CN103430500B - 信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及相关接收器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及相关接收器，用于时分同步码分多址系统。上述信道脉冲响应/直流偏移联合估测包含：从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；储存初步估测的该系列信道脉冲响应抽头；从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；滤除该直流补偿后的信道脉冲响应中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从该信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测。上述信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及接收器可提升估测准确度。

Description

信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及相关接收器

技术领域

本发明有关于信道脉冲响应(ChannelImpulseResponse,以下简称CIR)/直流偏移(DirectCurrentOffset,以下简称DCO)联合估测(jointestimation)模块与方法，以及应用所述模块与方法的时分同步码分多址(TimeDivisionSynchronousCodeDivisionMultipleAccess,以下简称TDSCDMA)系统接收器。

背景技术

在TDSCDMA系统中，DCO估测是在每一时隙(timeslot，或称为burst(突发))上执行。所述时隙包含四个部份：两个数据段(datafield)、一个训练序列段(midamblefield)以及一个保护时段(guardperiod,以下简称GP)。其中，每一数据段包含352个片码(chip)，每一训练序列段包含144个片码，而每一保护时段包含16个片码。以上所述的片码为用于传送而已被调变的符号(symbol)。传统的DCO估测方法处理所述数据段并藉由对数据符号或片码进行平均来估测DCO。每一突发中的所述数据符号或片码(来自两个数据段)被馈送至DCO估测模块以产生用以补偿整个突发的DCO估测，而补偿后的训练序列则随后被传送至信道估测模块以产生CIR估测。最后，CIR估测与DCO补偿后的数据被一并送至联合侦测器(JointDetector,以下简称JD)。统计而言，上述方法适用于每一段(field)皆包含非常多片码的状况，然而对于数据段只有704个片码的TDSCDMA接收器而言，上述方法则显得不太适用，此时的准确度不如预期良好。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及相关的TDSCDMA接收器。

本发明实施例提供一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，包含：信道脉冲响应估测模块，响应基本训练序列及接收的训练序列以提供作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测，其中基本训练序列及接收的训练序列皆包含多个片码；直流偏移补偿模块，响应此一系列估测的信道脉冲响应抽头以产生直流补偿后的信道脉冲响应；噪声改善模块，接收直流补偿后的信道脉冲响应，滤除该系列信道脉冲响应抽头中低于预设噪声水平的抽头并输出信道脉冲响应估测；以及直流偏移估测模块，响应信道脉冲响应估测以提供直流偏移估测。

本发明一较佳实施例还包含递归反馈环路，将该直流偏移估测模块反馈连接至该直流偏移补偿模块，用于更新该直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。该信道脉冲响应估测模块可被应用于TDSCDMA接收器并包含快速傅立叶转换电路，接收该基本训练序列及该接收的训练序列并对其执行快速傅立叶转换；点切分电路，接收该快速傅立叶转换电路的输出，并利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及逆快速傅立叶转换电路，接收该点切分电路的输出并对其执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测至一缓冲器。该信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置以数字电路实施。

本发明实施例另提供一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，包含处理器，所述处理器从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；从此一系列估测的信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；滤除直流补偿后的信道脉冲响中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测。

本发明较佳实施例中该处理器还将该直流偏移估测应用于该直流补偿后的信道脉冲响的计算，以提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。该基本训练序列及该接收的训练序列皆包含多个片码，该处理器适用于时分同步码分多址接收器，以及该处理器从该基本训练序列及该接收的训练序列中产生作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测的步骤包含：对每一该基本训练序列及该接收的训练序列执行快速傅立叶转换；利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地点切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及对该点切分的结果执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测。该信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置以数字电路实施。

本发明实施例另提供一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，用于时分同步码分多址系统，该方法包含：从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；储存此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头；从此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；滤除直流补偿后的信道脉冲响中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测。

