CN108511148A - 集成电感器及宽范围输出功率转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种集成电感器，包括平行放置的第一底板和第二底板；在第一底板和第二底板之间设置非绕线柱、第一绕线柱和第二绕线柱，非绕线柱位于第一绕线柱和第二绕线柱之间，非绕线柱与的两端与第一底板和第二底板相连，第一绕线柱的两端和第二绕线柱的两端分别与第一底板和第二底板相连；非绕线柱的截面积与绕线柱的截面积满足预设关系式；在第一绕线柱上第二绕线柱上分别设置第一气隙和第二气隙；在第一绕线柱上和第二绕线柱上分别缠绕第一线圈绕组和第二线圈绕组，且两个线圈绕组的绕向一致。本发明实施例还提供了一种宽范围输出功率转换电路。采用本发明实施例有利于解决了在轻负载时无法输出更低电压的问题，实现了电压的宽范围输出。

Description

集成电感器及宽范围输出功率转换电路

技术领域

本发明涉及集成电感领域，尤其涉及一种集成电感器及一种宽范围输出功率转换电路。

背景技术

随着电源领域功率模块的演进，高效、高功率密度成为关键技术指标和产品竞争力。为了做高效、高功率密度的大功率电源模块，多相谐振变换器已经得到普遍应用。

在光伏逆变器、通信能源、车载电源等领域，双向变换器也有越来越多的需求，目前的三相3LC变换器在双向变换、大功率输出方面有较大优势。但是在轻负载时，3LC谐振电路无法获得更低的增益，即轻负载时，无法输出更低电压，不能实现更宽范围输出。

发明内容

本发明实施例提供了一种集成电感器及一种宽范围输出功率转换电路，有利于解决了在轻负载时无法输出更低电压的问题，实现了电压宽范围输出。

第一方面，本发明实施例提供一种集成电感器，包括：

平行放置的第一底板和第二底板；

在所述第一底板和所述第二底板之间设置非绕线柱、第一绕线柱和第二绕线柱，所述非绕线柱位于所述第一绕线柱和第二绕线柱之间，所述非绕线柱与的两端与所述第一底板和第二底板相连，所述第一绕线柱的两端与所述第一底板和第二底板相连，所述第二绕线柱的两端与所述第一底板和第二底板相连；

在所述第一绕线柱上设置第一气隙，在所述第二绕线柱上设置有第二气隙；

在第一绕线柱上缠绕有第一线圈绕组，在第二绕线柱上缠绕有第二线圈绕组，且所述第一线圈绕组与所述第二线圈绕组的绕向一致。与现有技术相比，将两个电感线圈集成在一起，可减少使用该集成电感器的电路的元器件个数。

在一种可行的实施例中，所述非绕线柱的截面积Ae0与所述绕线柱截面积Ae满足预设关系式，所述预设关系式包括：

其中，X％为感量跳变时的负载相对于满载的百分比，Bmax为满载时绕线柱的磁通量密度，Bs为非绕线柱磁材的饱和磁通量密度。通过调整非绕线柱的截面积Ae0与绕线柱的截面积Ae之间的关系，实现上述集成电感器的感量可变。

在一种可行的实施例中，所述第一气隙和所述第二气隙均由空气填充或者其他非导磁材料或者低导磁率的材料填充。

在一种可行的实施例中，所述第一气隙放置至少一个第一磁片，所述第一磁片将所述第一气隙分为至少一个分段；

所述第二气隙放置至少一个第二磁片，所述第二磁片将所述第二气隙分为至少一个分段。

在一种可行的实施例中，所述第一底板、所述第二底板、所述第一绕线柱和第二绕线柱均采用铁氧体磁性材料，所述非绕线柱采用铁氧体磁性材料或者金属磁粉芯材料。

第二方面，本发明实施例提供了一种宽范围输出功率转换电路，包括：输入整流电路、变谐振三端口谐振腔、变压器和输出整流电路；

所述输入整流电路的输入端作为所述宽范围输出功率转换电路的输入端，所述输入整流电路的输出端与所述变谐振三端口谐振腔输入端相连，所述变谐振三端口谐振腔输出端与所述变压器的输入端相连，所述变压器的输出端与所述输出整流电路的输入端相连，所述输出整流电路的输出端作为所述宽范围输出功率转换电路的输出端；

