CN103427622A - 改善滤波器性能的方法及功率变换装置 - Google Patents

Abstract

一种功率变换装置包括：功率变换器，包括储能磁性元件；滤波器，包括电感元件和二端口网络，二端口网络连接在储能磁性元件与电感元件之间，其中储能磁性元件与电感元件之间发生耦合形成的互感与二端口网络形成串联谐振。一种改善滤波器性能的方法包括：提供一储能磁性元件设置于一功率变换器中；提供一滤波器包括一电感元件及一二端口网络，二端口网络连接在储能磁性元件与电感元件之间；确定需要提高滤波器插入损耗的频率；调节储能磁性元件与电感元件之间的耦合方式，使得储能磁性元件与电感元件形成的互感与二端口网络形成串联谐振。调节串联谐振的谐振频率为滤波器的需要提高插入损耗的频率的85%~115%。

Description

改善滤波器性能的方法及功率变换装置

技术领域

本申请涉及改善滤波器性能的方法及功率变换装置。

背景技术

功率变换器中开关元件的开关动作产生的谐波电压和电流会对输入造成电磁干扰，因此，通常需要在功率变换器与输入之间加入电磁干扰（EMI）滤波器以减少功率变换器对输入的电磁干扰。

随着功率变换器的功率密度的增加，功率变换器的体积的缩小，以及各设备或各元器件之间距离的减小，使得功率变换器中的储能磁性元件（如变压器、感性元件）会对EMI滤波器造成干扰，使EMI滤波器不能正常工作或降低EMI滤波器的性能和滤波效果。

在现有技术中，为了降低功率变换器中储能磁性元件对EMI滤波器造成的干扰，或者为了增强EMI滤波器的性能和效果，通常的做法都是简单地通过增大EMI滤波器中的电感或电容值，来进一步提高EMI滤波器对电磁干扰的插入损耗（通常EMI滤波器的滤波性能或对电磁干扰的抑制能力用插入损耗来衡量），以减弱功率变换器中储能磁性元件的干扰所带来的影响，但是，现有技术的这种做法存在如下技术问题：

1、会使EMI滤波器的体积和成本增加。

2、对特定频率的强电磁干扰进行滤波的针对性不强。

发明内容

为了解决上述技术问题之一，本申请提供了一种功率变换装置，包括：功率变换器，所述功率变换器包括储能磁性元件；以及滤波器，所述滤波器包括电感元件和二端口网络，所述二端口网络连接在所述储能磁性元件与所述电感元件之间，其中所述储能磁性元件与所述电感元件之间发生耦合形成的互感与所述二端口网络形成串联谐振，所述串联谐振的谐振频率为所述滤波器的需要提高插入损耗的频率的85%~115%。

所述二端口网络的等效并联支路呈容性，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为负耦合。

所述二端口网络的等效并联支路呈感性，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为正耦合。

所述二端口网络至少包含一电容，并且调节所述电容来调节所述串联谐振的谐振频率。

调节所述互感来调节所述串联谐振的谐振频率。

调节所述电感元件和/或所述储能磁性元件的值来调节所述互感。

调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的耦合系数来调节所述互感。

所述滤波器为差模滤波器，调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的相对位置，来调节所述耦合系数。

所述滤波器为差模滤波器，在所述电感元件与所述储能磁性元件之间设置导磁材料，来调节所述耦合系数。

所述滤波器为差模滤波器，在所述电感元件上设置与所述电感元件一体形成的导磁材料，来调节所述耦合系数。

所述滤波器为差模滤波器，在所述储能磁性元件上设置与所述储能磁性元件一体形成的导磁材料，来调节所述耦合系数。

所述滤波器为共模滤波器，所述储能磁性元件提供共模磁路。

所述滤波器的需要提高插入损耗的频率点的频率为所述功率变换器的开关频率的整数倍。

所述储能磁性元件为电感元件或变压器。

所述二端口网络为一电容。

本申请还提供了一种改善滤波器性能的方法，所述方法包括以下步骤：提供一储能磁性元件，所述储能磁性元件设置于一功率变换器中；提供一滤波器，所述滤波器包括一电感元件及一二端口网络，所述二端口网络连接在所述储能磁性元件与所述电感元件之间；确定需要提高滤波器插入损耗的频率；以及调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间的耦合方式，使得所述储能磁性元件与所述电感元件形成的互感与所述二端口网络形成串联谐振，其中调节所述串联谐振的谐振频率为所述滤波器的需要提高插入损耗的频率的85%~115%。

当所述二端口网络的等效并联支路呈容性时，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为负耦合，当所述二端口网络的等效并联支路呈感性时，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为正耦合。

调节所述二端口网络中的至少一电容来调节所述谐振频率。

调节所述互感来调节所述谐振频率。

调节所述电感元件和/或所述储能磁性元件的值来调节所述互感。

调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的耦合系数来调节所述互感。

所述滤波器为共模滤波器，所述储能磁性元件提供共模磁路。

所述滤波器的需要提高插入损耗的频率点的频率为所述功率变换器的开关频率的整数倍。

所述储能磁性元件为电感元件或变压器。

所述二端口网络为一电容。

根据本申请的改善滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI滤波器造成的干扰，增强了EMI滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI滤波器对特定频率的插入损耗，从而避免为了提高特定频率插入损耗而使EMI滤波器体积和成本的增加。

附图说明

下面将参照所附附图来描述本申请的实施例，其中：

图1A示例性示出了根据本申请的一个带有EMI差模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图；

图1B示例性示出了根据本申请的一个带有EMI共模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图；

图2A示例性示出了一个三角型结构的二端口网络等效成一个星型结构的二端口网络的原理图；

图2B示例性示出了由多个三角型结构组合的二端口网络等效成一个星型结构的二端口网络的原理图；

图3示例性示出了两个电感之间存由多个三角型结构组合的二端口网络时的等效星型结构的原理图；

图4A示例性示出了根据本申请的一个带有2×m阶EMI差模滤波器和反激式变换器（Flyback）的功率变换装置的实施例的电路图；

图4B示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI差模滤波器和反激式变换器的功率变换装置的实施例的电路图；