本发明较佳实施例还包含将该直流偏移估测递归反馈至该直流补偿后的信道脉冲响应的计算，以提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。每一该基本训练序列及该接收的训练序列皆包含多个片码，以及从该基本训练序列及该接收的训练序列中产生作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测的步骤包含：对该基本训练序列及该接收的训练序列执行快速傅立叶转换；利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地点切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及对该点切分的结果执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测。产生该初步信道脉冲响应估测是依据计算下列方程式： ${\underset{\‾}{R}}_{mid}=FFT\left({\underset{\‾}{r}}_{mid}\right),\underset{\‾}{M}=FFT\left(\underset{\‾}{m}\right),\tilde{H}\left(i\right)=R_{mid}\left(i\right)/M\left(i\right),\tilde{h}=IFFT\left(\tilde{H}\right).$ 被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从该初步估测的信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应： ${\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\tilde{h}\left(j\right)-\frac{{\hat{D}}^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}m\left(i\right)};$ 其中k为从0开始的迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为以及Σm(i)＝M(0)。滤除该补偿后的信道脉冲响中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测的步骤是依据下列方程式执行：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}^{\left(k\right)}=refine\left({\stackrel{\‾}{\underset{\‾}{h}}}^{\left(h\right)}\right)$

${\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right),\\ 0,\end{array}\right.$ 若大于预设门槛值。

从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测的步骤是依据下列方程式执行： ${\hat{D}}^{(k+1)}=\frac{1}{128}\underset{i}{\overset{128}{\Σ}}{r}_{mid}\left(i\right)-\frac{\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}{\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}m\left(i\right)}{128}.$ 该接收器可为TDSCDMA接收器。该方法可应用于数字电路。

本发明实施例另提供一种时分同步码分多址接收器，具有信道脉冲响应/直流偏移联合估测功能，且所述接收器包含：接口，用于接收基本训练序列r _mid及接收的训练序列m；初步信道脉冲响应估测模块，响应基本训练序列r _mid及接收的训练序列m，以提供作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测，其中基本训练序列r _mid及接收的训练序列m皆包含多个片码；缓冲器，用于储存此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头直流偏移补偿模块，响应此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头以产生直流补偿后的信道脉冲响应噪声改善模块，接收直流补偿后的信道脉冲响应滤除一系列信道脉冲响应抽头中低于预设噪声水平的抽头，并输出信道脉冲响应估测以及直流偏移估测模块，响应信道脉冲响应估测以提供直流偏移估测

本发明较佳实施例还包含从该直流偏移估测模块连结至该直流偏移补偿模块的递归反馈环路，该递归反馈环路用于更新该直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。初步信道脉冲响应估测模块依据下列方程式产生该初步信道脉冲响应估测： ${\underset{\‾}{R}}_{mid}=FFT\left({\underset{\‾}{r}}_{mid}\right)\underset{\‾}{M}=FFT\left(\underset{\‾}{m}\right),$ $\tilde{H}\left(i\right)=R_{mid}\left(i\right)/M\left(i\right),\tilde{h}=IFFT\left(\tilde{H}\right).$ 被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应： ${\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\tilde{h}\left(j\right)-\frac{{\hat{D}}^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}m\left(i\right)};$ 其中k为从0开始的一迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为以及Σm(i)＝M(0)。滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测是依据下列方程式执行：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}^{\left(k\right)}=refine\left({\stackrel{\‾}{\underset{\‾}{h}}}^{\left(k\right)}\right)$

${\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right),\\ 0,\end{array}\right.$ 若大于一预设门槛值。

从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测是依据下列方程式执行：

${\hat{D}}^{(k+1)}=\frac{1}{128}\underset{i}{\overset{128}{\Σ}}{r}_{mid}\left(i\right)-\frac{\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}{\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}m\left(i\right)}{128}.$ 该信道脉冲响应估测模块可以数字电路实现。

