CN103404061A

CN103404061A - 预编码方法、预编码装置

Info

Publication number: CN103404061A
Application number: CN2012800096145A
Authority: CN
Inventors: 村上丰; 木村知弘; 大内干博
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Sun Patent Trust Inc
Priority date: 2011-02-21
Filing date: 2012-02-17
Publication date: 2013-11-20
Anticipated expiration: 2032-02-17
Also published as: US20230116041A1; JP2015180068A; US10027390B2; US20210159951A1; TW201921854A; US20180294854A1; WO2012114698A1; TWI653850B; JP6544668B2; US20130322566A1; JP5739565B2; US20170366240A1; CN103404061B; JPWO2012114698A1; JP6284054B2; TWI535231B; US8971439B2; JP5540146B2; US9793968B2; CN106059641A

Abstract

一种由多个基带信号生成以相同的频带且相同的时刻发送的多个预编码信号的预编码方法。在本预编码方法中，切换选择规定对上述多个基带信号实施的预编码处理的矩阵。关于使用规定的纠错块编码方式生成的第1及第2编码块的第1及第2基带信号满足规定的条件。

Description

预编码方法、预编码装置

技术领域

本申请基于2011年2月21日在日本提出的特愿2011-035086，这里引用该申请的内容。

本发明特别涉及进行使用多天线的通信的预编码方法、预编码装置、发送方法、发送装置、接收方法及接收装置。

背景技术

以往，作为使用多天线的通信方法，例如有称作MIMO（Multiple-InputMultiple-Output：多输入多输出）的通信方法。在以MIMO为代表的多天线通信中，通过将多个系列的发送数据分别调制，将各调制信号从不同的天线同时发送，从而提高数据的通信速度。

图28表示发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号（发送流）数为2时的收发装置的结构的一例。在发送装置中，将已编码的数据交织(interleave)，将交织后的数据调制，进行频率变换等而生成发送信号，将发送信号从天线发送。此时，从发送天线将分别不同的调制信号在相同时刻以相同频率发送的方式是空间复用MIMO方式。

此时，在专利文献1中，提出了按照每个发送天线具备不同的交织模式(interleave pattern)的发送装置。即，在图28的发送装置中，两个交织（πa，πb）具有相互不同的交织模式。并且，在接收装置中，如非专利文献1、非专利文献2所示，通过将使用软值的检波方法（图28中的MIMO检测器），接收品质提高。

可是，作为无线通信中的实际传输环境的模型，存在以瑞利衰落(Rayleigh Fading)环境为代表的NLOS（non-line of sight：非视距）环境、以莱斯衰落(Rician Fading)环境为代表的LOS（line of sight：视距）环境。在发送装置中发送单一的调制信号，在接收装置中对由多个天线接收到的信号进行最大比合并，在对最大比合并后的信号进行解调及解码的情况下，在LOS环境、特别是表示直达波相对于散射波的接收功率的接收功率的大小的莱斯因子较大的环境中，能够得到良好的接收品质。但是，例如在空间复用MIMO传送方式中，如果莱斯因子变大，则发生接收品质劣化的问题（参照非专利文献3）。

图29（A）、图29（B）表示在瑞利衰落环境及莱斯因子K=3，10，16dB的莱斯衰落环境中，将LDPC（low-density parity-check：低密度奇偶校验）编码的数据进行2×2（2天线发送，2天线接收）空间复用MIMO传送的情况下的BER（Bit Error Rate：误比特率）特性（纵轴：BER，横轴：SNR（signal-to-noise power ratio：信噪功率比））的模拟结果的一例。图29（A）表示没有进行反复检波的Max-log-APP（参照非专利文献1、非专利文献2）（APP：a posterior probability；后验概率）的BER特性，图29（B）表示进行了反复检波的Max-log-APP（参照非专利文献1、非专利文献2）（反复次数5次）的BER特性。根据图29（A）、图29（B）可知，与进行或不进行反复检波无关，在空间复用MIMO系统中，如果莱斯因子变大，都能够确认接收品质劣化。因此，可知有“在空间复用MIMO系统中，如果传输环境变稳定则接收品质劣化”这样的、在以往的发送单一的调制信号的系统中所没有的空间复用MIMO系统固有的课题。

广播或组播通信是对视距内的用户的服务，用户持有的接收机与广播站之间的电波传输环境是LOS环境的情况较多。在将具有上述课题的空间复用MIMO系统用在广播或组播通信中的情况下，有可能发生虽然在接收机中电波的接收电场强度较高，但因接收品质的劣化而不能接受服务的现象。即，为了将空间复用MIMO系统在广播或组播通信中使用，希望在NLOS环境及LOS环境的哪种情况下都能得到某种程度的接收品质的MIMO传送方式的开发。

在非专利文献8中，叙述了根据来自通信对象的反馈信息选择在预编码中使用的码本（预编码矩阵）的方法，但关于如上述那样在如广播或组播通信那样不能得到来自通信对象的反馈信息的状况中进行预编码的方法完全没有记载。

另一方面，在非专利文献4中，叙述了在没有反馈信息的情况下也能够采用的随着时间切换预编码矩阵的方法。在该文献中，叙述了作为在预编码中使用的矩阵而使用酉矩阵、以及将酉矩阵随机地切换，但关于对上述所示的LOS环境中的接收品质的劣化的应用方法完全没有记载，单单仅记载了随机地切换。当然，完全没有关于用来改善LOS环境的接收品质的劣化的预编码方法及预编码矩阵的构成方法的记述。

专利文献1：国际公开第2005/050885号

非专利文献1：“Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Transaction on communications，vol.51，no.3，pp.389-399，March2003.

非专利文献2：“Performance analysis and design optimization ofLDPC-coded MIMO OFDM systems”IEEE Trans.Signal Processing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb.2004.

非专利文献3：“BER performance evaluation in2×2MIMO spatialmultiplexing systems under Rician fading channels，”IEICE Trans.Fundamentals，vol.E91-A，no.10，pp.2798-2807，Oct.2008.

非专利文献4：“Turbo space-time codes with time varying lineartransformations，”IEEE Trans.Wireless communications，vol.6，no.2，pp.486-493，Feb.2007.

非专利文献5：“Likelihood function for QR-MLD suitable forsoft-decision turbo decoding and its performance，”IEICE Trans.Commun.，vol.E88-B，no.1，pp.47-57，Jan.2004.

非专利文献6：“Shannon限界への道標：“Parallel concatenated（Turbo）coding”，“Turbo（iterative）decoding”とその周辺”電子情報通信学会，信学技法IT98-51

非专利文献7：“Advanced signal processing for PLCs：Wavelet-OFDM，”Proc.of IEEE International symposium on ISPLC2008，pp.187-192，2008.

非专利文献8：D.J.Love，and R.W.heath，Jr.，“Limited feedback unitaryprecoding for spatial multiplexing systems，”IEEE Trans.Inf.Theory，vol.51，no.8，pp.2967-1976，Aug.2005.

非专利文献9：DVB Document A122，Framing structure，channel codingand modulation for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem（DVB-T2），June2008.

非专利文献10：L.Vangelista，N.Benvenuto，and S.Tomasin，“Keytechnologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2，”IEEE Commun.Magazine，vo.47，no.10，pp.146-153，Oct.2009.

非专利文献11：T.Ohgane，T.Nishimura，and Y.Ogawa，“Applicationof space division multiplexing and those performance in a MIMOchannel，”IEICE Trans.Commun.，vo.88-B，no.5，pp.1843-1851，May2005.

非专利文献12：R.G.Gallager，“Low-density parity-check codes，”IRETrans.Inform.Theory，IT-8，pp-21-28，1962.

非专利文献13：D.J.C.Mackay，“Good error-correcting codes based onvery sparse matrices，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.45，no.2，pp399-431，March1999.

非专利文献14：ETSI EN302307，“Second generation framingstructure，channel coding and modulation systems for broadcasting，interactiveservices，news gathering and other broadband satellite applications，”v.1.1.2，June2006.

非专利文献15：Y.-L.Ueng，and C.-C.Cheng，“a fast-convergencedecoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregularLDPC codes in the IEEE802.16e standards，”IEEE VTC-2007Fall，pp.1255-1259.