图4C示例性示出了根据本申请的一个带有2×m阶EMI差模滤波器和Boost升压电路（一种开关式功率变换电路）的功率变换装置的实施例的电路图；

图4D示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI差模滤波器和Boost升压电路的功率变换装置的实施例的电路图；

图5A示例性示出了根据本申请的一个带有二阶EMI差模滤波器和反激式变换器的功率变换装置的实施例的电路图；

图5B示出了将图5A中反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间的互感解耦后的等效电路图；

图6示例性示出了CISPR22 Class A（国际无线电干扰特别委员会A类测试）标准线和根据本申请的一个实施例中的原始噪声的曲线图；

图7A示例性示出了根据本申请的一个带有二阶EMI差模滤波器和Boost升压电路的功率变换装置的实施例的电路图；

图7B示出了将图7A中EMI差模滤波器16的滤波电感L₂₁与Boost升压电路的功率因数校正电感L_PFC之间的互感解耦后的等效电路图；

图8示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间的互感耦合系数K受距离D的影响的一个实施例；

图9A示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间的互感耦合系数K受二者之间存在的导磁材料U的影响的一个实施例；

图9B示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U可与EMI差模滤波器中的电感L一体形成的一个实施例；

图9C示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U可与功率变换装置中的储能磁性元件一体形成的一个实施例；

图9D示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U1和U2可分别同时与EMI差模滤波器中的电感L和功率变换装置中的储能磁性元件一体形成的一个实施例；

图10示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI共模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图；

图11A示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生负耦合的一个实施例；

图11B示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生正耦合的一个实施例；

图12A示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生正耦合的又一个实施例；以及

图12B示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生负耦合的又一个实施例。

具体实施方式

下面将结合图1A-图12B详细描述本申请。需要注意的是，在以下描述的本申请的附图中，作为连接导线的线段之间如果存在交叉点，那么交叉点上带有黑点“·”则表示该交叉点是连接点，交叉点上不带有黑点“·”则表示该交叉点不是连接点而仅仅是相互穿越；各线圈所示的匝数仅仅是示意图，而不表示实际的匝数值或匝数比；各电感、变压器线圈和电容的符号不但代表该元件自身，还可以表示该元件的容量的代数符号。在实施方式和申请专利范围中，除非文中对于冠词有特别限定，否则“一”与“所述”可泛指单一个或多个。

图1A示例性示出了根据本申请的一个带有EMI差模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图。

图1A中的功率变换装置包括一个功率变换器2及一EMI差模滤波器10。EMI差模滤波器10连接在输入与功率变换器2之间，例如可以是一个2×m阶EMI差模滤波器或2×（m-1）+1阶EMI差模滤波器，其中m为任意整数且m>0，k为整数且0＜k≤m。在电子技术中，滤波器的阶数是指在滤波器的传递函数中的极点个数，通常对于由电容和电感所组成的EMI差模滤波器，其阶数为该EMI差模滤波器中电容与电感的总个数。

图1A中的功率变换器2包含有以电感或变压器形式进行能量转换的储能磁性元件。功率变换器2可为任何形式的变换器，如交流（AC）-直流（DC）、DC-DC或DC-AC变换器，或隔离变器，或非隔离变换器。

图1A中的输入可为直流输入，也可为交流输入。

为便于描述本申请更一般的情况，例如EMI差模滤波器10包括m个二阶滤波器，即L₁₁C₁₁二阶滤波器（未示出）…L_1kC_1k二阶滤波器（只示出了电感元件L_1k）…L_1mC_1m二阶滤波器，这m个二阶滤波器依次级联形成一个2×m阶EMI差模滤波器。

具体地，如图1A中所示，这个2×m阶EMI差模滤波器通过其第1级，即L₁₁C₁₁二阶滤波器与功率变换器2相连，其余m-1个二阶滤波器，即L₁₂C₁₂二阶滤波器…L_1kC_1k二阶滤波器…L_1mC_1m二阶滤波器中的电感元件（即EMI滤波电感）和EMI滤波电容分别以先并联EMI滤波电容，再串联EMI滤波电感的形式从L₁₁C₁₁二阶滤波器开始依次首尾级联形成一个2×m阶EMI差模滤波器，如图1A中所示。另外，作为其它的实施例，构成2×m阶EMI差模滤波器的L₁₁C₁₁二阶滤波器…L_1kC_1k二阶滤波器…L_1mC_1m二阶滤波器中的EMI滤波电感和EMI滤波电容的排列方式可以彼此不同，即，在级联任何一个二阶LC滤波器时也可以先串联它的EMI滤波电感，再并联它的EMI滤波电容。请注意，图中EMI滤波电感L₁₁…EMI滤波电感L_1k…或EMI滤波电感L_1m之间连线上的断缺表示省略了其间可能存在的其它二阶滤波器的EMI滤波电感、甚至可以存在其它的电容、电阻等元件，以下同。

作为本申请的一个实施例，在EMI差模滤波器10与功率变换器2之间可以存在其它连接装置4，例如任何形式的阻抗网络等，而不影响本申请的实施。

由于实际工作中的电感不是理想电感，变压器也不是理想变压器，因此实际工作中的电感或变压器的线圈之间存在不同程度的漏磁和互感现象。例如这个2×m阶EMI差模滤波器10中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感L_1k与功率变换器2的储能磁性元件之间存在一个互感M₁，因此，功率变换器2的储能磁性元件的电感或变压器会影响EMI差模滤波器10。如果这种影响不加以控制，这种影响将可能会干扰EMI差模滤波器10的正常工作或降低EMI差模滤波器10的性能和效果。本申请打算主动利用这种互感M₁来改善EMI差模滤波器10的性能和效果。

为便于描述本申请，这里将这个2×m阶EMI差模滤波器10中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感L_1k与功率变换器2的储能磁性元件之间存在的滤波电容和滤波电感网络等效成一个二端口网络101，即，二端口网络101中包含了L₁₁C₁₁二阶滤波器…L_1k-1C_1k-1二阶滤波器和EMI滤波电感C_1k的级联。