其中，所述变谐振三端口谐振腔将所述输入整流电路输出的第一高频交流方波电压转换成第二高频交流方波电压，所述第二高频交流方波电压的幅值大于或者小于所述第一高频交流方波电压的幅值。由于所述集成电感器的电感值随着输入电路的变化而变化，因此采用所述集成电感器后的所述变谐振三端口谐振腔的谐振频率也随着输入电路的变化而变化，进而实现采用所述变谐振三端口谐振腔的电路的增益的变化和更宽范围的输出。

在一种可行的实施例中，所述变谐振三端口谐振腔由所述集成电感器Lr、三个电容Cr1、Cr2、Cr3和第二电感Lm组成；

其中，所述集成电感器Lr的两端分别与所述电容Cr1、Cr2的一侧相连，所述Lr的第一节点与所述电感Lm的一侧相连，所述电感Lm的另一侧与所述电容Cr3的一侧相连；

电容Cr1、Cr2和Cr3的另一侧分别形成第一端口、第二端口和第三端口。

可以看出，在本发明实施例的方案中，通过磁集成技术，将两个电感集成为一个感量可变的电感器。该电感器的电感值可以根据流过该电感器电流的大小自动调整。与现有技术相比，该电感器不仅能自动根据输入电流的大小调节电感值，而且有集成度高，体积小，损耗低的特点；在准谐振或者谐振电路拓扑中使用该电感器，可以使谐振腔的谐振频率随输入电路的大小自动调整，进而实现增益的变化和更宽范围的输出。

本发明的这些方面或其他方面在以下实施例的描述中会更加简明易懂。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种集成电感器的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种集成电感器的底板与绕线柱局部位置关系示意图；

图3为本发明实施例提供的一种集成电感器的底板与绕线柱位置关系示意图

图4为本发明实施例提供的另一种集成电感器底板与绕线柱位置关系示意图

图5为本发明实施例提供的一种集成电感器的工作原理示意图；

图6为本发明实施例提供的另一种集成电感器的工作原理示意图；

图7为本发明实施例提供的一种变谐振三端口谐振腔电路示意图；

图8为本发明实施例提供的一种变谐振三端口谐振腔的简化电路示意图；

图9为应用本发明实施例提供的一种集成电感器的LLC谐振腔电路示意图；

图10为应用本发明实施例提供的一种集成电感器的LLCC谐振腔电路示意图；

图11为本发明实施例提供的一种RLC串联谐振电路示意图；

图12为本发明实施例提供的一种宽范围输出功率输出电路示意图；

图13为本发明实施例提供的一种宽范围输出功率输出电路增益曲线示意图；

图14为本发明实施例提供的一种带集成电感器谐振腔的两相并联电路示意图；

图15为本发明实施例提供的一种带集成电感器谐振腔的三相星形连接电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例进行描述。

请参见图1，图1为本发明实施例提供的一种集成电感器的结构示意图。如图1所示，本发明实施例提供的一种集成电感器，具体包括：

平行放置的第一底板101和第二底板102；

在所述第一底板101和所述第二底板102之间设置非绕线柱105、第一绕线柱103和第二绕线柱104，所述非绕线柱105位于所述第一绕线柱103和第二绕线柱104之间，所述非绕线柱105与的两端与所述第一底板101和第二底板102相连，所述第一绕线柱103的两端与所述第一底板101和第二底板102相连，所述第二绕线柱104的两端与所述第一底板101和第二底板102相连；

所述非绕线柱104的截面积Ae0与所述绕线柱(包括第一绕线柱103和第二绕线柱104)的截面积Ae满足预设关系式；

在上述第一绕线柱103上设置第一气隙106，在上述第二绕线柱104上设置有第二气隙107；

在上述第一绕线柱103上缠绕有第一线圈绕组108，在上述第二绕线柱104上缠绕有第二线圈绕组109，且上述第一线圈绕组与上述第二线圈绕组的绕向一致；

上述第一线圈绕组108的输出端与上述第二线圈绕组109的输入端相连，并在连接处形成第一节点110。

在一种可行的实现方式中，上述第一线圈绕组108和上述第二线圈绕组109由一根铜线缠绕而成，在上述第一线圈绕组108和上述第二线圈绕组109之间不存在上述第一节点110。为了表述方便，虚拟设置上述第一节点110。