发明内容

发明概要

发明要解决的问题

本发明的目的是提供一种能够改善LOS环境中的接收品质的MIMO系统。

用于解决问题的手段

为了解决这样的问题，有关本发明的预编码方法，是由分别由同相成分及正交成分表示的基于多个被选择的调制方式的信号生成以相同的频带同时发送的多个预编码信号的预编码方法，从多个预编码权重矩阵中一边规则地切换一边选择一个预编码权重矩阵，通过将上述被选择的预编码权重矩阵乘以基于上述多个被选择的调制方式的信号而生成上述多个预编码信号，上述多个预编码权重矩阵是使用正的实数α表示的式（339）～式（347）（详细后述）的9个矩阵。

根据上述本发明的各技术方案，通过收发用从多个预编码权重矩阵中一边规则地切换一边选择的一个预编码权重矩阵而预编码的信号，被用于预编码的预编码权重矩阵成为预先决定的多个预编码权重矩阵的某个，所以能够根据多个预编码权重矩阵的设计改善LOS环境中的接收品质。

发明效果

这样，根据本发明，能够提供将LOS环境中的接收品质的劣化改善的预编码方法、预编码装置、发送方法、接收方法、发送装置、接收装置，所以能够在广播或组播通信中对视距内的用户提供品质较高的服务。

附图说明

图1是空间复用MIMO传送系统中的收发装置的结构的例子。

图2是帧结构的一例。

图3是预编码权重切换方法应用时的发送装置的结构的例子。

图4是预编码权重切换方法应用时的发送装置的结构的例子。

图5是帧结构的例子。

图6是预编码权重切换方法的例子。

图7是接收装置的结构例。

图8是接收装置的信号处理部的结构例。

图9是接收装置的信号处理部的结构例。

图10是解码处理方法。

图11是接收状态的例子。

图12是BER特性例。

图13是预编码权重切换方法应用时的发送装置的结构的例子。

图14是预编码权重切换方法应用时的发送装置的结构的例子。

图15是帧结构的例子。

图16是帧结构的例子。

图17是帧结构的例子。

图18是帧结构的例子。

图19是帧结构的例子。

图20是接收品质恶劣点的位置。

图21是接收品质恶劣点的位置。

图22是帧结构的一例。

图23是帧结构的一例。

图24是映射方法的一例。

图25是映射方法的一例。

图26是加权合成部的结构的例子。

图27是码元的排序方法的一例。

图28是空间复用MIMO传送系统中的收发装置的结构的例子。

图29是BER特性例。

图30是空间复用型的2×2MIMO系统模型的例子。

图31是接收恶劣点的位置。

图32是接收恶劣点的位置。

图33是接收恶劣点的位置。

图34是接收恶劣点的位置。

图35是接收恶劣点的位置。

图36是接收恶劣点的复平面中的最小距离的特性例。

图37是接收恶劣点的复平面中的最小距离的特性例。

图38是接收恶劣点的位置。

图39是接收恶劣点的位置。

图40是实施方式7的发送装置的结构的一例。

图41是发送装置发送的调制信号的帧结构的一例。

图42是接收恶劣点的位置。

图43是接收恶劣点的位置。

图44是接收恶劣点的位置。

图45是接收恶劣点的位置。

图46是接收恶劣点的位置。

图47是时间—频率轴中的帧结构的一例。

图48是时间—频率轴中的帧结构的一例。

图49是信号处理方法。

图50是使用空时块码时的调制信号的结构。

图51是时间—频率轴中的帧结构的详细的例子。

图52是发送装置的结构的一例。

图53是图52的调制信号生成部#1～#M的结构的一例。

图54是表示图52的OFDM方式关联处理部（5207_1及5207_2）的结构的图。

图55是时间—频率轴中的帧结构的详细的例子。

图56是接收装置的结构的一例。

图57是表示图56的OFDM方式关联处理部（5600_X、5600_Y）的结构的图。

图58是时间—频率轴中的帧结构的详细的例子。

图59是广播系统的一例。

图60是接收恶劣点的位置。

图61是帧结构的例子。

图62是时间—频率轴中的帧结构的一例。

图63是发送装置的结构的一例。

图64是频率—时间轴中的帧结构的一例。

图65是帧结构的例子。

图66是码元的配置方法的一例。

图67是码元的配置方法的一例。

图68是码元的配置方法的一例。

图69是帧结构的一例。

图70是时间—频率轴中的帧结构。

图71是时间—频率轴中的帧结构的一例。

图72是发送装置的结构的一例。

图73是接收装置的结构的一例。

图74是接收装置的结构的一例。

图75是接收装置的结构的一例。

图76是频率—时间轴中的帧结构的一例。

图77是频率—时间轴中的帧结构的一例。

图78是预编码矩阵的分配的例子。

图79是预编码矩阵的分配的例子。

图80是预编码矩阵的分配的例子。

图81是信号处理部的结构的一例。

图82是信号处理部的结构的一例。

图83是发送装置的结构的一例。

图84是数字广播用系统的整体结构图。

图85是表示接收机的结构例的框图。

图86是表示复用数据的结构的图。

图87是示意地表示各流被怎样复用在复用数据中的图。

图88是更详细地表示在PES包序列中怎样保存视频流的图。

图89是表示复用数据中的TS包和源包的构造的图。

图90是表示PMT的数据结构的图。

图91是表示复用数据信息的内部结构的图。

图92是表示流属性信息的内部结构的图。

图93是影像显示、声音输出装置的结构图。

图94是16QAM的信号点配置的例子。

图95是QPSK的信号点配置的例子。

图96是表示基带信号替换部的图。

图97是表示码元数、时隙数的图。

图98是表示码元数、时隙数的图。

图99是表示帧结构的图。

图100是表示时隙数的图。

图101是表示时隙数的图。

图102是表示时间—频率轴中的PLP的图。

图103是表示PLP的结构的图。

图104是表示时间—频率轴中的PLP的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式详细地说明。

（实施方式1）

对本实施方式的发送方法、发送装置、接收方法、接收装置详细地说明。

在进行本说明前，对作为以往系统的空间复用MIMO传送系统中的发送方法、解码方法的概要进行说明。

在图1中表示N_t×N_r空间复用MIMO系统的结构。信息矢量z被实施编码及交织。并且，作为交织的输出，可得到编码后比特的矢量u=（u₁，…，u_Nt）。其中，设u_i=（u_i1，…，u_iM）（M：每1个码元的发送比特数）。如果设发送矢量s=（s₁，…，s_Nt）^T，则从发送天线#i呈现发送信号s_i=map（u_i），如果将发送能量规范化(normalization)，则表示为E{|s_i|²}=Es/Nt（E_s：每1个信道的总能量）。并且，如果设接收矢量为y=（y₁，…，y_Nr）^T，则如式（1）那样表示。

［数式1］

y＝(y₁，…，y_Nr)^T

…式(1)

=H_NtNrs+n…式(1)

此时，H_NtNr是信道矩阵，n=（n₁，…，n_Nr）^T是噪声矢量，n_i是平均值0、方差σ²的i.i.d.复高斯噪声。根据由接收机导入的发送码元(symbol)与接收码元的关系，关于接收矢量的概率可以如式（2）那样以多维高斯分布给出。

［数式2］

p (y | u) = \frac{1}{{(2 πσ)}^{N_{r}}} \exp (- \frac{1}{2 σ^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2})

…式(2)

这里，考虑进行由outer soft-in/soft-out(外部软输入软输出)解码器和MIMO检波构成的图1那样的反复解码的接收机。图1中的对数似然比的矢量（L-value）如式（3）-（5）那样表示。

［数式3］

L (u) = {(L (u_{1}), \cdot \cdot \cdot, L (u_{N_{t}}))}^{T}

…式(3)

［数式4］

L(u_i)＝(L(u_i1)，…，L（u_iM）） …式(4)

［数式5］

L (u_{ij}) = \ln \frac{P (u_{ij} = + 1)}{P (u_{ij} = - 1)}

…式(5)

<反复检波方法>

这里，对Nt×Nr空间复用MIMO系统中的MIMO信号的反复检波说明。

将u_mn的对数似然比如式（6）那样定义。

［数式6］

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{P (u_{mn} = + 1 | y)}{P (u_{mn} = - 1 | y)}

…式(6)

根据贝叶斯的定理，式（6）可以如式（7）那样表示。

［数式7］

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{p (y | u_{mn} = + 1) P (u_{mn} = + 1) / p (y)}{p (y | u_{mn} = - 1) P (u_{mn} = - 1) / p (y)}

= \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \ln \frac{p (y | u_{mn} = + 1)}{p (y | u_{mn} = - 1)}

= \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \ln \frac{Σ_{U_{mn, + 1}} p (y | u) p (u | u_{mn})}{Σ_{U_{mn, - 1}} p (y | u) p (u | u_{mn})}

…式(7)

其中，设U_mn，±1={u|u_mn=±1}。并且，如果用lnΣa_j～maxlna_j近似，则式（7）可以如式（8）那样近似。另外，上面的“～”的符号意味着近似。