图2A示例性示出了一个三角型结构的二端口网络等效成一个星型结构的二端口网络的原理图。一个包含复阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的三角型结构的二端口网络的连接关系如图2A左图所示，这样的一个三角型结构的二端口网络可以等效成一个如图2A右图所示的包含复阻抗Z₁、Z₂、Z₃的星型结构的二端口网络，其中：

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1=\frac{Z_{31}\·Z_{12}}{Z_{12}+Z_{23}+Z_{31}}\\ Z_2=\frac{Z_{12}\·Z_{23}}{Z_{12}+Z_{23}+Z_{31}}\\ Z_3=\frac{Z_{23}\·Z_{31}}{Z_{12}+Z_{23}+Z_{31}}\end{array}\right.$

图2B示例性示出了由多个三角型结构组合的二端口网络等效成一个星型结构的二端口网络的原理图。根据图2A所示的基本原理，通过多次三角型到星型的变换，总可以将如图2B左图所示的多个三角形结构所组成的二端口网络等效成如图2B右图所示的星型结构。

图3示例性示出了两个电感之间存由多个三角型结构组合的二端口网络时的等效星型结构的原理图。

如图3的（A）图所示，假设在相互耦合的磁性器件L_1k和磁性器件L_P之间存在多个三角型结构组合的二端口网络，那么，通过前述三角型到星型的变换，就可以等效成如图3的（B）图所示的星型电路结构。为便于描述，可假设等效后的星型电路结构如图3的（B）图所示包含复阻抗Z₁、Z₂、Z₃。

图3的（B）图所示的星型电路结构可以进一步等效成如图3的（C）图所示的星型电路结构，其中Z₂为复数形式的阻抗，为便于描述，这里可表示成：

Z₂＝A+jB，其中，A和B均实数。

假设磁性器件L_1k和磁性器件L_P之间由于磁耦合而存在的互感为M，EMI信号频率为ω，那么，Z₂支路在解耦后的等效阻抗Z₂’可以表示为：

负耦合时：Z₂’＝A+j（B+ωM）或

正耦合时：Z₂’＝A+j（B-ωM）。

通过结合图2A至图3所描述的等效原理，将使本申请变得容易理解。例如图3中的磁性器件L_1k为图1A中所示的2×m阶EMI差模滤波器10中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感，图3中的磁性器件L_P为图1A中所示的功率变换器2中的储能磁性元件的电感或变压器线圈，图3中的多个三角型结构组合的二端口网络为图1A中所示的二端口网络101，图3中的Z₂支路为图1A中所示的二端口网络101的等效并联支路。

以最优的提高EMI差模滤波器10的滤波性能为例，就需要使Z₂’的幅值最小，即，需要使：

负耦合时：（B+ωM）=0或

正耦合时：（B-ωM）=0。

因此，当B的符号为正时（即B为正数，Z₂呈感性），磁性器件L_1k和磁性器件L_P的耦合方式调整为正耦合，则可以满足（B-ωM）=0。此时即可在二端口网络101的等效并联支路（即Z₂支路）上，也即二端口网络101上形成一个串联谐振。

而当B的符号为负时（即B为负数，即Z₂呈容性），磁性器件L_1k和磁性器件L_P的耦合方式调整为负耦合，则可以满足（B+ωM）=0。此时即可在二端口网络101的等效电路（即Z₂支路）上，也即二端口网络101上形成一个串联谐振。

总之，只要调整EMI差模滤波器10的磁性器件L_1k与功率变换器2的储能磁性元件的电感或变压器线圈（L_P）之间的耦合方式，以使其耦合电感（即互感）和二端口网络101形成串联谐振，并调整串联谐振的谐振频率为EMI差模滤波器10需要提高滤波性能的频率点附近，即可达到提高EMI差模滤波器10的滤波性能的效果。

在一具体实施例中，可调节EMI差模滤波器10的磁性器件L_1k与功率变换器2的储能磁性元件的电感或变压器线圈（L_P）之间的耦合方式，B的符号为正时，耦合方式为正耦合；B的符号为负时，耦合方式为负耦合。并使得：

$M=\frac{\left|B\right|}{\mathrm{\ω}}$

此时，

Z₂'＝A

此时Z₂的阻抗最小。可使串联谐振的谐振频率f等于EMI差模滤波器10需要提高滤波性能的频率点的频率。实际中，使谐振频率f与需要提高EMI滤波器10滤波性能（即插入损耗）的频率f0的比值接近1，可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%）。

其中，功率变换器产生的电磁干扰一般为功率变换器中的开关元件的开关频率或开关频率整数倍的谐波，而真正需要提高EMI差模滤波器插入损耗的频率可以通过测量功率变换器的原始噪声的频率分布，并将其与EMI标准的限值对比后确定。图6示例性示出了CISPR22 Class A标准线和根据本申请的一个实施例中的原始噪声的曲线图，其中由最粗的实线表示的台阶状的曲线是CISPR22 Class A测试标准的标准线，由细实线表示的梳状曲线是功率变换器的EMI原始噪声的频率分布曲线。

以图1A中所示的实施例为例，本申请的改善滤波器性能的方法的步骤包括：

首先确定需要提高EMI滤波器10插入损耗的频率f0。以图6所示的CISPR22 Class A测试标准的标准线和功率变换器2的EMI原始噪声的频率分布曲线为例，其中功率变换器2中的开关元件的开关频率为135kHz，CISPR22 Class A测试标准的标准线的起始频率为150KHz，EMI原始噪声的强度在270kHz频率处超过CISPR22 Class A测试标准的标准线最多，因此，可以确定，需要提高EMI差模滤波器10插入损耗的频率f0为270kHz，即功率变换器2中的开关元件的开关频率的2次谐波。作为其它的实施例，也可以根据需要或其它标准来确定需要提高EMI差模滤波器10插入损耗的频率f0。