在一种可行的实现方式中，上述第一线圈绕组108和上述第二线圈绕组109分别由一根铜线缠绕而成。上述第一线圈绕组108的输出端与上述第二线圈绕组109的输入端直接相连，并在连接处形成上述第一节点110。

在一种可行的实现方式中，上述第一线圈绕组108和上述第二线圈绕组109分别由一根铜线缠绕而成。上述第一线圈绕组108的输出端连接在印刷电路板(Printed CircuitBoard，PCB)上的第一焊接点，上述第二线圈绕组109的输入端连接在上述PCB的第二焊接点上，将上述第一焊接点与上述第二焊接点之间通过铜皮连接，在连接处形成上述第一节点110。

具体地，举例说明上述第一绕线柱103与底板(第一底板101和第二底板102)之间的位置关系。参见图2，图2为本发明实施例提供一种集成电感器的第一底板与第一绕线柱局部图。如图2所示，假设上述第一绕线柱103靠近上述非绕线柱105的边缘与上述非绕线柱105之间的距离为L，上述第一底板101的外边缘与上述非绕线柱105之间的距离为L1，上述第一绕线柱的宽度为L2，则上述L大于0且小于L1。

进一步，若上述L大于L1-L2且小于L1，则上述第一绕线柱103与底板之间的位置关系如图3所示；若上述L等于L1-L2，则上述第一绕线柱103与底板之间的位置关系如图1所示；若上述L大于0且小于L1-L2，则上述第一绕线柱103与底板之间的位置关系如图4所示。

在此需要说明的是，上述第一绕线柱103与底板之间的位置关系适用于上述第二绕线柱104与底板之间的位置关系。

在此需要说明的是，上述第一底板101和上述第二底板102的宽度等于上述非绕线柱105的宽度，上述第一绕线柱103和上述第二绕线柱104的宽度等于该非绕线柱105的宽度。

其中，所述非绕线柱104的截面积Ae0与所述绕线柱(包括第一绕线柱103和第二绕线柱104)的截面积Ae满足预设关系式，该预设关系式包括：

上述非绕线柱的截面积为Ae0，上述第一绕线柱和上述第二绕线柱的截面积均为Ae，上述X％为感量跳变时的负载百分比，Bmax为满载时绕线柱的磁通量密度，Bs为非绕线柱磁材的饱和磁通量密度。

进一步，上述第一绕线柱103、第二绕线柱104的形态不是固定的，可以是圆形、椭圆形或者柱状。

具体地，上述感量跳变时的负载百分比X％为上述电感器的电感量发生跳变时，上述电感器上的负载占上述电感器满载的百分比。

可选地，上述第一底板101、上述第二底板102、上述绕线柱104和上述绕线柱105均采用铁氧体磁性材料，上述非绕线柱105采用铁氧体磁性材料或者金属磁粉芯材料。

可选地，上述第一气隙106和上述第二气隙107均可由空气、其他非导磁材料或者低磁导率的材料填充。

具体地，举例说明，假设上述第一气隙106与上述第一绕线柱105的一端之间的距离为L3，上述第一绕线柱105的长度为L4，则上述第一气隙106与上述第一绕线柱105的一端之间的距离为L-L1，其中L1大于0且小于L。

可选地，上述L3等于L4/8、L4/4、L4/3、L4/2或者其他值。

在此需要说明的是，上述第一气隙106在上述第一绕线柱103上的位置关系适用于上述第二气隙107在上述第二绕线柱104上。

进一步地，上述第一气隙106和上述第二气隙107均放置至少一个磁片，该磁片将上述第一气隙106和上述第二气隙107分为至少一个分段。

请参见图5，图5为本发明实施例提供的一种集成电感器轻负载时内部磁通量示意图。如图5所示，在第一线圈绕组501和第二线圈绕组502加载励磁电流i时，第一线圈绕组501和第二线圈绕组上分别产生磁通量(图5中虚线所示)，并且在非绕线柱503上叠加。

当上述电感器处于轻负载时，第一线圈绕组501和第二线圈绕组502上的励磁电流i较小，产生的磁通量密度也较小，非绕线柱503上叠加后的磁通量密度小于非绕线柱的饱和磁通量密度，第一线圈绕组501和第二线圈绕组502工作在非耦合状态，第一线圈绕组501和第二线圈绕组502产生的磁通量分别通过非绕线柱闭合磁通路径，因此第一线圈绕组201和第二线圈绕组502的电感量保持不变。