［数式8］

L (u_{mn} | y) \approx \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \max_{Umn, + 1} {\ln p (y | u) + P (u | u_{mn})}

- \max_{Umn, - 1} {\ln p (y | u) + P (u | u_{mn})}

…式(8)

式（8）中的P（u|u_mn）和lnP（u|u_mn）可以如以下这样表示。

［数式9］

P (u | u_{mn}) = \underset{(ij) &NotEqual; (mn)}{Π} P (u_{ij})

= \underset{(ij) &NotEqual; (mn)}{Π} \frac{\exp (\frac{u_{ij} L (u_{ij})}{2})}{\exp (\frac{L (u_{ij})}{2}) + \exp (- \frac{L (u_{ij})}{2})}

…式(9)

［数式10］

\ln P (u | u_{mn}) = (\underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})) - \ln P (u_{mn})

…式(10)

［数式11］

\ln P (u_{ij}) = \frac{1}{2} u_{ij} P (u_{ij}) - \ln (\exp (\frac{L (u_{ij})}{2}) + \exp (- \frac{L (u_{ij})}{2}))

\begin{matrix} \approx \frac{1}{2} u_{ij} L (u_{ij}) - \frac{1}{2} | L (u_{ij}) | & for & | L (u_{ij}) | > 2 \end{matrix}

= | \frac{L (u_{ij})}{2} | (u_{ij} sign (L (u_{ij})) - 1)

…式(11)

由式（2）定义的式子的对数概率可以如式（12）那样表示。

［数式12］

\ln P (y | u) = - \frac{N_{r}}{2} \ln (2 π σ^{2}) - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2}

…式(12)

因而，根据式（7）、式（13），在MAP或APP（a posteriori probability）中，后验的L-value可以如以下这样表示。

［数式13］

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{Σ_{U_{mn, + 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})}}{Σ_{U_{mn, - 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y_Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})}}

…式(13)

以后，称作反复APP解码。此外，根据式（8）、式（12），在基于Max-Log近似的对数似然比（Max-Log APP）中，后验的L-value可以如以下这样表示。

［数式14］

L (u_{mn} | y) \approx \max_{Umn, + 1} {Ψ (u, y, L (u))} - \max_{Umn, - 1} {Ψ (u, y, L (u))}

…式(14)

［数式15］

Ψ (u, y, L (u)) = - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})

…式(15)

以后，称作反复Max-log APP解码。并且，在反复解码的系统中需要的外部信息可以通过从式（13）或式（14）减去先验输入来求出。

<系统模型>

在图28中表示与以后的说明相联系的系统的基本结构。这里，作为2×2空间复用MIMO系统，在流A、B中分别有outer编码器(外编码器)，假设两个outer编码器为相同的LDPC码的编码器（这里，举作为outer编码器而使用LDPC码的编码器的结构为例进行说明，但outer编码器使用的纠错码并不限于LDPC码，使用Turbo码、卷积码、LDPC卷积码等其他的纠错码也同样能够实施。此外，outer编码器设为在每个发送天线中具有的结构，但并不限定于此，发送天线是多个，outer编码器是一个也可以，此外，也可以具有比发送天线数多的outer编码器）。并且，在流A、B中分别有交织器（π_a，π_b）。这里，将调制方式设为2^h-QAM（用1个码元发送h比特）。

在接收机中，进行上述MIMO信号的反复检波（反复APP（或Max-logAPP）解码）。并且，作为LDPC码的解码，例如进行sum-product解码(和积解码)。

图2表示帧结构，记载有交织后的码元的顺序。此时，如以下的式子那样表示（i_a，j_a），（i_b，j_b）。

［数式16］

(i_{a}, j_{a}) = π_{a} (Ω_{ia, ja}^{a})

…式(16)

［数式17］

(i_{b}, j_{b}) = π_{b} (Ω_{ib, jb}^{a})

…式(17)

此时，i_a，i_b：交织后的码元的顺序，j_a，j_b：调制方式中的比特位置（j_a，j_b=1，…，h），π_a，π_b：流A，B的交织器，Ω^a _ia，ja，Ω^b _ib，jb：流A，B的交织前的数据的顺序。其中，在图2中表示i_a=i_b时的帧结构。

<反复解码>

这里，对接收机中的LDPC码的解码中使用的sum-product解码及MIMO信号的反复检波的算法详细地说明。

sum-product解码

设为以2元M×N矩阵H={H_mn}为解码对象的LDPC码的校验矩阵。将集合［1，N］={1，2，…，N}的部分集合A（m），B（n）如下式这样定义。

［数式18］

A(m)≡{n：H_mn＝1} …式(18)

［数式19］

B(n)≡{m：H_mn＝1} …式（19)

此时，A（m）意味着在校验矩阵H的第m行中是1的列索引的集合，B（n）是在校验矩阵H的第n行中是1的行索引的集合。sum-product解码的算法是以下这样的。

StepA·1（初始化）：对于满足H_mn=1的全部的组（m，n），设先验值对数比β_mn=0。设循环变量（反复次数）l_sum=1，将循环最大次数设定为l_sum， _max。

StepA·2（行处理）：以m=1，2，…，M的顺序，对满足H_mn=1的全部的组（m，n），使用以下的更新式将外部值对数比α_mn更新。

［数式20］

α_{mn} = (\underset{n^{'} &Element; A (m) \ n}{Π} sign (λ_{n^{'}} + β_{{mn}^{'}})) \times f (\underset{n^{'} &Element; A (m) \ n}{Σ} f (λ_{n^{'}} + β_{{mn}^{'}}))

…式(20)

［数式21］

sign (x) &equiv; \{\begin{matrix} 1 & x &GreaterEqual; 0 \\ - 1 & x < 0 \end{matrix}

…式（21)

［数式22］

f (x) &equiv; \ln \frac{\exp (x) + 1}{\exp (x) - 1}

…式(22)

此时，f是Gallager的函数。并且，关于λ_n的求出方法以后详细地说明。

StepA·3（列处理）：以n=1，2，…，N的顺序，对满足H_mn=1的全部的组（m，n），使用以下的更新式将外部值对数比β_mn更新。

［数式23］

β_{mn} = \underset{m^{'} &Element; B (n) \ m}{Σ} α_{m^{'} n}

…式(23)

StepA·4（对数似然比的计算）：对于n∈［1，N］，如以下这样求出对数似然比L_n。

［数式24］

L_{n} = \underset{m^{'} &Element; B (n) \ m}{Σ} α_{m^{'} n} + λ_{n}

…式(24)

StepA·5（反复次数的计数）：如果l_sum<l_sum，max，则将l_sum递增，向stepA·2返回。在l_sum=l_sum，max的情况下，此次的sum-product解码结束。

以上是1次sum-product解码的动作。然后，进行MIMO信号的反复检波。在上述sum-product解码的动作的说明中使用的变量m，n，α_mn，β_mn，λ_n，L_n中，将流A中的变量用m_a，n_a，α^a _mana，β^a _mana，λ_na，L_na表示，将流B中的变量用m_b，n_b，α^b _mbnb，β^b _mbnb，λ_nb，L_nb表示。

<MIMO信号的反复检波>

这里，对MIMO信号的反复检波中的λ_n的求出方法详细地说明。

根据式（1），下式成立。

［数式25］

y(t)＝(y₁(t)，y₂(t))^T

=H₂₂(t)s(t)+n(t) …式(25)

根据图2的帧结构，根据式（16）、式（17），以下的关系式成立。

［数式26］

n_{a} = Ω_{ia, ja}^{a}

…式(26)

［数式27］

n_{b} = Ω_{ib, jb}^{b}

…式(27)

此时，为n_a，n_b∈［1，N］。以后，将MIMO信号的反复检波的反复次数k时的λ_na，L_na，λ_nb，L_nb分别表示为λ_k，na，L_k，na，λ_k，nb，L_k，nb。

StepB·1（初始检波；k=0）：在初始检波时，如以下这样求出λ_0，na，λ_0， _nb。

在反复APP解码时：

［数式28］

λ_{{0, n}_{X}} = \ln \frac{Σ_{U_{{0, n}_{X}, + 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2}}}{Σ_{U_{{0, n}_{X}, - 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2}}}

…式(28)

在反复Max-log APP解码时：

［数式29］

λ_{{0, n}_{X}} = \max_{U_{{0, n}_{X}, + 1}} {Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}))} - \max_{U_{{0, n}_{X}, - 1}} {Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}))}

…式(29)

［数式30］

Ψ (u (i_{X}), y (i_{X})) = - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2}

…式(30)