然后，通过调节功率变换器2中的储能磁性元件（如电感或变压器）与EMI差模滤波器10的EMI滤波电感L_1k之间的耦合方式，使得功率变换器2中的储能磁性元件（如电感或变压器）与EMI滤波电感形成的互感（即储能磁性元件与EMI滤波电感的互感M₁）和二端口网络101形成串联谐振，并调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI差模滤波器10插入损耗的频率f0（例如270kHz）的比值接近1，实际可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI差模滤波器10在该频率f0处获得比传统EMI滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI差模滤波器10的性能和效果。

上面通过采用2×m阶EMI差模滤波器的例子来描述了本申请，本领域技术人员完全可以理解采用2×（m-1）+1阶EMI差模滤波器的情况。

根据图1A的实施例的改善滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI差模滤波器造成的干扰，增强了EMI差模滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI差模滤波器对特定频率差模电磁干扰的插入损耗，从而避免了为了提高特定频率插入损耗而使EMI差模滤波器体积和成本的增加。

本申请还适用于共模EMI信号的情况。图1B示例性示出了根据本申请的一个带有EMI共模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图。图1B与图1A相比，仅仅在于，图1A是针对以差模信号方式存在的EMI信号，而图1B是针对以共模信号方式存在的EMI信号。

图1B中的功率变换装置包括一个功率变换器2及一EMI共模滤波器20。EMI共模滤波器20连接在输入与功率变换器2之间，例如可以是一个2×（n-1）+1阶共模滤波器或2×n阶共模滤波器，其中n为任意整数且n>0，k为整数且0＜k≤n。

图1B中的功率变换器2包含有以电感或变压器形式进行能量转换的储能磁性元件。功率变换器2可为任何形式的变换器，如交流（AC）-直流（DC）、DC-DC或DC-AC变换器，或隔离变器，或非隔离变换器。

图1B中的输入可为直流输入，也可为交流输入。

作为本申请的一个实施例，在EMI共模滤波器20与功率变换器2之间可以存在其它连接装置4，例如任何形式的阻抗网络等。

由于实际工作中的电感不是理想电感，变压器也不是理想变压器，因此实际工作中的电感或变压器的线圈之间存在不同程度的漏磁和互感现象。结合图1A中对以差模信号方式存在的EMI信号的处理方式，本领域普通技术人员完全能够理解图1B中对以共模信号方式存在的EMI信号的处理方式。例如这个2×（n-1）+1阶EMI共模滤波器20中的EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器2的储能磁性元件之间存在互感M₂，因此，功率变换器2的储能磁性元件的电感或变压器会影响EMI共模滤波器20。如果这种影响不加以控制，这种影响将可能会干扰EMI共模滤波器20的正常工作或降低EMI共模滤波器20的性能和效果。本申请打算主动利用这种互感M₂来改善EMI共模滤波器20的性能和效果。

和处理差模信号的EMI信号的情况类似，为便于描述本申请，也可以将这个EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器2的储能磁性元件之间存在的滤波电容和滤波电感网络等效成一个二端口网络201。

通过调节功率变换器2中的储能磁性元件（如电感或变压器）与EMI共模滤波器20中的电感元件（即EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}）之间的耦合方式，使得储能磁性元件与EMI共模滤波电感形成的互感（即储能磁性元件与EMI滤波电感的互感M₂）和二端口网络201形成串联谐振，并调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI共模滤波器20插入损耗的频率f0的比值接近1，实际可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI共模滤波器20在该频率f0处获得比传统EMI共模滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI共模滤波器20的性能和效果。

图1B通过采用2×（n-1）+1阶共模滤波器的例子来描述了本申请，本领域技术人员完全可以理解采用2×n阶共模滤波器的情况。

根据图1B的实施例的改善共模滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI共模滤波器造成的干扰，增强了EMI共模滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI共模滤波器对特定频率共模电磁干扰的插入损耗，从而避免了为了提高特定频率插入损耗而使EMI共模滤波器体积和成本增加。

图4A示例性示出了根据本申请的一个带有2×m阶EMI差模滤波器和反激式变换器的功率变换装置的实施例的电路图，其中m为整数且m>0，k为整数且0＜k≤m。

图4A中的功率变换装置包括一EMI差模滤波器11。另外，与图1A相比，图4A中的功率变换装置中的功率变换器具体化为一个反激式变换器21。EMI差模滤波器11连接在输入与反激式变换器21之间。

图4A中的反激式变换器21包括变压器3、开关元件S、整流二极管D₁和滤波电容C_S，其中变压器3包括初级线圈L_P和次级线圈L_S，变压器3的初级线圈L_P与开关元件S串联，变压器3的次级线圈L_S通过整流二极管D₁与滤波电容C_S并联。

当开关元件S在一定频率和占空比的控制信号（未示出）的控制下导通和断开时，在变压器3的初级线圈L_P中产生脉动电流，从而在变压器3的次级线圈L_S感生出交流电压和电流，通过整流二极管D₁整流和滤波电容C_S滤波而在滤波电容C_S两端输出相对平滑的所期望的直流电压和电流。

如图4A中所示，例如EMI差模滤波器11包括m个二阶滤波器，即L₁₁C₁₁二阶滤波器…L_1kC_1k二阶滤波器…L_1mC_1m二阶滤波器，这m个二阶滤波器依次级联形成一个2×m阶EMI差模滤波器。

具体地，如图4A中所示，这个2×m阶EMI差模滤波器通过其第1级，即L₁₁C₁₁二阶滤波器与反激式变换器21相连，其中L₁₁C₁₁二阶滤波器的EMI滤波电容C₁₁通过开关元件S与变压器3的初级线圈L_P并联，L₁₁C₁₁二阶滤波器的EMI滤波电感L₁₁与变压器3的初级线圈L_P串联，EMI滤波电容C₁₁位于EMI滤波电感L₁₁与变压器3的初级线圈L_P之间，即EMI滤波电容C₁₁的一端连接到由EMI滤波电感L₁₁的一端与变压器3的初级线圈L_P的一端形成的公共点。其余m-1个二阶滤波器，即L₁₂C₁₂二阶滤波器…L_1kC_1k二阶滤波器…L_1mC_1m二阶滤波器中的EMI滤波电感和EMI滤波电容分别以与EMI滤波L₁₁和EMI滤波C₁₁相同的排列方式（即先并联EMI滤波电容，再串联EMI滤波电感）从L₁₁C₁₁二阶滤波器开始依次首尾级联形成一个2×m阶EMI差模滤波器，如图4A中所示。