本发明实施例另提供一种时分同步码分多址接收器，具有信道脉冲响应/直流偏移联合估测功能，且所述接收器包含：处理器，用于从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；储存此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头；从此一系列初步估测的信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；滤除直流补偿后的信道脉冲响中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测；以及递归反馈环路，将直流偏移估测模块反馈连接至至直流偏移补偿模块，用于更新直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升信道脉冲响应估测及直流偏移估测的准确度。

本发明较佳实施例还包含依据下列方程式产生该初步信道脉冲响应估测： ${\underset{\‾}{R}}_{mid}=FFT\left({\underset{\‾}{r}}_{m\mathrm{id}}\right),\underset{\‾}{M}=FFT\left(\underset{\‾}{m}\right),\tilde{H}\left(i\right)=R_{mid}\left(i\right)/M\left(i\right),\tilde{h}=IFFT\left(\tilde{H}\right).$ 被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应： ${\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\tilde{h}\left(j\right)-\frac{{\hat{D}}^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}m\left(i\right)};$ 其中k为从0开始的迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为以及Σm(i)＝M(0)。滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测是依据下列方程式执行：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}^{\left(k\right)}=refine\left({\stackrel{\‾}{\underset{\‾}{h}}}^{\left(k\right)}\right)$

${\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right),\\ 0,\end{array}\right.$ 若大于一预设门槛值。

从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测是依据下列方程式执行：

${\hat{D}}^{(k+1)}=\frac{1}{128}\underset{i}{\overset{128}{\Σ}}{r}_{mid}\left(i\right)-\frac{\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}{\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)\underset{i=0}{\overset{128}{\Σ}}m\left(i\right)}{128}.$ 该TDSCDMA接收器可以数字电路实现。

以上所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置、方法及相关接收器，能够利用少数几次迭代来实现信道脉冲响应/直流偏移联合估测，提升了信道脉冲响应及直流偏移估测的准确度的同时无需显著增加系统的运算量及复杂度。

附图说明

从对于优选实施例和附图的以下描述中，本领域技术人员能够理解本发明的其他的目的，特征和优点。其中：

图1为TDSCDMA系统中突发/时隙的结构示意图；

图2为传统技术的DCO估测模块的方块示意图；

图3为依据本发明实施例的CIR/DCO联合估测模块的方块示意图；

图4为图3(具有初步信道脉冲响应估测电路和递归反馈环路的实施例)中CIR/DCO联合估测模块的详细方块示意图；

图5为依据本发明实施例的CIR/DCO联合估测方法的流程示意图。

具体实施方式

除了下面揭露的较佳实施例或实施例，本发明能够以其他实施例或以多种方式来实现。因此，本领域技术人员可以理解，本发明并非限定于本说明书或附图所揭露的细节及元件设置。如果此处仅描述了一实施例，权利要求书也不应限定于该实施例。此外，权利要求书不能被限制性解读，除非有清楚且可信的证据证明有特定的排除、限制或放弃。

以下将介绍基于训练序列的DCO估测方法及TDSCDMA系统。DCO估测在TDSCDMA接收器的每一突发/时隙上执行。图1为TDSCDMA系统中突发/时隙10的结构示意图，所述突发/时隙10由四个部份构成：两个数据段12与14、一个训练序列段16以及一个保护时段(GP)18。其中，数据段12与14中每一者皆包含352个片码，训练序列段16包含144个片码，而GP18则包含16个片码。以上所述的片码为用于传送而已被调变的符号。训练序列段16的144个片码实际上包含训练序列的128个片码(图中标号20)以及16个片码的循环前缀(CyclicalPrefix,以下简称CP)22，而所述CP22为训练序列中最后16个片码(图中标号24)的重复。

传统的DCO估测方法需处理数据段12及14，并藉由对数据符号或片码进行平均来估测DCO。请参考图2，图2是传统技术的DCO估测模块的方块示意图。如图2所示，突发缓冲器30接收每一时隙/突发，并将数据符号通过线32传送至DCO估测模块34。随后，产生的DCO估测被传送至DCO补偿模块36。DCO补偿模块36接收线38上的数据并应用自DCO估测模块34接收的DCO估测，以输出DCO补偿后的数据40。而DCO补偿后的训练序列则传送至信道估测模块42，以由其产生信道脉冲响应(CIR)估测44。随后，DCO补偿后的数据40及CIR估测44被一并传送至联合侦测器46。所述DCO估测可由下述方程式表示：