其中，设X=a，b。并且，设MIMO信号的反复检波的反复次数为l_mimo=0，将反复次数的最大次数设定为l_mimo，max。

StepB·2（反复检波；反复次数k）：反复次数k时的λ_k，na，λ_k，nb如式（11）、（13）-式（15）、（16）、（17）到式（31）-（34）那样表示。其中，（X，Y）=（a，b）（b，a）。

在反复APP解码时：

［数式31］

λ_{{k, n}_{X}} = L_{{k - 1, Ω}_{iX, jX}^{X}} (u_{Ω_{iX, jX}^{X}}) + \ln \frac{Σ_{U_{{k, n}_{X}, + 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2} + ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}})}}{Σ_{U_{{k, n}_{X}, - 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2} + ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}})}}

…式(31)

［数式32］

ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}}) = {\underset{γ = 1}{Σ}}_{γ &NotEqual; jX}^{h} | \frac{L_{{k - 1, Ω}_{iX, γ}^{X}} (u_{Ω_{iX, γ}^{X}})}{2} | (u_{Ω_{iX, γ}^{X}} sign (L_{{k - 1, Ω}_{iX, γ}^{X}} (u_{Ω_{iX, γ}^{X}})) - 1)

+ Σ_{γ = 1}^{h} | \frac{L_{{k - 1, Ω}_{iX, γ}^{Y}} (u_{Ω_{iX, γ}^{Y}})}{2} | (u_{Ω_{iX, γ}^{Y}} sign (L_{{k - 1, Ω}_{iX, γ}^{Y} (u_{Ω_{iX, γ}^{Y}})}) - 1)

…式(32)

在反复Max-log APP解码时：

［数式33］

λ_{{k, n}_{X}} = L_{{k - 1, Ω}_{iX, jX}^{X}} (u_{Ω_{iX, jX}^{X}}) + \max_{U_{{k, n}_{X}, + 1}} {Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}), ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}}))} - \max_{U_{{k, n}_{X} - 1}} {Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}), ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}}))}

…式(33)

［数式34］

Ψ (u (i_{X}), y (i_{X}), ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}})) = - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y (i_{X}) - H_{22} (i_{X}) s (u (i_{X})) | |}^{2} + ρ (u_{Ω_{iX, jX}^{X}})

…式(34)

StepB·3（反复次数的计数，码字推测）：如果是l_mimo<l_mimo，max，则将l_mimo递增，向stepB·2返回。在l_mimo=l_mimo，max的情况下，将推测码字如以下这样求出。

［数式35］

{\hat{u}}_{n_{X}} = \{\begin{matrix} 1 & L_{l_{mim 0}, n_{X}} &GreaterEqual; 0 \\ - 1 & L_{l_{mim o}, n_{X}} < 0 \end{matrix}

…式(35)

其中，设X=a，b。

图3是本实施方式的发送装置300的结构的一例。编码部302A以信息（数据）301A、帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313（包括编码部302A在数据的纠错编码中使用的纠错方式、编码率、块长等的信息，使用帧结构信号313指定的方式。此外，纠错方式也可以切换），例如进行卷积码、LDPC码、Turbo码等的纠错编码，将编码后的数据303A输出。

交织器304A以编码后的数据303A、帧结构信号313为输入，进行交织，即顺序的排序，将交织后的数据305A输出（基于帧结构信号313，交织的方法也可以切换）。

映射部306A以交织后的数据305A、帧结构信号313为输入，实施QPSK（Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控）、16QAM（16QuadratureAmplitude Modulation：16正交幅度调制）、64QAM（64Quadrature AmplitudeModulation：64正交幅度调制）等的调制，输出基带信号307A（基于帧结构信号313，调制方式也可以切换）。

图24表示QPSK调制中的构成基带信号的同相成分I和正交成分Q的IQ平面中的映射方法的一例。例如，如图24（A）那样，在输入数据为“00”的情况下，输出I=1.0，Q=1.0，以下同样，在输入数据为“01”的情况下，输出I=-1.0，Q=1.0，…，。图24（B）是与图24（A）不同的QPSK调制的IQ平面中的映射方法的例子，图24（B）与图24（A）不同的点是，图24（A）中的信号点通过以原点为中心旋转，能够得到图24（B）的信号点。关于这样的星座的旋转方法，在非专利文献9、非专利文献10中表示，此外，也可以采用在非专利文献9、非专利文献10中表示的Cyclic Q Delay(循环Q延迟)。作为与图24不同的例子，在图25中表示16QAM时的IQ平面中的信号点配置，相当于图24（A）的例子为图25（A），相当于图24（B）的例子为图25（B）。

编码部302B以信息（数据）301B、帧结构信号313为输入，按照帧结构信号313（包括使用的纠错方式、编码率、块长等的信息，使用帧结构信号313指定的方式。此外，纠错方式也可以切换），例如进行卷积码、LDPC码、Turbo码等的纠错编码，将编码后的数据303B输出。

交织器304B以编码后的数据303B、帧结构信号313为输入，进行交织，即顺序的排序，将交织后的数据305B输出（基于帧结构信号313，交织的方法也可以切换）。

映射部306B以交织后的数据305B、帧结构信号313为输入，实施QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）、16QAM（16Quadrature AmplitudeModulation）、64QAM（64Quadrature Amplitude Modulation）等的调制，输出基带信号307B（基于帧结构信号313，调制方式也可以切换）。

加权合成信息生成部314以帧结构信号313为输入，输出基于帧结构信号313的关于加权合成方法的信息315。另外，加权合成方法的特征在于，有规则地切换加权合成方法。

加权合成部308A以基带信号307A、基带信号307B、关于加权合成方法的信息315为输入，基于关于加权合成方法的信息315，将基带信号307A及基带信号307B加权合成，将加权合成后的信号309A输出。另外，关于加权合成的方法的详细情况，在后面详细地说明。

无线部310A以加权合成后的信号309A为输入，实施正交调制、频带限制、频率变换、放大等的处理，将发送信号311A输出，发送信号511A被从天线312A作为电波输出。

加权合成部308B以基带信号307A、基带信号307B、关于加权合成方法的信息315为输入，基于关于加权合成方法的信息315将基带信号307A及基带信号307B加权合成，将加权合成后的信号309B输出。

在图26中表示加权合成部的结构。基带信号307A与w11（t）相乘，生成w11（t）s1（t），与w21（t）相乘，生成w21（t）s1（t）。同样，基带信号307B与w12（t）相乘，生成w12（t）s2（t），与w22（t）相乘，生成w22（t）s2（t）。接着，得到z1（t）=w11（t）s1（t）+w12（t）s2（t），z2（t）=w21（t）s1（t）+w22（t）s2（t）。

另外，关于加权合成的方法的详细情况在后面详细地说明。

无线部310B以加权合成后的信号309B为输入，实施正交调制、频带限制、频率变换、放大等的处理，将发送信号311B输出，发送信号511B被从天线312B作为电波输出。

图4表示与图3不同的发送装置400的结构例。在图4中，对与图3不同的部分进行说明。

编码部402以信息（数据）401、帧结构信号313为输入，基于帧结构信号313进行纠错编码，将编码后的数据402输出。

分配部404以编码后的数据403为输入，进行分配，将数据405A及数据405B输出。另外，在图4中，记载了编码部为一个的情况，但并不限定于此，关于使编码部为m（m是1以上的整数）个、分配部将由各编码部生成的编码数据分为两个系统的数据输出的情况，本发明也同样能够实施。

图5表示本实施方式的发送装置的时间轴上的帧结构的一例。码元500_1是用来对接收装置通知发送方法的码元，例如将为了传送数据码元而使用的纠错方式、其编码率的信息、为了传送数据码元而使用的调制方式的信息等传送。

码元501_1是用来推测发送装置发送的调制信号z1（t）{其中，t是时间}的信道变动的码元。码元502_1是调制信号z1（t）向（时间轴上的）码元号码u发送的数据码元，码元503_1是调制信号z1（t）向码元号码u+1发送的数据码元。

码元501_2是用来推测发送装置发送的调制信号z2（t）{其中，t是时间}的信道变动的码元。码元502_2是调制信号z2（t）向码元号码u发送的数据码元，码元503_2是调制信号z2（t）向码元号码u+1发送的数据码元。

对发送装置发送的调制信号z1（t）与调制信号z2（t）、以及接收装置中的接收信号r1（t）、r2（t）的关系进行说明。

在图5中，504#1、504#2表示发送装置中的发送天线，505#1、505#2表示接收装置中的接收天线，发送装置将调制信号z1（t）从发送天线504#1发送，将调制信号z2（t）从发送天线504#2发送。此时，假设调制信号z1（t）及调制信号z2（t）占用相同（共用的）频率（频带）。如果设发送装置的各发送天线和接收装置的各天线的信道变动分别为h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t），设接收装置的接收天线505#1接收到的接收信号为r1（t），设接收装置的接收天线505#2接收到的接收信号为r2（t），则以下的关系式成立。

