%时，则总的校正过的带隙电压的精度为±2%。

本发明第一电压比较器102和第二电压比较器103结构相，同如图2所示，均采用低失调高增益的运算放大器，该运算放大器采用MOS的输入级从而使失调电流可以忽略不计，图2中晶体管PM1、PM2、PM5、NM1和NM2构成基本差分输入级。晶体管PM3、PM7和NM3构成了偏置镜像级，是基本差分输入级的半电路。晶体管PM6、PM8、PM9、NM3和NM4构成全差分放大级，该级能够耦合输入级的直流电压，并且能够以电平位移的方式放大基本差分输入级的信号。晶体管PM10、PM11、NM6和NM7构成了推挽输出级，该级能够提高运算放大器的输出驱动能力。电阻R1和电容C1实现米勒补偿，保证运算放大器足够的相位裕度。

本发明控制电路104结构如图3所示，控制电路104的输入为第一电压比较器102和第二电压比较器103的输出，当第一电压比较器102和第二电压比较器103的输出为0、1；1、0和1、1（“0”为低电平，“1”为高电平）状态时，分别会使EN_1、EN_2和SYS_EN发生变化，控制扫描电路105。V_REF为输入输出端引入的校准电压，当V_REF不接校准电压时，该脚会被下拉电阻R0拉为低电位从而使SYS_EN变为低电平，系统使能无效，扫描电路104不工作，并控制模式控制电路109使带隙基准电路108的电压输出到输入输出端。KEEP_1和KEEP_2会检测EN_1和EN_2的上升沿和下降沿，用于控制扫描电路104内部的存储单元和电阻微调网络，使电阻微调网络读取存储单元的数据。

本发明的扫描电路105如图4所示，包含1051、1052两个N位（这里N=3）计数器单元，1053振荡器单元，1054N位存储器单元。SYS_EN变高时，振荡器单元1053开始工作，为计数器单元和存储器单元提供时钟信号。EN_1、EN_2、SYS_EN、KEEP_1和KEEP_2为控制电路104的输出，当EN_1和SYS_EN同时为高时，1051计数器单元开始计数，把计数结果送入1054存储单元和106电阻微调网络，同理当EN_2和SYS_EN同时为高时，1052计数器单元工作，把计数结果送入1054存储单元和107电阻微调网络。当SYS_EN无效后，计数器和振荡器停止工作，减少功耗。KEEP_1和KEEP_2其中一个会有效，通过调节开关S1、S2、S3或者S4、S5、S6使输出结果为存储器的保存结果。

本发明的电阻微调网络106和107如图5所示，这里电阻微调网络使用了2组分别3个电阻。电阻微调网络的电阻个数为扫描电路中N位计数器的相同。图5中电阻R14、R15和R16为图6带隙基准电路108中的电阻R17的一定百分比。在本仿真中取R14、R15和R16为图6中电阻R17的1%、3%和6%。实际使用中应根据调节需要设定该模块中电阻的阻值。

本发明带隙基准电路108如图6所示，在不考虑微调网络M1和M2时，带隙基准的输出电压为

V_{ref} = V_{BE 2} + V_{T} \ln m (1 + \frac{R 18}{R 17})

其中m为晶体管Q2和Q1的集电极电流之比。

在带隙基准实际制造过程中，由于工艺误差等因素会造成实际结果与上述表达式的结果不一致，因此需要对电阻R17和R18进行微调，使V_ref的值达到预期值。微调网络M1的电阻值为ΔR18，微调网络M2的电阻值为ΔR17。通过调节使上述表达式中R18增加为R18+ΔR18来增大Vref。通过调节使上述表达式的R17增大为R17+ΔR17来减小Vref。

本发明模式控制电路109如图7所示，带隙基准引脚接图1中带隙基准电路108输出的带隙基准电压V_BG，微调电压基准引脚接图1中的电阻R0，Vref1和Vref2是用于判断输入输出端和微调电压基准引脚的电平的参考电压。模式控制电路109能够检测输入输出端的电压，当该引脚外加校准电压时，整个系统处于测试校准模式，能够根据外加校准电压，把带隙基准电路108产生的带隙基准电压调节到预定的范围，当输入输出端浮空时，整个系统处于测量模式，自动微调电路不工作，这时输入输出端输出带隙基准电路108产生的带隙基准电压供外部仪器测量。