其中，非绕线柱503的饱和磁通量密度与非绕线柱503的材料相关。

具体说明，若非绕线柱503的为铁氧体材料时，则非绕线柱503在25摄氏度时饱和磁通量密度一般为0.5T左右；若非绕线柱203的为金属磁粉芯材料时，则非绕线柱503在25摄氏度时饱和磁通量密度一般为0.8T～1.5T。

参见图6，图6为本发明实施例提供的一种集成电感器重负载时内部磁通量示意图。如图3所示，当所述电感器处于轻重载时，第一线圈绕组601和第二线圈绕组602上的励磁电流i变大时，产生的磁通量密度也变大，当非绕线柱603上叠加后的磁通量密度达到非绕线柱603的饱和磁通量密度，第一线圈绕组601和第二线圈绕组602工作在耦合状态，第一线圈绕组601和第二线圈绕组602产生的磁通量分别对方所处的第一绕线柱604和第二绕线柱605闭合磁通路径，由于第一线圈绕组601和第二线圈绕组602产生的磁通量方向相反，因此第一线圈绕组601和第二线圈绕组602产生的磁通量相互抵消，因此第一线圈绕组601和第二线圈绕组602的电感量减小，即上述电感器的电感量减小，这个过程也称为感量跳变。

由对图5和图6的相关描述可知，上述电感器上负载变化可导致上述电感器的电感量的变化。

假设感量跳变时的负载百分比为X％，即上述电感器的负载达到上述电感器满载的X％时，通过由第一线圈绕组601和第二线圈绕组602产生的磁通量在上述非绕线柱603上叠加后的磁通量密度达到上述非绕线柱的饱和磁通量密度时，上述电感器的电感量下降。

若感量跳变时上述电感器的负载占满载的百分比为X％，上述非绕线柱的截面积Ae0与上述绕线柱截面积Ae(上述绕线柱604和上述绕线柱605的截面积均为Ae)之间满足下述关系式时，可以实现预期的感量跳变，

其中，X％为感量跳变时的负载百分比，Bmax为满载时绕线柱的磁通量密度，Bs为上述非绕线柱603磁材的饱和磁通量密度。

可选地，上述X％可为20％、25％、40％、70％、85％或者其他值。

举例说明，假设上述感量跳变的负载百分比为40％，则当上述电感器上的负载达到满载的40％，此时的励磁电流i经过上述第一线圈绕组601和第二线圈绕组602后，分别产生的磁通量在上述非绕线柱603上叠加的磁通量密度达到上述非绕线柱603的饱和磁通量密度时，上述第一线圈绕组601和上述第二线圈绕组602工作在强耦合状态。

上述第一线圈绕组601和上述第二线圈绕组602产生的磁通量分别对方所处的第一绕线柱604和第二绕线柱605闭合磁通路径，由于上述第一线圈绕组601和上述第二线圈绕组602产生的磁通量方向相反，因此上述第一线圈绕组601和上述第二线圈绕组602产生的磁通量相互抵消，因此第一线圈绕组601和第二线圈绕组602的电感量减小即上述电感器的电感量减小。

因此可通过改变上述集成电感器的负载百分比X％与绕线柱截面积Ae与非绕线柱截面积Ae0之间的关系和输入电流来控制上述电感器的电感量的变化。

可以看出，在本发明实施例的方案中，上述电感器的电感值可以根据流过该电感器电流大小自动调整。与现有技术相比，上述电感器不仅能自动根据输入电流大小调节电感值，而且集成度高，体积小，损耗低的特点。

参见图7，图7为本发明实施例提供的一种变谐振三端口谐振腔电路示意图。如图7所示，本发明实施例提供的一种变谐振三端口谐振腔电路，包括：

上述集成电感器Lr701、电感Lm和三个电容Cr1、Cr2、Cr3。其中，上述集成电感器Lr的两端分别与所述电容Cr1、Cr2的一侧相连，上述集成电感器Lr的第一节点705与上述电感Lm的一侧相连，上述电感Lm的另一侧与上述电容Cr3的一侧相连。