［数式36］

(\begin{matrix} r 1 (t) \\ r 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h_{11} (t) & h_{12} (t) \\ h_{21} (t) & h_{22} (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix})

…式(36)

图6是与本实施方式的加权方法（预编码（Precoding）方法）关联的图，加权合成部600是将图3的加权合成部308A和308B的两者合并的加权合成部。如图6所示，流s1（t）及流s2（t）为相当于图3的基带信号307A及307B的、即遵循QPSK、16QAM、64QAM等的调制方式的映射的基带信号同相I、正交Q成分。并且，如图6的帧结构那样，流s1（t）将码元号码u的信号表示为s1（u），将码元号码u+1的信号表示为s1（u+1），…。同样，流s2（t）将码元号码u的信号表示为s2（u），将码元号码u+1的信号表示为s2（u+1），…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A（s1（t））及307B（s2（t））、关于加权信息的信息315为输入，实施遵循关于加权信息的信息315的加权方法，将图3的加权合成后的信号309A（z1（t））、309B（z2（t））输出。此时，将z1（t）、z2（t）如以下这样表示。

在码元号码4i时（i为0以上的整数）：

［数式37］

(\begin{matrix} z 1 (4 i) \\ z 2 (4 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{j \frac{3}{4} π} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i) \\ s 2 (4 i) \end{matrix})

…式(37)

其中，j是虚数单位。

在码元号码4i+1时：

［数式38］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 1) \\ z 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{3}{4} π} & e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(38)

在码元号码4i+2时：

［数式39］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 2) \\ z 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j \frac{3}{4} π} \\ e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(39)

在码元号码4i+3时：

［数式40］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 3) \\ z 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j \frac{3}{4} π} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(40)

这样，图6的加权合成部以4时隙周期规则地切换预编码权重（其中，这里设为以4时隙规则地切换预编码权重的方式，但规则地切换的时隙数并不限于4时隙）。

在非专利文献4中，叙述了按照每个时隙切换预编码权重，在非专利文献4中，以将预编码权重随机地切换为特征。另一方面，在本实施方式中，特征是，设置某个周期，规则地切换预编码权重，此外特征是，在由4个预编码权重构成的2行2列的预编码权重矩阵中，4个预编码权重的各绝对值相等（1/sqrt（2）），将具有该特征的预编码权重矩阵规则地切换。

在LOS环境中，如果使用特殊的预编码矩阵，则有可能接收品质较大地改善，但根据直达波的状况，该特殊的预编码矩阵不同。但是，在LOS环境中有某种规则，只要按照该规则将特殊的预编码矩阵规则地切换，数据的接收品质就会较大地改善。另一方面，在随机地切换预编码矩阵的情况下，也有可能还存在前面所述的特殊的预编码矩阵以外的预编码矩阵，此外还有可能仅通过不适合于LOS环境的有偏倚的预编码矩阵进行预编码，由此，并不一定在LOS环境中能够得到良好的接收品质。因而，需要实现适合于LOS环境的预编码切换方法，本发明提出了与此相关的预编码方法。

图7表示本实施方式的接收装置700的结构的一例。无线部703_X以由天线701_X接收到的接收信号702_X为输入，实施频率变换、正交解调等的处理，将基带信号704_X输出。

由发送装置发送的调制信号z1的信道变动推测部705_1以基带信号704_X为输入，提取图5的信道推测用的参照码元501_1，推测相当于式（36）的h₁₁的值，输出信道推测信号706_1。

由发送装置发送的调制信号z2的信道变动推测部705_2以基带信号704_X为输入，提取图5的信道推测用的参照码元501_2，推测相当于式（36）的h₁₂的值，输出信道推测信号706_2。

无线部703_Y以由天线701_Y接收到的接收信号702_Y为输入，实施频率变换、正交解调等的处理，输出基带信号704_Y。

由发送装置发送的调制信号z1的信道变动推测部707_1以基带信号704_Y为输入，提取图5的信道推测用的参照码元501_1，推测相当于式（36）的h₂₁的值，输出信道推测信号708_1。

由发送装置发送的调制信号z2的信道变动推测部707_2以基带信号704_Y为输入，提取图5的信道推测用的参照码元501_2，推测相当于式（36）的h₂₂的值，输出信道推测信号708_2。

控制信息解码部709以基带信号704_X及704_Y为输入，检测图5的用来通知发送方法的码元500_1，将发送装置通知的关于发送方法的信息的信号710输出。

信号处理部711以基带信号704_X、704_Y、信道推测信号706_1、706_2、708_1、708_2及发送装置通知的关于发送方法的信息的信号710为输入，进行检波、解码，将接收数据712_1及712_2输出。

接着，对图7的信号处理部711的动作详细地说明。图8表示本实施方式的信号处理部711的结构的一例。图8主要由INNER MIMO(内部MIMO)检波部、soft-in/soft-out解码器和加权系数生成部构成。关于该结构中的反复解码的方法，在非专利文献2、非专利文献3中叙述了详细情况，但非专利文献2、非专利文献3中记载的MIMO传送方式是空间复用MIMO传送方式，而本实施方式的传送方式是随着时间将预编码权重变更的MIMO传送方式，这一点是与非专利文献2、非专利文献3不同的点。如果设式（36）中的（信道）矩阵为H（t）、图6中的预编码权重矩阵为W（t）（其中，预编码权重矩阵根据t而变化），设接收矢量为R（t）=（r1（t），r2（t））^T，设流矢量S（t）=（s1（t），s2（t））^T，则以下的关系式成立。

［数式41］

R(t)＝H(t)W(t)S(t) …式(41)

此时，接收装置通过将H（t）W（t）考虑作信道矩阵，能够对接收矢量R（t）采用非专利文献2、非专利文献3的解码方法。

因而，图8的加权系数生成部819以发送装置通知的关于发送方法的信息的信号818（相当于图7的710）为输入，将关于加权系数的信息的信号820输出。

INNER MIMO检波部803以关于加权系数的信息的信号820为输入，利用该信号进行式（41）的运算。接着，进行反复检波—解码，对其动作进行说明。

在图8的信号处理部中，为了进行反复解码（反复检波）而需要进行图10所示那样的处理方法。首先，进行调制信号（流）s1的1码字（或1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或1帧）的解码。结果，从soft-in/soft-out解码器能够得到调制信号（流）s1的1码字（或1帧）及调制信号（流）s2的1码字（或1帧）的各比特的对数似然比（LLR：Log-Likelihood Ratio）。接着，使用该LLR再次进行检波—解码。将该操作进行多次（将该操作称作反复解码（反复检波））。以后，以1帧中的特定的时间的码元的对数似然比（LLR）的制作方法为中心进行说明。

在图8中，存储部815以基带信号801X（相当于图7的基带信号704_X）、信道推测信号群802X（相当于图7的信道推测信号706_1、706_2）、基带信号801Y（相当于图7的基带信号704_Y）、信道推测信号群802Y（相当于图7的信道推测信号708_1、708_2）为输入，为了实现反复解码（反复检波），执行（计算）式（41）中的H（t）W（t），将计算出的矩阵作为变形信道信号群存储。并且，存储部815在需要时，将上述信号作为基带信号816X、变形信道推测信号群817X、基带信号816Y、变形信道推测信号群817Y输出。

关于然后的动作，分初始检波的情况和反复解码（反复检波）的情况进行说明。

<初始检波的情况下>

INNER MIMO检波部803以基带信号801X、信道推测信号群802X、基带信号801Y、信道推测信号群802Y为输入。这里，设调制信号（流）s1、调制信号（流）s2的调制方式为16QAM而进行说明。

INNER MIMO检波部803首先根据信道推测信号群802X、信道推测信号群802Y执行H（t）W（t），求出与基带信号801X对应的候选信号点。将此时的状况表示在图11中。在图11中，●（黑圆点）是IQ平面中的候选信号点，由于调制方式是16QAM，所以候选信号点存在256个。（其中，在图11中，由于表示形象图，所以没有表示256个候选信号点）。这里，如果将由调制信号s1传送的4比特设为b0，b1，b2，b3，将由调制信号s2传送的4比特设为b4，b5，b6，b7，则在图11中存在与（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）对应的候选信号点。并且，求出接收信号点1101（相当于基带信号801X）与各个候选信号点的平方欧几里德距离。并且，将各个平方欧几里德距离用噪声的方差σ²除。因而，E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）求出将对应于（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）的候选信号点与接收信号点平方欧几里德距离用噪声的方差除所得到的值。