作为本申请的一个实施例，在EMI差模滤波器11与功率变换器2之间可以存在其它连接装置4，例如任何形式的阻抗网络等。

由于实际工作中的电感不是理想电感，变压器也不是理想变压器，因此实际工作中的电感或变压器的线圈之间存在不同程度的漏磁和互感现象。例如这个2×m阶EMI差模滤波器11中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感L_1k与反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_p之间存在一个互感M₁₁，因此，反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_p会影响EMI差模滤波器11。如果这种影响不加以控制，这种影响将可能会干扰EMI差模滤波器11的正常工作或降低EMI差模滤波器11的性能和效果。本申请打算主动利用这种互感M₁₁来改善EMI差模滤波器11的性能和效果。

和图1A类似，为便于描述本申请，这里将这个2×m阶EMI差模滤波器11中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感L_1k与反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_p之间存在的滤波电容和滤波电感网络等效成一个二端口网络102。

通过调节反激式变换器21中变压器3的初级线圈L_p与EMI差模滤波器11中的电感元件（即EMI滤波电感L_1k）之间的耦合方式，使得变压器3的初级线圈L_p与EMI滤波电感L_1k形成的互感（即变压器3的初级线圈L_p与EMI滤波电感L_1k之间的互感M₁₁）和二端口网络102形成串联谐振，并调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI差模滤波器11插入损耗的频率f0的比值接近1，实际可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI差模滤波器11在该频率f0处获得比传统EMI滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI共模滤波器11的性能和效果。

图4A通过采用2×m阶差模滤波器的例子来描述了本申请，本领域技术人员完全可以理解采用2×（m-1）+1阶差模滤波器的情况。

根据图4A的实施例的改善滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI差模滤波器造成的干扰，增强了EMI差模滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI差模滤波器对特定频率差模电磁干扰的插入损耗，从而避免了为了提高特定频率插入损耗而使EMI差模滤波器体积和成本的增加。

图4B示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI差模滤波器和反激式变换器的功率变换装置的实施例的电路图，其中n为整数且n>1，k为整数且0＜k＜n。由于m和n均非确指，因此，图4B与图4A相比，仅仅在于图4B中的EMI差模滤波器12比图4A中的EMI差模滤波器11在远离功率变换器（如反激式变换器21）的末端多级联了1级单电容滤波器C_1n，以进一步增强EMI差模滤波器12的性能，其余L₁₁C₁₁二阶滤波器…L_1kC_1k二阶滤波器…L_1,n-1C_1,n-1二阶滤波器构成的2×（n-1）阶EMI差模滤波器与图4A的2×m阶EMI差模滤波器的作用相同。例如这个2×（n-1）阶EMI差模滤波器12中的L_1kC_1k二阶滤波器的EMI滤波电感L_1k与反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_p之间存在一个互感M₁₁。结合上述对图1A至图4A的描述，就可以理解图4B所示的实施例。

图4C示例性示出了根据本申请的一个带有2×m阶EMI差模滤波器和Boost升压电路的功率变换装置的实施例的电路图。图4C与图4A的区别仅在于图4C中的功率变换器用Boost升压电路22代替了图4A中的反激式变换器21。例如这个2×m阶EMI差模滤波器13中的电感元件（即L_2kC_2k阶滤波器的EMI滤波电感L_2k）与Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC之间存在一个互感M₁₂。结合上述对图1A至图4B的描述，就可以理解图4C所示的实施例。

图4D示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI差模滤波器和Boost升压电路的功率变换装置的实施例的电路图。图4D与图4B的区别仅在于图4D中的功率变换器用Boost升压电路22代替了图4B中的反激式变换器21。例如这个2×（n-1）+1阶阶EMI差模滤波器14中的L_2kC_2k二阶滤波器的EMI滤波电感L_2k与Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC之间存在一个互感M₁₄。结合上述对图1A至图4C的描述，就可以理解图4D所示的实施例。

图5A示例性示出了根据本申请的一个带有二阶EMI差模滤波器和反激式变换器的功率变换装置的实施例的电路图。图5A是图4A和图4B的简化，用于使本申请更容易理解。

为了更容易说明本申请，图5A中的EMI差模滤波器15仅具有一个L₁₁C₁₁二阶滤波器，并且EMI差模滤波器15的EMI滤波电容C₁₁连接在变压器3的初级线圈LP和EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间。可以把图5A中的EMI滤波电容C₁₁看作是仅包含一个电容的最小规模的二端口网络。根据图1A至图4D的描述可知，反激式变换器中的储能磁性元件即变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间的耦合方式应设置成负耦合，即变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间为同名端（如图5A中五针星点所示）相连。例如变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间的互感感量为M₁₃。

图5B示出了将图5A中反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间的互感解耦后的等效电路图。如图5B中所示，由于变压器3的初级线圈L_P与EMI差模滤波器15的EMI滤波电感L₁₁之间的耦合方式为负耦合，所以EMI差模滤波器15的EMI滤波电感的解耦后的感量等效为L₁₁-M₁₃，反激式变换器21的变压器3的初级线圈L_P的解耦后的感量等效为L_P-M₁₃。在这里，两个磁性元件之间的互感感量通常小于其中任意一个磁性元件感量的3%，因此，上面的算式（L₁₁-M₁₃）和（L_P-M₁₃）中的M₁₃相对于L₁₁和L_P的感量可以忽略不计，即不影响L₁₁和L_P的正常工作。同时，在EMI滤波电容C₁₁支路上等效出来一个等效电感M₁₃，并且这个等效电感M₁₃与C₁₁产生串联谐振，谐振频率f为：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{M_{13}\·C_{11}}}$