$\tilde{D}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}r\left(i\right)---\left(1\right)$

其中，r(i)为接收的数据采样(datasample)，N为采样数量。

依据本发明的精神，DCO估测的策略不仅需要处理数据段，还要处理训练序列以藉由联合估测DCO及CIR来得到DCO。一般而言，所述联合估测模块可藉由数字电路实施。然而，此并非本发明的限制，所述联合估测模块也可以模拟电路实施于模拟数字转换器(AnalogtoDigitalConvertor,以下简称ADC)之前，例如直接实施在放大器中。

请参考图3，图3为依据本发明实施例的CIR/DCO联合估测模块的方块示意图。如图3所示，在本发明的方法中，与前述方法类似，突发/时隙首先被突发缓冲器30接收，且数据符号在线38上被传送至DCO补偿模块36。但是，训练序列却通过线50被提供至CIR/DCO联合估测模块52以产生CIR估测44及DCO估测，而DCO估测被提供至DCO补偿模块36以由其产生DCO补偿后的数据40。所述CIR/DCO联合估测模块52可提供信道估测及DCO估测。

请参考图4，图4为图3中CIR/DCO联合估测模块52的详细方块示意图。TDSCDMA接收器中的一界面接收基本训练序列62及接收的训练序列64，如图4所示，初步CIR估计电路或模块60响应基本训练序列62及接收的训练序列64以提供作为一系列CIR抽头(tap)66的初步(粗略)CIR估测，其中基本训练序列62及接收的训练序列64每一者皆包含多个片码，而该系列CIR抽头66则被传送至存储缓冲器68。DCO补偿模块(电路)70响应储存于缓冲器68中初步或估测的该系列CIR抽头66，以产生直流补偿后的初步(粗略)CIR72。噪声改善(noiserefinement)模块74滤除此系列抽头中低于预设噪声水平的抽头，并使高于所述预设噪声水平的有效抽头通过，以产生CIR估测44a。DCO估测模块(电路)76响应CIR估测44a以提供DCO估测40a。在较佳实施例中，包含迭代(iteration)计数器82与反馈线84的递归反馈环路80可提供递归操作。通常而言，仅需一次或两次迭代即可使系统得到准确的CIR估测及DCO估测。

对传统系统而言，初步CIR估计模块(电路)60及噪声改善模块(电路)74会应用于其中，而本发明的一个实施例，可另包含缓冲器68、DCO补偿模块70以及DCO估测模块76，在一较佳实施例中，还可包含迭代计数器82及反馈线84。所述初步CIR估计模块60可以很多不同形式或架构来实施。在所述特定实施例中，CIR估计模块60可包含两个快速傅立叶转换(FastFourierTransform,以下简称FFT)电路90及92，一个点切分(dotdivision)电路94及逆快速傅立叶转换(InverseFastFourierTransform,以下简称IFFT)电路96。FFT电路90用于转换基本训练序列62，而FFT电路92用于转换接收的训练序列64。点切分电路94利用基本训练序列62的FFT来逐次逐片码(或符号)地切分接收的训练序列64的FFT。随后，IFFT电路96对其进行IFFT操作以提供一系列(序列)CIR抽头66至缓冲器68。其中，基本训练序列为被TDSCDMA传送器传送前的初始训练序列的复制，而接收的训练序列则为由传送信道之后的TDSCDMA接收器接收并储存于输入突发缓冲器30的训练序列。如图4所示，图中包含初步CIR估计模块(电路)60及噪声改善模块(电路)74的CIR/DCO联合估测模块52可藉由执行图4所述元件功能的电脑或处理器以硬件来实施。