同样，根据信道推测信号群802X、信道推测信号群802Y执行H（t）W（t），求出与基带信号801Y对应的候选信号点，求出与接收信号点（相当于基带信号801Y）的平方欧几里德距离，将该平方欧几里德距离用噪声的方差σ²除。因而，E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）求出将对应于（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）的候选信号点与接收信号点平方欧几里德距离用噪声的方差除得到的值。

接着，求出E_X（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）+E_Y（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）=E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。

INNER MIMO检波部803将E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）作为信号804输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0及b1及b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。其中，在对数似然的计算中，计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法是式（28）、式（29）、式（30）所示那样的，关于详细情况在非专利文献2、非专利文献3中表示。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4及b5及b6及b7的对数似然，输出对数似然信号806B。

解交织器（807A）以对数似然信号806A为输入，进行与交织器（图3的交织器（304A））对应的解交织，将解交织后的对数似然信号808A输出。

同样，解交织器（807B）以对数似然信号806B为输入，进行与交织器（图3的交织器（304B））对应的解交织，将解交织后的对数似然信号808B输出。

对数似然比计算部809A以解交织后的对数似然信号808A为输入，计算由图3的编码器302A编码的比特的对数似然比（LLR：Log-LikelihoodRatio），输出对数似然比信号810A。

同样，对数似然比计算部809B以解交织后的对数似然信号808B为输入，计算由图3的编码器302B编码的比特的对数似然比（LLR：Log-Likelihood Ratio），输出对数似然比信号810B。

Soft-in/soft-out解码器811A以对数似然比信号810A为输入，进行解码，将解码后的对数似然比812A输出。

同样，Soft-in/soft-out解码器811B以对数似然比信号810B为输入，进行解码，将解码后的对数似然比812B输出。

<反复解码（反复检波）的情况下，反复次数k>

交织器（813A）以通过第k-1次的soft-in/soft-out解码得到的解码后的对数似然比812A为输入，进行交织，将交织后的对数似然比814A输出。此时，交织器（813A）的交织的模式与图3的交织器（304A）的交织模式是同样的。

交织器（813B）以通过第k-1次的soft-in/soft-out解码得到的解码后的对数似然比812B为输入，进行交织，将交织后的对数似然比814B输出。此时，交织器（813B）的交织的模式与图3的交织器（304B）的交织模式是同样的。

INNER MIMO检波部803以基带信号816X、变形信道推测信号群817X、基带信号816Y、变形信道推测信号群817Y、交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比814B为输入。这里，不使用基带信号801X、信道推测信号群802X、基带信号801Y、信道推测信号群802Y而使用基带信号816X、变形信道推测信号群817X、基带信号816Y、变形信道推测信号群817Y，是因为因反复解码而发生了延迟时间。

INNER MIMO检波部803的反复解码时的动作与初始检波时的动作的不同点是在信号处理时使用交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比814B。INNNERMIMO检波部803首先与初始检波时同样，求出E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）。除此以外，根据交织后的对数似然比814A、交织后的对数似然比914B，求出相当于式（11）、式（32）的系数。并且，将E（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7）的值使用该求出的系数修正，将其值作为E’（b0，b1，b2，b3，b4，b5，b6，b7），作为信号804输出。

对数似然计算部805A以信号804为输入，计算比特b0及b1及b2及b3的对数似然（log likelihood），输出对数似然信号806A。其中，在对数似然的计算中，计算“1”时的对数似然及“0”时的对数似然。其计算方法是式（31）、式（数32）、式（33）、式（34）、式（35）所示那样的，在非专利文献2、非专利文献3中表示。

同样，对数似然计算部805B以信号804为输入，计算比特b4及b5及b6及b7的对数似然，将对数似然信号806B输出。解交织器以后的动作与初始检波是同样的。

另外，在图8中，表示了进行反复检波的情况下的信号处理部的结构，但反复检波不是在得到良好的接收品质方面必须的结构，也可以是不具有仅在反复检波中需要的构成部分、交织器813A、813B的结构。此时，INNERMIMO检波部803不进行反复的检波。

并且，在本实施方式中重要的部分是进行H（t）W（t）的运算。另外，也可以如非专利文献5等所示那样使用QR分解进行初始检波、反复检波。

此外，如非专利文献11所示，也可以基于H（t）W（t）进行MMSE（Minimum Mean Square Error：最小均方误差）、ZF（Zero Forcing：迫零）的线性运算，进行初始检波。

图9是与图8不同的信号处理部的结构，是用于图4的发送装置发送的调制信号的信号处理部。与图8不同的点是soft-in/soft-out解码器的数量，soft-in/soft-out解码器901以对数似然比信号810A、810B为输入，进行解码，将解码后的对数似然比902输出。分配部903以解码后的对数似然比902为输入，进行分配。关于其以外的部分，为与图8同样的动作。

在图12中，表示在与图29时同样的条件下、将传送方式设为本实施方式的使用预编码权重的发送方法时的BER特性。图12（A）表示不进行反复检波的Max-log-APP（参照非专利文献1、非专利文献2）（APP：aposterior probability）的BER特性，图12（B）表示进行了反复检波的Max-log-APP（参照非专利文献1、非专利文献2）（反复次数5次）的BER特性。比较图12与图29可知，如果使用本实施方式的发送方法，则莱斯因子较大时的BER特性相比使用空间复用MIMO传送时的BER特性较大地改善了，能够确认本实施方式的方式的有效性。

如以上这样，在如本实施方式那样、MIMO传送系统的发送装置从多个天线发送多个调制信号时，通过随着时间切换预编码权重、并规则地进行切换，在直达波为支配性的LOS环境中，与使用以往的空间复用MIMO传送时相比，能够得到传送品质提高的效果。

在本实施方式中，特别对于接收装置的结构，限定天线数而说明了动作，但即使天线数增加，也同样能够实施。即，接收装置的天线数不给本实施方式的动作、效果带来影响。此外，在本实施方式中，特别以LDPC码为例进行了说明，但并不限定于此，此外，关于解码方法，也并不限定于作为soft-in/soft-out解码器而以sum-product解码为例，有其他soft-in/soft-out的解码方法，例如BCJR算法、SOVA算法、Msx-log-MAP算法等。关于详细情况，在非专利文献6中表示。

此外，在本实施方式中，以单载波方式为例进行了说明，但并不限定于此，在进行多载波传送的情况下也同样能够实施。因而，例如对于使用扩频通信方式、OFDM（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交频分复用）方式、SC-FDMA（Single Carrier Frequency Division MultipleAccess：单载波频分多址）、SC-OFDM（Single Carrier OrthogonalFrequency-Division Multiplexing：单载波正交频分复用）方式、在非专利文献7等中表示的小波OFDM方式等的情况也同样能够实施。此外，在本实施方式中，数据码元以外的码元、例如导频码元（前同步码(preamble)、独特字(unique word)等）、控制信息的传送用的码元等，怎样配置在帧中都可以。

以下，说明作为多载波方式的一例而使用OFDM方式时的例子。

图13表示使用OFDM方式时的发送装置的结构。在图13中，对于与图3同样动作的部分赋予相同的标号。

OFDM方式关联处理部1301A以加权后的信号309A为输入，实施OFDM方式关联的处理，将发送信号1302A输出。同样，OFDM方式关联处理部1301B以加权后的信号309B为输入，将发送信号1302B输出。

图14表示图13的OFDM方式关联处理部1301A、1301B以后的结构的一例，与图13的从1301A到312A关联的部分是从1401A到1410A，与从1301B到312B关联的部分是从1401B到1410B。

串行并行变换部1402A进行加权后的信号1401A（相当于图13的加权后的信号309A）串行并行变换，输出并行信号1403A。

排序部1404A以并行信号1403A为输入，进行排序，将排序后的信号1405A输出。另外，关于排序在后面详细叙述。

逆快速傅立叶变换部1406A以排序后的信号1405A为输入，实施逆快速傅立叶变换，将逆傅立叶变换后的信号1407A输出。

无线部1408A以逆傅立叶变换后的信号1407A为输入，进行频率变换、放大等的处理，输出调制信号1409A，调制信号1409A被从天线1410A作为电波输出。

串行并行变换部1402B进行加权后的信号1401B（相当于图13的加权后的信号309B）的串行并行变换，输出并行信号1403B。

排序部1404B以并行信号1403B为输入，进行排序，将排序后的信号1405B输出。另外，关于排序，在后面详细叙述。

逆快速傅立叶变换部1406B以排序后的信号1405B为输入，实施逆快速傅立叶变换，将逆傅立叶变换后的信号1407B输出。

无线部1408B以逆傅立叶变换后的信号1407B为输入，进行频率变换、放大等的处理，以调制信号1409B为输出，调制信号1409B被从天线1410B作为电波输出。