电容Cr1、Cr2和Cr3的另一侧分别形成第一端口702、第二端口703和第三端口704，由此形成了变谐振三端口谐振腔。

具体地，根据上述对图5和图6的相关描述可知看，上述集成电感器的电感值随着负载的变化而变化。轻负载时，上述电感器的励磁电流较小，上述电感器的电感量较大；重负载时，上述电感器的励磁电流较大，上述电感器的电感量较小。由谐振腔的谐振频率的计算公式可知，若上述集成电感器的电感量较大时，则对应谐振腔的谐振频率较小；若上述集成电感器的电感量较小时，则对应谐振腔的谐振频率较大。因此上述谐振腔的谐振频率随负载电流的大小而变化，进而实现了变谐振的工作模式。

参见图8，图8为图7所示的变谐振三端口谐振腔的简化电路示意图。如图5所示，该变谐振三端口谐振腔(又称3LC谐振腔)包括：将上述集成电感器Lr简化为串联的电感Lr1和电感Lr2，电感Lm，三个电容Cr1、Cr2、Cr3、电阻R和一个输入电压源Vin。

上述电感Lr1的一侧和电感Lr2的一侧连接在一起，在连接处形成第一节点。上述电感Lr1和电感Lr2的另一侧分别与电容Cr1、电容Cr2的一侧相连，电感Lm的一侧与上述第一节点相连，电感Lm的另一侧与电容Cr3的一侧相连。

电容Cr1的另一侧和电容Cr3的另一侧分别与输入电压源Vin的两侧相连；电容Cr2的另一侧和电容Cr3的另一侧分别与电阻R相连。

假设电感Lr1与电容Cr1串联后的等效阻抗为Z1，电感Lr1与电容Cr1串联后两端的电压为Vz1；电感Lr2与电容Cr2串联后的等效阻抗为Z2，电感Lr2与电容Cr2串联后两端的电压为Vz2。在上述变谐振三端口谐振腔的输入端加载输入电压源Vin时，则输出电压Vo＝Vin-Vz1-Vz2。

其中，Vz1与Vz2的值分别取决于等效阻抗Z1与Z2的值。根据电路知识可知：

Z1＝ωLr1+1/ωCr1，Z2＝ωLr2+1/ωCr2

其中，ω为上述输入电压源Vin的频率。当输入电压源Vin的频率ω和电容Cr1和Cr2的电容值不变的情况下，则当增大电感Lr1和电感Lr2的电感值即增大上述集成电感器Lr的电感值时，输出电压Vo降低。

因此，当上述变谐振三端口谐振腔处于轻负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较小，该电感器的电感值较大，输出电压较小；当上述变谐振三端口谐振腔处于重负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较大，由于该电器的非绕线柱的磁通量密度达上述非绕线柱的饱和磁通量密度时，该电感器的电感值较小，由感抗计算公式XLr＝ωLr可知较小的电感值可获得较低的感抗，较低的感抗可以减少上述感量可变的磁集成电感器的损耗。

进一步，上述集成电感器可使谐振电路的最大的品质因素Qmax随着该电感器的电感值的变化而变化。

可选地，上述集成电感器即可应用于3LC谐振腔，又可应用于LLC谐振腔和LLCC谐振腔。如图9和图10所示。

如图9所示，上述LLC谐振腔电路包括：将上述集成电感器简化串联的电感Lr1和电感Lr2、电感Lm、电容Cr、电阻R和一个输入电压源Vin。

上述电感Lr1的一侧和电感Lr2的一侧连接在一起，在连接处形成第一节点，该第一节点不与任何器件相连。电感Lr1的另一侧与电容Cr的一侧相连；电感Lr2的另一侧与电感Lm和电阻R并联后的一侧相连；电感Lm和电阻R并联后的另一侧和电容Cr的另一侧分别与输入电压源的两侧相连。

假设电容Cr、电感Lr1和电感Lr2串联后的等效阻抗为Z，串联后的电压为Vz，电阻R两端的电压为输出电压Vo。在上述LLC谐振腔的输入端加载输入电压源Vin，根据分压原理可知，上述LLC谐振腔输出端的电压Vo＝Vin-Vz。

其中，Vz的值取决于等效阻抗Z的值，根据电路知识可知：

Z＝ωLr1+ωLr2+1/ωCr1

其中，ω为上述输入电压源Vin的频率。当输入电压源Vin的频率ω和电容Cr的电容值不变的情况下，则当增大电感Lr1和电感Lr2的电感值即增大上述集成电感器Lr的电感值时，输出电压Vo降低。