较佳地，依据本发明的CIR/DCO联合估测模块可以迭代方式操作。所述CIR估测可藉由在频域中从传送的基本训练序列中去卷积(de-convolving)接收的训练序列来计算。接着，可对CIR估测执行噪声改善后来计算DCO。所述DCO可回馈至CIR估测模块以移除残留的DCO组分。所述DCO补偿后的CIR估测可用于计算更精确的DCO估测。在一次或两次迭代之后，CIR估测及DCO估测都能够被得到。

图5是依据本发明实施例的CIR/DCO联合估测方法的流程图。在步骤102中，首先从基本训练序列及接收的训练序列中产生以提供作为一系列CIR抽头的初步(粗略)CIR估测。在步骤104中，所述初步(粗略)估测的一系列CIR抽头被储存至缓冲器中。在步骤106中，从初步估测的此系列CIR抽头中计算直流补偿后的CIR，接着，在步骤108中藉由禁止(suppress)低于预设门槛值(例如噪声功率乘以实验因子)的抽头来执行噪声改良，滤除直流补偿后的CIR中的噪声，并使高于门槛值的抽头通过以提供有效抽头。在步骤110中，利用CIR估测计算DCO估测。在步骤112中，若迭代次数已经达到最大数值，则在步骤114中输出最终的CIR估测及DCO估测；若迭代次数没有达到最大数值，则系统返回至再一次开始执行步骤106。其中，步骤102可由多种方式实现，其并非本发明的限制。如图5所示，在步骤120中对接收的训练序列执行FFT操作，并在步骤122中对基本训练序列122执行FFT操作。接着，在步骤124中执行点切分操作，接收的训练序列的FFT被基本训练序列的FFT逐片码切分。之后，在步骤126中对所述切分结果执行IFFT操作，以产生作为一系列CIR抽头的初步(粗略)CIR估测。

所述接收的训练序列是基本训练序列与CIR的线性卷积(linearconvolution)。藉由移除循环前缀(CP)，线性卷积可变为循环卷积(cyclicalconvolution)，其相当于频域中的乘法。所述CIR估测可藉由频域中的去卷积操作来得到。所述去卷积可在CIR的初步估测中执行，如下所示：

对接收的训练序列执行FFT：

R _mid＝FFT(r _mid)(2)

对基本训练序列执行FFT：

M＝FFT(m)(3)

所述基本训练序列可由上层通知(higher-layernotice)中得到。其中，r _mid为该接收的训练序列及m为该基本训练序列，为该一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测向量形式，其由一系列标量组成。

之后，执行点切分：

$\tilde{H}\left(i\right)=R_{mid}\left(i\right)/M\left(i\right)---\left(4\right)$

执行IFFT操作：

$\underset{\‾}{\tilde{h}}=IFFT\left(\underset{\‾}{\tilde{H}}\right)---\left(5\right)$

所述临时CIR估测储存于缓冲器中。

对CIR估测执行的DCO补偿可由下述方程式执行：

${\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(j\right)=\tilde{h}\left(j\right)-\frac{{\hat{D}}^{\left(k\right)}}{\mathrm{\Σ}m\left(i\right)}---\left(6\right)$

其中，k为从0开始的迭代索引，为第k次迭代的DCO估测，而初步DCO估测为粗略的估测值，初步信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成。例如，可以利用接收的训练序列的平均值来作为所述粗略的估测值。由于其可在方程式(2)中得到，因此不需要单独计算所述平均值，如下所示：

$\underset{i}{\Σ}{r}_{mid}\left(i\right)=R_{mid}\left(0\right)$

类似地，Σm(i)亦可由方程式(3)中得到：

$\underset{i}{\Σ}m\left(i\right)=M\left(0\right)$

之后，再进行作为非线性处理的噪声改善：

${\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right),\\ 0,\end{array}\right.$ 若大于预设门槛值(7)

其中，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，最终的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，refine()完成至的转换以得到最终的信道脉冲响应估测