在图3的发送装置中，由于不是使用多载波的传送方式，所以如图6那样将预编码切换为4周期，将预编码后的码元在时间轴方向上配置。在使用图13所示那样的OFDM方式那样的多载波传送方式的情况下，当然可以考虑如图3那样将预编码后的码元在时间轴方向上配置，将其按照各（子）载波进行的方式，但在多载波传送方式的情况下，可以考虑使用频率轴方向或频率轴—时间轴两者配置的方法。以后，对这一点进行说明。

图15表示横轴频率、纵轴时间上的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例，频率轴由（子）载波0到（子）载波9构成，调制信号z1和z2在相同的时刻（时间）使用相同的频带，图15（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图15（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。对于串行并行变换部1402A输入的加权后的信号1401A的码元，按顺序如#1，#2，#3，#4，…那样分派号码。此时，如图15（a）那样，将码元#1，#2，#3，#4，…从载波0起按顺序配置，如将码元#1到#9配置在时刻$1、然后将码元#10到#19配置在时刻$2那样规则地配置。

同样，对于串行并行变换部1402B输入的加权后的信号1401B的码元，按顺序如#1，#2，#3，#4，…那样分派号码。此时，如图15（b）那样，将码元#1，#2，#3，#4，…从载波0起按顺序配置，如将码元#1到#9配置在时刻$1、然后将码元#10到#19配置在时刻$2那样规则地配置。

并且，图15所示的码元群1501、码元群1502是使用图6所示的预编码权重切换方法时的1周期的码元，码元#0是使用图6的时隙4i的预编码权重时的码元，码元#1是使用图6的时隙4i+1的预编码权重时的码元，码元#2是使用图6的时隙4i+2的预编码权重时的码元，码元#3是使用图6的时隙4i+3的预编码权重时的码元。因而，在码元#x中，当x mod4为0时，码元#x是使用图6的时隙4i的预编码权重时的码元，当x mod4为1时，码元#x是使用图6的时隙4i+1的预编码权重时的码元，当x mod4为2时，码元#x是使用图6的时隙4i+2的预编码权重时的码元，当x mod4是3时，码元#x是使用图6的时隙4i+3的预编码权重时的码元。

这样，在使用OFDM方式等的多载波传送方式的情况下，与单载波传送时不同，具有能够将码元在频率轴向上排列的特征。并且，关于码元的排列方式，并不限于图15那样的排列方式。关于其他例子，使用图16、图17进行说明。

图16表示与图15不同的横轴频率、纵轴时间的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例，图16（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图16（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图16（A）、图16（B）与图15不同的点是调制信号z1的码元的排序方法与调制信号z2的码元的排序方法不同这一点，在图16（B）中，将码元#0到#5配置到载波4到载波9中，将码元#6到#9配置在载波0到3中，然后以同样的规则将码元#10到#19配置到各载波中。此时，与图15同样，图16所示的码元群1601、码元群1602是使用图6所示的预编码权重切换方法时的1周期的码元。

图17表示与图15不同的横轴频率、纵轴时间的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例，图17（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图17（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图17（A）、图17（B）与图15不同的点是，在图15中将码元依次配置在载波中，相对于此，在图17中，不将码元依次配置在载波中。当然，在图17中，与图16同样，也可以使调制信号z1的码元的排序方法与调制信号z2的排序方法不同。

图18表示与图15～图17不同的横轴频率、纵轴时间的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例，图18（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图18（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。在图15～图17中，将码元在频率轴方向上排列，但在图18中将码元利用频率、时间轴的两者配置。

在图6中，说明了将预编码权重的切换以4时隙切换的情况下的例子，但这里以通过8时隙切换的情况为例进行说明。图18所示的码元群1801、码元群1802是使用预编码权重切换方法时的1周期的码元（因而是8码元），码元#0是使用时隙8i的预编码权重时的码元，码元#1是使用时隙8i+1的预编码权重时的码元，码元#2是使用时隙8i+2的预编码权重时的码元，码元#3是使用时隙8i+3的预编码权重时的码元，码元#4是使用时隙8i+4的预编码权重时的码元，码元#5是使用时隙8i+5的预编码权重时的码元，码元#6是使用时隙8i+6的预编码权重时的码元，码元#7是使用时隙8i+7的预编码权重时的码元。因而，在码元#x中，当x mod8是0时，码元#x是使用时隙8i的预编码权重时的码元，当x mod8是1时，码元#x是使用时隙8i+1的预编码权重时的码元，当x mod8是2时，码元#x是使用时隙8i+2的预编码权重时的码元，当x mod8是3时，码元#x是使用时隙8i+3的预编码权重时的码元，当x mod8是4时，码元#x是使用时隙8i+4的预编码权重时的码元，当x mod8是5时，码元#x是使用时隙8i+5的预编码权重时的码元，当x mod8是6时，码元#x是使用时隙8i+6的预编码权重时的码元，当x mod8是7时，码元#x是使用时隙8i+7的预编码权重时的码元。在图18的码元的排列方式中，使用在时间轴方向上为4时隙、在频率轴方向上为2时隙的共计4×2=8时隙，配置了1周期的码元，但此时，使将1周期的码元的数量为m×n码元（即，预编码权重存在m×n种）。如果设用于配置1周期的码元的频率轴方向的时隙（载波数）为n，设在时间轴方向上使用的时隙为m，则优选的是设为m>n。这样，直达波的相位中，时间轴方向的变动与频率轴方向的变动相比较平缓。因而，为了使恒常的直达波的影响变小而进行本实施方式的预编码权重变更，所以在进行预编码权重的变更的周期中想要使直达波的变动变小。因而，优选的是设为m>n。此外，如果考虑以上的点，则与仅在频率轴方向或仅在时间轴方向上将码元排序相比，如图18那样使用频率轴和时间轴的两者进行排序，直达波成为恒常的可能性更高，能够得到容易得到本发明效果的效果。但是，如果在频率轴方向上排列，则频率轴的变动较急剧，所以有可能能够得到分集增益，所以使用频率轴和时间轴的两者进行排序的方法并不一定是最优的方法。

图19表示与图18不同的横轴频率、纵轴时间的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例，图19（A）表示调制信号z1的码元的排序方法，图19（B）表示调制信号z2的码元的排序方法。图19与图18同样，将码元利用频率、时间轴的两者配置，但与图18不同的点是，在图18中以频率方向为优先，然后在时间轴方向上配置了码元，相对于此，在图19中，以时间轴方向为优先，然后在频率轴方向上配置码元。在图19中，码元群1901、码元群1902是使用预编码切换方法时的1周期的码元。

另外，在图18、图19中，与图16同样，即使配置为使调制信号z1的码元的配置方法与调制信号z2的码元配置方法不同，也同样能够实施，此外，能够得到能得到较高的接收品质的效果。此外，在图18、图19中，即使不如图17那样将码元依次配置，也同样能够实施，此外，能够得到能得到较高的接收品质的效果。

图27表示与上述不同的横轴频率、纵轴时间的图14的排序部1404A、1404B中的码元的排序方法的一例。考虑式（37）～式（40）那样的使用4时隙规则地切换预编码矩阵的情况。在图27中有特征性的点是，在频率轴方向上将码元依次排列，但在沿时间轴方向前进的情况下，循环地使n（在图27的例子中是n=1）码元循环移位。假设在图27的频率轴方向的码元群2710中表示的4码元中，进行式（37）～式（40）的预编码矩阵的切换。

此时，假设在#0的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵的预编码，在#1中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#2中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#3中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

关于频率轴方向的码元群2720也同样，假设在#4的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵的预编码，在#5中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#6中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#7中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

在时间$1的码元中，进行上述那样的预编码矩阵的切换，但由于在时间轴方向上循环移位，所以对于码元群2701、2702、2703、2704进行以下这样预编码矩阵的切换。

在时间轴方向的码元群2701中，假设在#0的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵的预编码，在#9中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#18中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#27中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元群2702中，假设在#28的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵的预编码，在#1中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#10中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#19中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元群2703中，假设在#20的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵预编码，在#29中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#2中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#11中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

在时间轴方向的码元群2704中，假设在#12的码元中进行使用式（37）的预编码矩阵的预编码，在#21中进行使用式（38）的预编码矩阵的预编码，在#30中进行使用式（39）的预编码矩阵的预编码，在#3中进行使用式（40）的预编码矩阵的预编码。