图1是本发明的一种用于带隙基准的自动微调电路示意图。包括采样网络101，第一电压比较器102、第二电压比较器103，控制电路104，扫描电路105，电阻微调网络106、107，带隙基准电路108和模式控制电路109。

带隙基准电路108产生的带隙基准电压接入采样网络101，采样网络101采样带隙基准电压并将采样值分别送入第一电压比较器102的正输入端和第二电压比较器103的负输入端，第一电压比较器102的负输入端和第二电压比较器103的正输入端通过109接到输入输出端的校准电压。

第一电压比较器102和第二电压比较器103的输出状态送入控制电路104，控制电路104根据102和103的输出状态控制扫描电路105。

第一电压比较器102和第二电压比较器103的输出状态为10；11；01三种。10和01分别代表带隙基准比预定值高和低，11状态代表带隙基准达到了预定值的误差范围。

当第一电压比较器102和第二电压比较器103输出状态为01时，带隙基准需要调高。控制电路104的EN_1为高电平。控制电路104的EN_1控制扫描电路105，图4中的N位计数器（以3位计数器为列说明），3位计数器在时钟作用下开始计数，计数结果的3位状态码一路送入电阻微调网络106，计数结果同时送进图4中的3位存储器单元。随着计数器结果的变化，电阻微调网络106的接入到带隙基准的微调电阻的阻值发生变化，电阻微调网络106的电阻R6、R7和R8分别与图5中带隙基准电路108中电阻R18相关。

图5是电阻微调网络106和107的一种实现方式，当电阻R6、R7和R8是图6带隙基准电路108中电阻R18的1%、3%和6%时（实际中可以根据需要调整），通过扫描电路105的扫描，电阻微调网络106可以接入的电阻可以增加带隙基准电压的1%、3%、4%、6%、7%、9%和10%，当带隙基准电压的每一次调节都通过电压采样网络101反馈到控制电路，直到第一电压比较器102和第二电压比较器103的状态变化为11时，说明带隙基准的输出电压已达到预定值的误差范围。该误差范围可以通过电压采样网络101来设定。

当带隙基准的调节达到了预定的范围，第一电压比较器102和第二电压比较器103的状态为11时，控制电路104使扫描电路105的振荡器和计数器全部停止工作，存储器会保持计数器停止工作前的状态，同时104控制105的输出去读取1054存储器的状态，从而在校正完成后，电阻微调网络106和107保持对电路微调结果的状态记忆。

模式控制电路109有两种模式，分为微调模式和待测量模式。微调模式下，当输入输出端接一个校正电压时，校正电压接入到第一电压比较器102和第二电压比较器103，从而开始自动校正过程。待测量模式下，当输入输出引脚不接校正电压时，输入输出端接带隙基准电路108的带隙电压，通过该引脚可以测量带隙基准电压的值。

Claims

1.一种用于带隙基准的自动微调电路，包括采样网络、第一电压比较器、第二电压比较器、控制电路、扫描电路、电阻微调网络、模式控制电路，所述采样网络采样带隙基准电路的带隙基准电压，并输出两个电压，分别接第一电压比较器正输入端和第二电压比较器的负输入端，所述第一电压比较器负输入端和第二电压比较器正输入端接模式控制电路，第一电压比较器和第二电压比较器的输出接控制电路，控制电路的输出接扫描电路的输入，扫描电路的输出接电阻微调网络，电阻微调网络接带隙基准电路，模式控制电路接输入输出端，同时接带隙基准电路的带隙基准电压；在输入输出端浮空，不外加校正电压时，自动微调电路停止工作，处于测试模式，此时模式控制电路控制输入输出端接带隙基准电路，输出带隙基准电压。

2.如权利要求1所述的一种用于带隙基准的自动微调电路，其特征是，第一电压比较器和第二电压比较器都是低失调高增益的运算放大器。

3.如权利要求1所述的一种用于带隙基准的自动微调电路，其特征是，所述采样网络由电阻构成。