因此，当上述LLC谐振腔处于轻负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较小，该电感器的电感值较大，输出电压较小；当上述LLC谐振腔处于重负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较大，由于该电器的非绕线柱的磁通量密度达上述非绕线柱的饱和磁通量密度时，该电感器的电感值较小，由感抗计算公式XLr＝ωLr可知较小的电感值可获得较低的感抗，较低的感抗可以减少上述感量可变的磁集成电感器的损耗。

如图10所示，上述LLCC谐振腔电路包括：将上述集成电感器简化串联的电感Lr1和电感Lr2、电感Lm、电容Cr，Cm、电阻R和一个输入电压源Vin。

上述电感Lr1的一侧和电感Lr2的一侧连接在一起，在连接处形成第一节点，该第一节点不与任何器件相连。电感Lr1的另一侧与电容Cr的一侧相连，电容Cr的另一侧与输入电压源Vin的一侧相连；电感Lr2的另一侧与电感Lm一侧和电阻R一侧相连，电感Lm的另一侧与电容Cm的一侧相连；电阻R的另一侧和电容Cm的另一侧与输入电压源Vin的另一侧相连。

假设电容Cr、电感Lr1和电感Lr2串联后的等效阻抗为Z，串联后的电压为Vz，电阻R两端的电压为输出电压Vo。在上述LLCC谐振腔的输入端加载输入电压源Vin，根据分压原理可知，上述LLCC谐振腔输出端的电压Vo＝Vin-Vz。

其中，Vz的值取决于等效阻抗Z的值，根据电路知识可知：

Z＝ωLr1+ωLr2+1/ωCr1

其中，ω为上述输入电压源Vin的频率。当输入电压源Vin的频率ω和电容Cr的电容值不变的情况下，则当增大电感Lr1和电感Lr2的电感值即增大上述集成电感器Lr的电感值时，输出电压Vo降低。

因此，当上述LLCC谐振腔处于轻负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较小，该电感器的电感值较大，输出电压较小；当上述LLCC谐振腔处于重负载时，通过上述感量可变的磁集成电感器的励磁电流较大，由于该电器的非绕线柱的磁通量密度达上述非绕线柱的饱和磁通量密度时，该电感器的电感值较小，由感抗计算公式XLr＝ωLr可知较小的电感值可获得较低的感抗，较低的感抗可以减少上述感量可变的磁集成电感器的损耗。

进一步，由图5、图6和图7的相关描述可知，上述感量可变的磁集成电感器均可应用在以谐振分压原理搭建的谐振腔内。与现有技术相比，由于该集成电感器的电感值随着输入电流(即负载)的变化而变化，因此采用该集成电感器的谐振腔的谐振频率也会随着输入电流的变化而自动调整，进而实现了谐振腔的谐振频率的变化。

举例说明，参见图11，图11为本发明实施例提供的一种应用集成电感器的RLC谐振电路。如图11所示，本发明实施例提供的一种应用集成电感器的RLC谐振电路包括：上述集成电感器Lr，电容Cr和电阻R。

在该RLC谐振电路中，电阻R的一侧与电容Cr的一侧相连，电容Cr的另一侧与与电感器Lr的一侧相连，电阻R的另一侧与电感器Lr的另一侧分别同输入电压源Uin相连。

R一定时，该谐振电路的品质因素Q为:

当该RLC谐振电路处于满负载时，即R值最小，此时上述品质因素Q值最大。上述品质因素Q的大小与该RLC谐振电路的电压和电流的应力有着直接的关系。当该RLC谐振电路发生谐振时，谐振频率电感Lr和电容Cr上的阻抗之和为0，该谐振电路上的电流则电容Cr上的电压为：

因此，Q值越大，则电容Cr上的电压会越大，因此电容Cr的电压应力超标。器件上的电压应力越大，器件越容易损坏。上述RLC谐振电路处于轻负载时，上述品质因素Q越大，电阻R两端的输出电压较小即较低的输出电压范围；上述RLC谐振电路处于重负载时,通过控制上述电感器的电感值来使上述品质因素的最大值Qmax不宜过大，电容Cr上的电压小于其电压应力。