通过调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI差模滤波器15插入损耗的频率f0的比值接近1，可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI差模滤波器15在该频率f0处获得比传统EMI差模滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI差模滤波器15的性能和效果。

图7A示例性示出了根据本申请的一个带有二阶EMI差模滤波器和Boost升压电路的功率变换装置的实施例的电路图。图7A与图5A的区别仅在于图7A中的功率变换器用Boost升压电路22代替了图5A中的反激式变换器21。

为了更容易说明本申请，图7A中的EMI差模滤波器16仅具有一个L₂₁C₂₁二阶滤波器，并且EMI差模滤波器16的EMI滤波电容C₂₁连接在Boost升压电路22中的储能磁性元件即功率因数校正电感L_PFC和EMI差模滤波器16的EMI滤波电感L₂₁之间。可以把图7A中的EMI滤波电容C₂₁看作是仅包含一个电容的最小规模的二端口网络。根据图1A至图5B的描述可知，Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC与EMI差模滤波器16的EMI滤波电感L₂₁之间的耦合方式应设置为负耦合，即Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC与EMI差模滤波器16的EMI滤波电感L₂₁之间为同名端（如图7A中五针星点所示）相连。例如Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC与EMI差模滤波器16的EMI滤波电感L₂₁之间的互感感量为M₁₄。

图7B示出了将图7A中EMI差模滤波器16的滤波电感L₂₁与Boost升压电路的功率因数校正电感L_PFC之间的互感解耦后的等效电路图。如图7B中所示，由于Boost升压电路22的功率因数校正电感L_PFC与EMI差模滤波器16的EMI滤波电感L₂₁之间的耦合方式为负耦合，所以EMI差模滤波器16的EMI滤波电感的解耦后的感量等效为L₂₁-M₁₄，Boost升压电路22的功率因数校正电感的解耦后的感量等效为L_PFC-M₁₄。在这里，两个磁性元件之间的互感感量通常小于其中任意一个磁性元件感量的3%，因此，上述算式（L₂₁-M₁₄）和（L_PFC-M₁₄）中的M₁₄相对于L₂₁和L_PFC的感量可以忽略不计。同时，在EMI滤波电容C₂₁支路上等效出来一个等效电感M₁₄，并且这个等效电感M₁₄与C₂₁产生串联谐振，谐振频率f为：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{M_{14}\·C_{21}}}$

通过调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI差模滤波器16插入损耗的频率f0的比值接近1，可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI差模滤波器16在该频率f0处获得比传统EMI滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI差模滤波器16的性能和效果。

图1A、图4、图5B和图7B中所示的在EMI滤波器二端口网络上等效的串联谐振的谐振频率f可以归纳为：

$f=\frac{B}{2\mathrm{\πM}}$

其中B相当于图3（c）中二端口网络等效的并联支路的阻抗Z₂的虚部值。M相当于功率变换器中的储能磁性元件与滤波器中的电感元件之间的互感的感量。

当B的符号为负时，调整功率变换器中的储能磁性元件和滤波器中的电感元件为负耦合。

当B的符号为正时，调整功率变换器中的储能磁性元件和滤波器中的电感元件为正耦合。

对于多阶的二端口网络，其至少包括一电容，因此可通过调节所述电容的值调节二端口网络等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。对于还包含至少一电感的二端口网络，也可通过调节所述电感的值调节二端口网络的等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。或同时调节至少一电容和电感的值调节二端口网络的等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。

下面以滤波器中的二端口网络即为一电容支路为例讲明调节在二端口网络上形成的串联谐振的谐振频率的调节方式，如上所述其串联谐振的谐振频率f的表达式为：

$f=\frac{B}{2\mathrm{\πM}}=\frac{\frac{1}{2\mathrm{\πfC}}}{2\mathrm{\πM}}=\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^2\mathrm{fMC}}\⇒f\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{M\·C}}$

其中M相当于功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中相应的电感元件即EMI滤波电感之间的互感的感量，C是该EMI差模滤波器中相应的EMI滤波电容支路（即仅包含一个电容C的最小规模的二端口网络）上的EMI滤波电容的容量。可通过调节C或M来调节谐振频率f，使得该谐振频率f与需要提高EMI差模滤波器插入损耗的频率f0的比值为接近1，可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI差模滤波器在该频率f0处获得比传统EMI滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI差模滤波器的性能和效果。

功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件的电感或变压器线圈L_m与EMI滤波器中的EMI滤波电感L之间的互感的感量M为：

$M=K\sqrt{L\·L_m}$

其中K为功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件的电感或变压器线圈L_m与EMI差模滤波器中的EMI滤波电感L之间的耦合系数，L为EMI滤波电感的感量（如前面所声明的，这里符号L不但代表EMI滤波电感自身，还可以表示该EMI滤波电感的容量的代数符号），L_m为功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件的电感或变压器线圈的感量。

调节K、L、L_m这三个参量中任意一个参量均可以达到调节M的目的。

对于EMI差模滤波器中的EMI滤波电感和功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件的电感或变压器线圈，通过调节它们的线圈匝数和/或者改变它们所使用的导磁材料U的磁导率均可调节它们的感量L或L_m。

而耦合系数K则会受EMI差模滤波器中的EMI滤波电感和功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件之间相对位置的影响，其中：

$K\∝\frac{1}{D^{\mathrm{\α}}}$

式中D为EMI差模滤波器中的EMI滤波电感和功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件之间的距离，α为常数，且2<α<3。图8示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间的互感耦合系数K受距离D的影响的一个实施例。

在EMI差模滤波器中的EMI滤波电感L和功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件之间加入导磁材料U或调节所加入的导磁材料U的位置也可改变耦合系数K，图9A示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间的互感耦合系数K受二者之间存在的导磁材料U的影响的一个实施例。

导磁材料U可以与EMI滤波器中的EMI滤波电感L一体形成，图9B示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U可与EMI差模滤波器中的电感L一体形成的一个实施例。