接着，所述DCO估测可藉由下述方程式更新：

${\hat{D}}^{(k+1)}=\frac{1}{128}\underset{i}{\overset{128}{\Σ}}{r}_{mid}\left(i\right)-\frac{\underset{i=1}{\overset{128}{\Σ}}{\hat{h}}^{\left(k\right)}\left(i\right)\underset{i=1}{\overset{128}{\Σ}}m\left(i\right)}{128}---\left(8\right)$

其中间结果可重复用于及Σm(i)，为第k次迭代计算的最终的信道脉冲响应估测标量形式，和分别为基本训练序列和接收的训练序列的128个值求和，为第k次迭代的该直流偏移估测。

藉由对迭代的计数，若迭代次数未达到最大值，系统可以更新的迭代索引返回至方程式(6)，否则，迭代次数达到最大值时，最终的CIR估测及DCO估测可被输出：

及(10)

如上所述，此递归增强无须多次迭代，通常一次或两次即足够。相较于传统技术而言，本发明实施例中增加的模块或采用的处理也导致了多个运算的增加，但由于增加的运算主要只限制为加法及乘法而没有矩阵运算(matrixmanipulation)或类似复杂运算，因此系统的复杂度及运算量并无显著增加。

本发明实施例提供了一种尤其适用于TDSCDMA接收器的改进的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置及方法，尽管具有的数据段更少，片码更少，但能更加精确；不需要大量额外的硬件或周期(cycletime)，且与现有设备和协议兼容；仅需要少量的额外加法/乘法/除法/减法运算，能够应用递归、重复的方法来解决低于设定值的问题。然而，本发明其他实施例不需要实现所有目的，权利要求范围也不应该限于实现这些目的的结构或方法。

虽然本发明具体特征如附图所示，但这仅为方便说明依据本发明实施例每一特征可与任意或所有其他特征相结合。此处使用的词语“包含”、“包括”、“具有”以及“藉由”为广义上综合解读，并不限制为任意物理互连。此外，本申请所揭露的任意实施例并非要作为唯一可能的实施例。

另外，在本发明申请进行期间，提出的任何改进并不视为放弃本申请任意权利要求项，可以合理预期本领域技术人员不能设计字面上会包含所有可能等价的权利要求，在修正时许多等价设计是不可预见的且超出将放弃的(如果有的话)合理解释，修正的根本原理不具有与许多等价设计无关的特征，及/或对于任意修正的权利要求项，还有很多其他原因申请人不能预计以描述特定替代形式。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，本领域技术人员依本发明的精神所做的其他实施例，皆应涵盖于权利要求书范围内。

Claims (26)

1.一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，包含：

信道脉冲响应估测模块，响应基本训练序列及接收的训练序列，藉由频域中的去卷积操作，以提供作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测，其中该基本训练序列及该接收的训练序列皆包含多个片码；

直流偏移补偿模块，响应估测的该系列信道脉冲响应抽头以产生直流补偿后的信道脉冲响应；

噪声改善模块，接收该直流补偿后的信道脉冲响应，滤除该系列信道脉冲响应抽头中低于预设噪声水平的抽头，并输出信道脉冲响应估测；以及

直流偏移估测模块，响应该信道脉冲响应估测以提供直流偏移估测。

2.如权利要求1所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，还包含从该直流偏移估测模块连结至该直流偏移补偿模块的递归反馈环路，该递归反馈环路用于更新该直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。

3.如权利要求1所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，该信道脉冲响应估测模块适用于时分同步码分多址接收器，且该信道脉冲响应估测模块包含：

快速傅立叶转换电路，接收该基本训练序列及该接收的训练序列并对其执行快速傅立叶转换；

点切分电路，接收该快速傅立叶转换电路的输出，并利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及

逆快速傅立叶转换电路，接收该点切分电路的输出并对其执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测至缓冲器。

4.如权利要求1所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，该信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置以数字电路实施。