综上所述，通过改变上述集成电感器Lr的电感值，在得到较低的输出电压的同时，可使得器件上的电压小于器件的电压应力，保证了器件的正常工作。

参见图12，图12为本发明实施例提供的一种宽范围输出的功率转换电路的示意图。如图12所示，本发明实施例提供的一种宽范围输出的功率转换电路，包括：

输入整流电路1201，变谐振三端口谐振腔1202、变压器1203和输出整流电路1204。

上述输入整流电路1201的输入端作为上述宽范围输出功率转换电路的输入端，上述输入整流电路1201的输出端与上述变谐振三端口谐振腔1202输入端相连，上述变谐振三端口谐振腔1202输出端与上述变压器1203的输入端相连，上述变压器1203的输出端与上述输出整流电路1204的输入端相连，上述输出整流电路1204的输出端作为上述宽范围输出功率转换电路的输出端。

其中，上述变谐振三端口谐振腔1202将上述输入整流电路1201输出的第一高频交流方波电压转换成第二高频交流方波电压，所述第二高频直流方波电压的幅值大于或者小于所述第一高频直流方波电压的幅值。

其中，上述变谐振三端口谐振腔1202的功能参照图7和图8的相关描述，在此不再赘述；上述输入整流电路1201、变压器1203和输出整流电路1204为本领域技术人员的公知常识，故在此也不再赘述。

举例说明，假设从上述输入整流电路1201输入端输入的电压为幅值为V的第一直流电压HV，则从上述输出整流电路1201的输出端输出第一高频交流方波，该第一高频交流方波为幅值为V/2的正负对称的高频交流方波。

上述变谐振三端口谐振腔1202输入端的输入电压为第一高频交流方波，则从上述变谐振三端口谐振腔1202输出端的输出的电压为第二高频交流方波，该第二高频交流方波为正负对称的高频交流方波。该第二高频交流方波的频率与第一高频交流方波的频率相等，若第二高频交流方波的幅值与第一高频交流方波的幅值的比值为m，则该第二高频交流方波的幅值为mV/2，m大于0且小于1的实数，该比值与该变谐振三端口谐振腔的负载相关。若该变谐振三端口谐振腔的负载较轻时，则该变谐振三端口谐振腔的集成电感器Lr的电感器较大，该变谐振三端口谐振腔的输出电压较小，该比值m越小。

上述变压器1203主要用于电压变换，该变压器的变比为n:1，n为大于0的整数。该变压器输入端的电压为第二高频交流方波，输出端为第三高频交流方波，该第三高频交流方波的为正负对称的幅值为mV/2n高频交流方波，该第三高频交流方波的频率与该第二高频方波的频率相等。

上述整流输出电压1204输入端的电压为第三高频交流方波，输出端的电压为第二直流电压LV，该第二直流电压的幅值为mV/n。

上述第二直流电压的幅值与上述第一直流电压的幅值的比值为m/n，由上述分析可以，该比值(也可称为增益)m/n大于0小于1。因此高压直流电通过上述宽范围输出功率转换电路后可以得到低压直流电，实现了直流电压的转换，进而实现了功率的转换。

可以看出，在本发明的实施例中，将上述变谐振三端口谐振腔电路应用于一种宽范围输出功率转换电路中，与现有技术相比，由于该变谐振三端口谐振腔的谐振频率随着输入电流的变化而自动调整，因此实现了采用该变谐振三端口谐振腔的电路的增益的变化和更宽范围的输出。

参见图13，图13为本发明实施例提供的一种宽范围输出功率转换电路的增益曲线图。图中曲线分别为现有技术中在20％负载下的电路的增益曲线1301、上述宽范围输出电路的分别在20％负载的增益曲线1302、50％负载的增益曲线1303和100％负载的增益曲线1304。

其中，由图13可知，在负载同为20％的情况下(参照曲线1301和曲线1302)，本发明实施例提供的一种宽范围输出功率转换电路的增益小于现有技术中电路的增益，本发明实施例提供的一种宽范围输出功率转换电路能够获得更低的输出电压。

现有技术中的电路在20％的负载时最小的增益约为0.78，本发明实施例提供的一种宽范围输出功率转换电路在20％的负载时最小的增益约为0.65。随着负载的增加，上述宽范围输出功率转换电路的中集成电感器的电感值降到预设电感量，以保持在50％负载和100％负载时电压增益不变，且器件的电压电流应力也不会恶化。

在此需要说明的是，上述现有技术的电路20％的负载是相对于该现有技术的电路满载来说的；上述宽范围输出功率转换电路20％的负载、50％的负载和100％的负载是相对于宽范围输出功率转换电路的满载来说的。