导磁材料U可以与功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件一体形成，图9C示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U可与功率变换装置中的储能磁性元件一体形成的一个实施例。

导磁材料U₁可以与EMI滤波器中的EMI滤波电感L一体形成，同时，导磁材料U₂可以与功率变换器（如反激式变换器和Boost升压电路）中的储能磁性元件一体形成，并且导磁材料U₁和导磁材料U₂可以相同或不同。图9D示例性示出了根据本申请的功率变换装置中的储能磁性元件与EMI差模滤波器中的电感L之间存在的导磁材料U1和U2可分别同时与EMI差模滤波器中的电感L和功率变换装置中的储能磁性元件一体形成的一个实施例。

图10示例性示出了根据本申请的一个带有2×（n-1）+1阶EMI共模滤波器和功率变换器的功率变换装置的实施例的电路图。图10是对图1B的一定程度的具体化。

图10中的功率变换装置包括一个功率变换器23及一EMI共模滤波器21。EMI共模滤波器21连接在输入与功率变换器23之间，例如可以是一个2×（n-1）+1阶共模滤波器或2×n阶共模滤波器，其中n为任意整数且n>0，k为整数且0＜k≤n。

图10中的功率变换器23包含有以电感线圈形式进行能量转换的储能磁性元件。功率变换器23可为任何形式的变换器，如交流（AC）-直流（DC）、DC-DC或DC-AC变换器，隔离变器或非隔离变换器。

图10中的输入可为直流输入，也可为交流输入。

作为本申请的一个实施例，在EMI共模滤波器21与功率变换器23之间可以存在其它连接装置5，例如任何形式的阻抗网络等。

由于实际工作中的电感不是理想电感，变压器也不是理想变压器，因此实际工作中的电感或变压器的之间存在不同程度的漏磁和互感现象。结合图1A-图9D中对EMI信号的处理方式，本领域普通技术人员完全能够理解图10中对以共模信号方式存在的EMI信号的处理方式。例如这个2×（n-1）+1阶EMI共模滤波器21中的EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器23的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间存在一个互感M₂₁，因此，功率变换器23的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2会影响EMI共模滤波器21。如果这种影响不加以控制，这种影响将可能会干扰EMI共模滤波器21的正常工作或降低EMI共模滤波器21的性能和效果。本申请主动利用这种影响来增强EMI共模滤波器21的性能和效果。

为便于描述本申请，也可以将这个EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器23的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间存在的滤波电容和滤波电感网络等效成一个二端口网络202。

需要注意，图10中的EMI滤波器为EMI共模滤波器21，功率变换器23包括储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2，储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2形成和提供共模磁路。例如EMI共模滤波器21中的EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2发生磁场耦合。t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8表示相应电感或线圈（即，储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2，以及EMI共模滤波器21中的EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}）的引线端，如图10所示，以下同。

通过调节功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2与EMI共模滤波器21中的EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}之间的耦合方式，使得储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2与EMI共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}形成的互感（即储能磁性元件与EMI滤波电感的互感M₂₁）和二端口网络202形成串联谐振，并调节该谐振频率f的大小，使得该谐振频率f与需要提高EMI共模滤波器21插入损耗的频率f0的比值接近1，实际可以为85%~115%（即可以考虑允许误差±15%），从而使得EMI共模滤波器21在该频率f0处获得比传统EMI共模滤波器更大的插入损耗，从而增强了EMI共模滤波器21的性能和效果。

图10通过采用2×（n-1）+1阶共模滤波器的例子来描述了本申请，本领域技术人员完全可以理解采用2×n阶共模滤波器的情况。

根据图10的实施例的改善滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI共模滤波器造成的干扰，增强了EMI共模滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI共模滤波器对共模电磁干扰的插入损耗，从而避免了为了提高特定频率插入损耗而使EMI共模滤波器体积和成本增加。

图11A示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生负耦合的一个实施例。如图11A所示，耦合磁芯采用EI型磁芯，即，由一个E型磁芯和I型磁芯组合而成。功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2分别绕在E型磁芯的边柱上，此两个绕组在E型磁芯的中柱上形成和提供共模磁路。EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}的绕组绕在E型磁芯的中柱上，以便与功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2发生磁场耦合而形成耦合互感M₂₁。结合图10中所示的电感或线圈的引线端t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8的指示，可以理解，图11A所示的EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间被设置成负耦合。结合上述对图1A至图10的描述，当连接在功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2与EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}之间的二端口网络202的等效并联支路呈现容性时，这个耦合互感M₂₁与二端口网络202能够形成串联谐振。

类似差模滤波器，共模滤波器二端口网络上等效的串联谐振的谐振频率f可以归纳为：

$f=\frac{B}{2\mathrm{\&pi;M}}$

其中B相当于图3（c）中二端口网络等效的并联支路的阻抗Z₂的虚部值。M相当于功率变换器中的储能磁性元件与滤波器中的电感元件之间的互感的感量。

当B的符号为负时，调整功率变换器中的储能磁性元件和滤波器中的电感元件为负耦合。

当B的符号为正时，调整功率变换器中的储能磁性元件和滤波器中的电感元件为正耦合。

对于多阶的二端口网络，其至少包括一电容，因此可通过调节所述电容的值调节二端口网络等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。对于还包含至少一电感的二端口网络，也可通过调节所述电感的值调节二端口网络的等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。或同时调节至少一电容和电感的值调节二端口网络的等效并联支路的阻抗的虚部值（即B）以实现调节谐振频率的目的。亦可通过调节功率变换器中的储能磁性元件和/或共模滤波中相应的共模滤波电感的线圈匝数来调节它们的感量以实现调节谐振频率的目的。

对于共模滤波器，可以通过调节EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1 k_1}和L_{1k_2}的绕线方式来调节耦合方式。EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}的绕组可全部绕在E型磁芯的中柱上，也可部分绕在E型磁芯的中柱上。可通过调节EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}绕在E型磁芯的中柱上的匝数来调节耦合互感量M₂₁，也可通过调节E型磁芯的中柱和I型磁芯间的气隙（即，调节E型磁芯的中柱上的共模磁通量）来调节耦合互感量M₂₁。