5.一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，包含：

处理器，该处理器藉由频域中的去卷积操作，从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；从该估测的该系列信道脉冲响应抽头中产生直流补偿后的信道脉冲响应；滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从该信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测。

6.如权利要求5所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，该处理器还将该直流偏移估测应用于该直流补偿后的信道脉冲响应的计算，以提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。

7.如权利要求5所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，该基本训练序列及该接收的训练序列皆包含多个片码，该处理器适用于时分同步码分多址接收器，以及该处理器从该基本训练序列及该接收的训练序列中产生作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测的步骤包含：

对该基本训练序列及该接收的训练序列执行快速傅立叶转换；

利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地点切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及

对该点切分的结果执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测。

8.如权利要求5所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置，其特征在于，该信道脉冲响应/直流偏移联合估测装置以数字电路实施。

9.一种信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，用于时分同步码分多址系统，其特征在于，该方法包含：

(a)藉由频域中的去卷积操作，从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；

(b)储存初步估测的该系列信道脉冲响应抽头；

(c)从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；

(d)滤除该直流补偿后的信道脉冲响应中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及

(e)从该信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测。

10.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，还包含将该直流偏移估测递归反馈至该直流补偿后的信道脉冲响应的计算，以提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。

11.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，该基本训练序列及该接收的训练序列皆包含多个片码，以及从该基本训练序列及该接收的训练序列中产生作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测的步骤包含：

对该基本训练序列及该接收的训练序列执行快速傅立叶转换；

利用该基本训练序列的快速傅立叶转换来逐片码地点切分该接收的训练序列的快速傅立叶转换；以及

对该点切分的结果执行逆快速傅立叶转换，以提供作为该系列信道脉冲响应抽头的该初步信道脉冲响应估测。

12.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，产生该初步信道脉冲响应估测是依据计算下列方程式：

对接收的训练序列r _mid执行FFT：R _mid＝FFT(r _mid)，

对基本训练序列m执行FFT：M＝FFT(m)，

执行点切分：

执行IFFT：

其中，r _mid为该接收的训练序列及m为该基本训练序列，为该一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测向量形式，其由一系列标量组成，M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量，以及为该初步信道脉冲响应估测向量的频域变换向量，为向量中的第i个分量。

13.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应：

其中k为从0开始的迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为 R _mid＝FFT(r _mid)，r _mid为接收的训练序列，以及Σm(i)＝M(0)，初步信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成；其中该基本训练序列m为向量形式，m(i)为m向量的第i个分量，以及M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量。

14.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，滤除该直流补偿后的信道脉冲响应中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测的步骤是依据下列方程式执行：

若大于一预设门槛值；

其中，k为从0开始的迭代索引，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，最终的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，refine()完成至的转换以得到最终的信道脉冲响应估测

15.如权利要求9所述的信道脉冲响应/直流偏移联合估测方法，其特征在于，从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测的步骤是依据下列方程式执行：

其中，为第k次迭代计算的最终的信道脉冲响应估测标量形式，和分别为基本训练序列和接收的训练序列的128个值求和，为第k次迭代的该直流偏移估测。

16.一种时分同步码分多址接收器，该接收器具有信道脉冲响应/直流偏移联合估测功能，且该接收器包含：

接口，用于接收基本训练序列m及接收的训练序列r _mid；

初步信道脉冲响应估测模块，响应该接收的训练序列r _mid及该基本训练序列m，藉由频域中的去卷积操作，以提供作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测，其中该接收的训练序列r _mid及该基本训练序列m皆包含多个片码；

缓冲器，用于储存初步估测的该系列信道脉冲响应抽头

直流偏移补偿模块，响应该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头以产生直流补偿后的信道脉冲响应

噪声改善模块，接收该直流补偿后的信道脉冲响应滤除该系列信道脉冲响应抽头中低于预设噪声水平的抽头，并输出信道脉冲响应估测以及

直流偏移估测模块，响应该信道脉冲响应估测以提供直流偏移估测

17.如权利要求16所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，还包含从该直流偏移估测模块连结至该直流偏移补偿模块的递归反馈环路，该递归反馈环路用于更新该直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。