进一步，为了满足更高的功率需求，可将两个上述宽范围输出的功率转换电路并联，组成一个带集成电感器谐振腔的两相并联的电路，如图14所示，两个上述宽范围输出的功率转换电路输入端的正极与正极相连，负极与负极相连；该电路的输出端的正极与正极相连，负极与负极相连。

其中，变谐振谐振腔为带有上述集成电感器的谐振腔，该谐振腔可为3LCR谐振腔、LLC谐振腔或者LLCC谐振腔。

进一步地，还可将三个上述宽范围输出的功率转换电路并联，组成一个带集成电感器谐振腔的三相星形的电路，如图14所示，三个上述宽范围输出的功率转换电路输入端的正极与正极相连，负极与负极相连；该电路的输出端的正极与正极相连，负极与负极相连。

其中，变谐振谐振腔参见上述相关描述，在此不再赘述。

可以看出，在本发明的实施例中，将多个上述宽范围输出的功率转换电路并联，在满足了大功率输出的同时，也实现了电压的宽范围输出。

本发明的说明书、权利要求书以及附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或者单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或者单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、系统、产品或设备固有的其他步骤或单元。

以上所揭露的仅为本发明部分实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (7)

1.一种集成电感器，其特征在于，包括：

平行放置的第一底板和第二底板；

在所述第一底板和所述第二底板之间设置非绕线柱、第一绕线柱和第二绕线柱，所述非绕线柱位于所述第一绕线柱和第二绕线柱之间，所述非绕线柱与的两端与所述第一底板和第二底板相连，所述第一绕线柱的两端与所述第一底板和第二底板相连，所述第二绕线柱的两端与所述第一底板和第二底板相连；

在所述第一绕线柱上设置第一气隙，在所述第二绕线柱上设置有第二气隙；

在第一绕线柱上缠绕有第一线圈绕组，在第二绕线柱上缠绕有第二线圈绕组，且所述第一线圈绕组与所述第二线圈绕组的绕向一致。

2.根据权利要求1所述的集成电感器，其特征在于，所述非绕线柱的截面积Ae0与所述绕线柱截面积Ae满足预设关系式，所述预设关系式包括：

其中，X％为感量跳变时的负载相对于满载的百分比，Bmax为满载时绕线柱的磁通量密度，Bs为非绕线柱磁材的饱和磁通量密度。

3.根据权利要求1所述的集成电感器，其特征在于，所述第一气隙和所述第二气隙均由空气填充或者其他非导磁材料或者低导磁率的材料填充。

4.根据权利要求1或3所述的集成电感器，其特征在于，所述第一气隙放置至少一个第一磁片，所述第一磁片将所述第一气隙分为至少一个分段；

所述第二气隙放置至少一个第二磁片，所述第二磁片将所述第二气隙分为至少一个分段。

5.根据权利要求1所述的集成电感器，其特征在于，所述第一底板、所述第二底板、所述第一绕线柱和第二绕线柱均采用铁氧体磁性材料，所述非绕线柱采用铁氧体磁性材料或者金属磁粉芯材料。

6.一种宽范围输出功率转换电路，其特征在于，包括：输入整流电路、变谐振三端口谐振腔、变压器和输出整流电路；

所述输入整流电路的输入端作为所述宽范围输出功率转换电路的输入端，所述输入整流电路的输出端与所述变谐振三端口谐振腔输入端相连，所述变谐振三端口谐振腔输出端与所述变压器的输入端相连，所述变压器的输出端与所述输出整流电路的输入端相连，所述输出整流电路的输出端作为所述宽范围输出功率转换电路的输出端；

其中，所述变谐振三端口谐振腔将所述输入整流电路输出的第一高频交流方波电压转换成第二高频交流方波电压，所述第二高频交流方波电压的幅值大于或者小于所述第一高频交流方波电压的幅值。

7.根据权利要求6所述的一种宽范围输出功率转换电路，其特征在于，所述变谐振三端口谐振腔由所述集成电感器Lr、三个电容Cr1、Cr2、Cr3和第二电感Lm组成；

其中，所述集成电感器Lr的两端分别与所述电容Cr1、Cr2的一侧相连，所述Lr的第一节点与所述电感Lm的一侧相连，所述电感Lm的另一侧与所述电容Cr3的一侧相连；

电容Cr1、Cr2和Cr3的另一侧分别形成第一端口、第二端口和第三端口。