图11B示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生正耦合的一个实施例。图11B与图11A的差别仅在于将EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}的绕组绕在E型磁芯的中柱上的线圈的绕向安排成与图11A相反的方向。结合图10中所示的电感或线圈的引线端t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8的指示，可以理解，图11B所示的EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间能够产生正耦合，用于当图10中的二端口网络202呈感性时的情况。

图12A示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生正耦合的又一个实施例。图12B示例性示出了图10中EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间产生负耦合的又一个实施例。图12A和图12B描述了当耦合磁芯为圆形磁芯的情况。

图12A和图12B中的功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2绕在两个圆形磁芯上，是用于将差模滤波和共模滤波这两个任务整合在一起。

结合图10中所示的电感或线圈的引线端t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8的指示，可以理解，图12A和图12B中的功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2能够在大圆形磁芯中形成差模磁路，用于对差模信号进行滤波；图12A和图12B中的功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2能够在在小圆形磁芯中形成和提供共模磁路，用于对共模信号进行滤波。

图12A和图12B中的EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}绕在小圆形磁芯上，以便与功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2发生电感耦合而形成耦合电感。结合图10中所示的电感或线圈的引线端t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8的指示，可以理解，图12A所示的EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}能够与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间能够产生正耦合。图12B所示的EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}能够与功率变换器的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2之间能够产生负耦合。结合上述对图1A至图11B的描述，就可以理解，耦合电感与连接在功率变换器23中的储能磁性元件的电感或变压器线圈LP_1和LP_2与EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}之间的二端口网络202能够适当地形成串联谐振。

可以通过调节EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}的绕线方式来调节耦合方式。EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}的绕组可全部绕在小圆形磁芯上、也可部分绕在小圆形磁芯上。可通过调节EMI共模滤波器21的共模滤波电感L_{1k_1}和L_{1k_2}绕在小圆形磁芯上的匝数来调节耦合互感量。

请注意，图12A和图12B中的大磁芯和小磁芯只是用于区别这两个磁芯，二者的实际容量或体积大小或导磁能力可以根据实际需要来决定。

根据本申请的改善滤波器性能的方法及功率变换装置，能够降低功率变换器中储能磁性元件对EMI滤波器造成的干扰，增强了EMI滤波器的性能和效果，进一步提高了EMI滤波器对电磁干扰的插入损耗，从而避免为了为了提高特定频率插入损耗而使EMI滤波器体积和成本增加。

虽然已参照典型实施例描述了本申请，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本申请能够以多种形式具体实施，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等同范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (25)

1.一种功率变换装置，包括：

功率变换器，所述功率变换器包括储能磁性元件；以及

滤波器，所述滤波器包括电感元件和二端口网络，所述二端口网络连接在所述储能磁性元件与所述电感元件之间，其中

所述储能磁性元件与所述电感元件之间发生耦合形成的互感与所述二端口网络形成串联谐振，所述串联谐振的谐振频率为所述滤波器的需要提高插入损耗的频率的85%~115%。

2.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述二端口网络的等效并联支路呈容性，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为负耦合。

3.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述二端口网络的等效并联支路呈感性，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为正耦合。

4.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述二端口网络至少包含一电容，并且调节所述电容来调节所述串联谐振的谐振频率。

5.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

调节所述互感来调节所述串联谐振的谐振频率。

6.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

调节所述电感元件和/或所述储能磁性元件的值来调节所述互感。

7.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的耦合系数来调节所述互感。

8.根据权利要求7所述的功率变换装置，其中

所述滤波器为差模滤波器，调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的相对位置，来调节所述耦合系数。

9.根据权利要求7所述的功率变换装置，其中

所述滤波器为差模滤波器，在所述电感元件与所述储能磁性元件之间设置导磁材料，来调节所述耦合系数。

10.根据权利要求7所述的功率变换装置，其中

所述滤波器为差模滤波器，在所述电感元件上设置与所述电感元件一体形成的导磁材料，来调节所述耦合系数。

11.根据权利要求7所述的功率变换装置，其中

所述滤波器为差模滤波器，在所述储能磁性元件上设置与所述储能磁性元件一体形成的导磁材料，来调节所述耦合系数。

12.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述滤波器为共模滤波器，所述储能磁性元件提供共模磁路。

13.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述滤波器的需要提高插入损耗的频率点的频率为所述功率变换器的开关频率的整数倍。

14.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述储能磁性元件为电感元件或变压器。

15.根据权利要求1所述的功率变换装置，其中

所述二端口网络为一电容。

16.一种改善滤波器性能的方法，所述方法包括以下步骤：

提供一储能磁性元件，所述储能磁性元件设置于一功率变换器中；

提供一滤波器，所述滤波器包括一电感元件及一二端口网络，所述二端口网络连接在所述储能磁性元件与所述电感元件之间；

确定需要提高滤波器插入损耗的频率；以及

调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间的耦合方式，使得所述储能磁性元件与所述电感元件形成的互感与所述二端口网络形成串联谐振，其中调节所述串联谐振的谐振频率为所述滤波器的需要提高插入损耗的频率的85%~115%。

17.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

当所述二端口网络的等效并联支路呈容性时，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为负耦合，当所述二端口网络的等效并联支路呈感性时，调节所述储能磁性元件与所述电感元件之间为正耦合。

18.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

调节所述二端口网络中的至少一电容来调节所述谐振频率。

19.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

调节所述互感来调节所述谐振频率。

20.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

调节所述电感元件和/或所述储能磁性元件的值来调节所述互感。

21.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

调节所述电感元件与所述储能磁性元件之间的耦合系数来调节所述互感。

22.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

所述滤波器为共模滤波器，所述储能磁性元件提供共模磁路。

23.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

所述滤波器的需要提高插入损耗的频率点的频率为所述功率变换器的开关频率的整数倍。

24.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

所述储能磁性元件为电感元件或变压器。

25.根据权利要求16所述的改善滤波器性能的方法，其中

所述二端口网络为一电容。

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