18.如权利要求16所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，该初步信道脉冲响应估测模块依据下列方程式产生该初步信道脉冲响应估测：

对接收的训练序列r _mid执行FFT：R _mid＝FFT(r _mid)，

对基本训练序列m执行FFT：M＝FFT(m)，

执行点切分：

执行IFFT：

其中，为该一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测向量形式，其由一系列标量组成，M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量，以及为该初步信道脉冲响应估测向量的频域变换向量，为向量中的第i个分量。

19.如权利要求16所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应：

其中k为从0开始的迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为 R _mid＝FFT(r _mid)，以及Σm(i)＝M(0)，初步信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成；其中该基本训练序列m为向量形式，m(i)为m向量的第i个分量，以及M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量。

20.如权利要求16所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测是依据下列方程式执行：

若大于一预设门槛值；

其中，k为从0开始的迭代索引，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，最终的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，refine()完成至的转换以得到最终的信道脉冲响应估测

21.如权利要求16所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测是依据下列方程式执行：

其中，为第k次迭代计算的最终的信道脉冲响应估测标量形式，和分别为基本训练序列和接收的训练序列的128个值求和，为第k次迭代的该直流偏移估测。

22.一种时分同步码分多址接收器，该接收器具有信道脉冲响应/直流偏移联合估测功能，且该接收器包含：

处理器，该处理器藉由频域中的去卷积操作，从基本训练序列及接收的训练序列中产生作为一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测；储存初步估测的该系列信道脉冲响应抽头；从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算直流补偿后的信道脉冲响应；滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的噪声以产生信道脉冲响应估测；以及从该信道脉冲响应估测中计算直流偏移估测；以及

递归反馈环路，将直流偏移估测模块连接至直流偏移补偿模块，用于更新该直流补偿后的信道脉冲响应的补偿，并提升该信道脉冲响应估测及该直流偏移估测的准确度。

23.如权利要求22所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，该初步信道脉冲响应估测是依据下列方程式计算：

对接收的训练序列r _mid执行FFT：R _mid＝FFT(r _mid)，

对基本训练序列m执行FFT：M＝FFT(m)，

执行点切分：

执行IFFT：

其中，r _mid为该接收的训练序列及m为该基本训练序列，为该一系列信道脉冲响应抽头的初步信道脉冲响应估测向量形式，其由一系列标量组成，M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量，以及为该初步信道脉冲响应估测向量的频域变换向量，为向量中的第i个分量。

24.如权利要求22所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，被储存的该初步信道脉冲响应估测被用于依据下列方程式从该初步估测的该系列信道脉冲响应抽头中计算该直流补偿后的信道脉冲响应：

其中k为从0开始的一迭代索引，为第k次迭代的该直流偏移估测，初始的该直流偏移估测值为 R _mid＝FFT(r _mid)，r _mid为接收的训练序列，以及Σm(i)＝M(0)，初步信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成；其中该基本训练序列m为向量形式，m(i)为m向量的第i个分量，以及M为该基本训练序列m的频域变换向量，M(i)为M向量中的第i个分量。

25.如权利要求22所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，滤除该直流补偿后的信道脉冲响中的该噪声以产生该信道脉冲响应估测是依据下列方程式执行：

若大于一预设门槛值；

其中，k为从0开始的迭代索引，直流补偿后的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，最终的信道脉冲响应估测向量形式由一系列标量组成，refine()完成至的转换以得到最终的信道脉冲响应估测

26.如权利要求22所述的时分同步码分多址接收器，其特征在于，从该信道脉冲响应估测中计算该直流偏移估测是依据下列方程式执行：

其中，为第k次迭代计算的最终的信道脉冲响应估测标量形式，和分别为基本训练序列和接收的训练序列的128个值求和，为第k次迭代的该直流偏移估测。