图27中的特征是，例如在着眼于#11的码元的情况下，相同时刻的频率轴方向的两相邻的码元（#10和#12）都使用与#11不同的预编码矩阵进行预编码，并且#11的码元的相同载波的时间轴方向的两相邻的码元（#2和#20）都使用与#11不同的预编码矩阵进行预编码。并且，这并不限于#11的码元，频率轴方向及时间轴方向都在两相邻存在码元的全部码元中具有与#11的码元同样的特征。由此，有效地切换预编码矩阵，不易受到对于直达波的恒常的状况的影响，所以数据的接收品质被改善的可能性变高。

在图27中，设为n=1进行了说明，但并不限定于此，设为n=3也同样能够实施。此外，在图27中，通过具有将码元在频率轴上排列、在时间在轴向上前进的情况下将码元的配置的顺序循环移位的特征，实现了上述特征，但也有通过将码元随机（也可以是规则）地配置来实现上述特征那样的方法。

（实施方式2）

在实施方式1中，对图6所示那样的将预编码权重规则地切换的情况进行了说明，而在本实施方式中，对与图6的预编码权重不同的具体的预编码权重的设计方法进行说明。

在图6中，说明了式（37）～式（40）的将预编码权重切换的方法。在将其一般化的情况下，预编码权重可以如以下这样变更（其中，设预编码权重的切换周期为4，进行与式（37）～式（40）同样的记载）。

在码元号码4i时（设i为0以上的整数）：

［数式42］

(\begin{matrix} z 1 (4 i) \\ z 2 (4 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i)} & e^{j (θ_{11} (4 i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i)} & e^{j (θ_{21} (4 i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i) \\ s 2 (4 i) \end{matrix})

…式(42)

其中，j是虚数单位。

码元号码4i+1时：

［数式43］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 1) \\ z 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(43)

码元号码4i+2时：

［数式44］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 2) \\ z 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(44)

码元号码4i+3时：

［数式45］

(\begin{matrix} z 1 (4 i + 3) \\ z 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(45)

并且，根据式（36）及式（41），可以将接收矢量R（t）=（r1（t），r2（t））^T如以下这样表示。

码元号码4i时：

［数式46］

(\begin{matrix} r 1 (4 i) \\ r 2 (4 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i) & h_{12} (4 i) \\ h_{21} (4 i) & h_{22} (4 i) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i)} & e^{j (θ_{11} (4 i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i)} & e^{j (θ_{21} (4 i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i) \\ s 2 (4 i) \end{matrix})

…式(46)

码元号码4i+1时：

［数式47］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 1) & h_{12} (4 i + 1) \\ h_{21} (4 i + 1) & h_{22} (4 i + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(47)

码元号码4i+2时：

［数式48］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 2) & h_{12} (4 i + 2) \\ h_{21} (4 i + 2) & h_{22} (4 i + 2) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(48)

码元号码4i+3时：

［数式49］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (4 i + 3) & h_{12} (4 i + 3) \\ h_{21} (4 i + 3) & h_{22} (4 i + 3) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(49)

此时，假设在信道要素h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）中仅存在直达波的成分，该直达波的成分的振幅成分全部相等，此外，在时间上不发生变动。于是，式（46）～式（49）可以如以下这样表示。

码元号码4i时：

［数式50］

(\begin{matrix} r 1 (4 i) \\ r 2 (4 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i)} & e^{j (θ_{11} (4 i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i)} & e^{j (θ_{21} (4 i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i) \\ s 2 (4 i) \end{matrix})

…式(50)

码元号码4i+1时：

［数式51］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(51)

码元号码4i+2时：

［数式52］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(52)

码元号码4i+3时：

［数式53］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(53)

其中，在式（50）～式（53）中，设A是正的实数，q是复数。该A及q的值根据发送装置与接收装置的位置关系决定。并且，将式（50）～式（53）如以下这样表示。

码元号码4i时：

［数式54］

(\begin{matrix} r 1 (4 i) \\ r 2 (4 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i)} & e^{j (θ_{11} (4 i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i)} & e^{j (θ_{21} (4 i) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i) \\ s 2 (4 i) \end{matrix})

…式(54)

码元号码4i+1时：

［数式55］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 1) \\ r 2 (4 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 1)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 1) \\ s 2 (4 i + 1) \end{matrix})

…式(55)

码元号码4i+2时：

［数式56］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 2) \\ r 2 (4 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 2) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 2)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 2) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 2) \\ s 2 (4 i + 2) \end{matrix})

…式(56)

码元号码4i+3时：

［数式57］

(\begin{matrix} r 1 (4 i + 3) \\ r 2 (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{11} (4 i + 3) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (4 i + 3)} & e^{j (θ_{21} (4 i + 3) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (4 i + 3) \\ s 2 (4 i + 3) \end{matrix})

…式(57)

于是，当将q如以下这样表示时，由于在r1，r2中不包含基于s1或s2的某一方的信号成分，所以不能得到s1，s2的某个信号。

码元号码4i时：

［数式58］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i) - θ_{21} (4 i)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i) - θ_{21} (4 i) - δ)

…式(58)

码元号码4i+1时：

［数式59］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 1) - θ_{21} (4 i + 1)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 1) - θ_{21} (4 i + 1) - δ)

…式(59)

码元号码4i+2时：

［数式60］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 2) - θ_{21} (4 i + 2)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 2) - θ_{21} (4 i + 2) - δ)

…式(60)

码元号码4i+3时：

［数式61］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 3) - θ_{21} (4 i + 3)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (4 i + 3) - θ_{21} (4 i + 3) - δ)

…式(61)

此时，在码元号码4i，4i+1，4i+2，4i+3中，如果q具有相同的解，则直达波的信道要素没有较大的变动，所以q的值具有与上述相同解相等的信道要素的接收装置在哪个码元号码中都不能得到良好的接收品质，所以即使导入纠错码，都难以得到纠错能力。因而，为了q不具有相同的解，如果着眼于q的两个解中的不包含δ的解，则根据式（58）～式（61），需要以下的条件。

［数式62］

<条件#1>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2,3) \end{matrix}

（x是0，1，2，3，y是0，1，2，3，x≠y）

作为满足条件#1的例子，可以考虑

（例#1）

设为

<1>θ₁₁（4i）=θ₁₁（4i+1）=θ₁₁（4i+2）=θ₁₁（4i+3）=0弧度，

设定为

<2>θ₂₁（4i）=0弧度

<3>θ₂₁（4i+1）=π/2弧度

<4>θ₂₁（4i+2）=π弧度

<5>θ₂₁（4i+3）=3π/2弧度

的方法（上述是例子，只要在（θ₂₁（4i），θ₂₁（4i+1），θ₂₁（4i+2），θ₂₁（4i+3））的集合中0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度各存在一个就可以）。此时，特别是，如果有<1>的条件，则对于基带信号s1（t）不需要施加信号处理（旋转处理），所以具有能够实现电路规模的削减的优点。作为另一例，还可以考虑

（例#2）

设为

<6>θ₁₁（4i）=0弧度

<7>θ₁₁（4i+1）=π/2弧度

<8>θ₁₁（4i+2）=π弧度

<9>θ₁₁（4i+3）=3π/2弧度，

设定为

<10>θ₂₁（4i）=θ₂₁（4i+1）=θ₂₁（4i+2）=θ₂₁（4i+3）=0弧度

的方法（上述是例子，只要在（θ₁₁（4i），θ₁₁（4i+1），θ₁₁（4i+2），θ₁₁（4i+3））的集合中0弧度、π/2弧度、π弧度、3π/2弧度各存在一个就可以）。此时，特别是，如果有<6>的条件，则不需要对基带信号s2（t）施加信号处理（旋转处理），所以具有能够实现电路规模的削减的优点。作为再另一例，可以举出以下。

（例#3）

设为

<11>θ₁₁（4i）=θ₁₁（4i+1）=θ₁₁（4i+2）=θ₁₁（4i+3）=0弧度，

<12>θ₂₁（4i）=0弧度

<13>θ₂₁（4i+1）=π/4弧度

<14>θ₂₁（4i+2）=π/2弧度

<15>θ₂₁（4i+3）=3π/4弧度

（上述是例子，只要在（θ₂₁（4i），θ₂₁（4i+1），θ₂₁（4i+2），θ₂₁（4i+3））的集合中0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度各存在一个就可以）。

（例#4）

设为

<16>θ₁₁（4i）=0弧度

<17>θ₁₁（4i+1）=π/4弧度

<18>θ₁₁（4i+2）=π/2弧度

<19>θ₁₁（4i+3）=3π/4弧度，

<20>θ₂₁（4i）=θ₂₁（4i+1）=θ₂₁（4i+2）=θ₂₁（4i+3）=0弧度

（上述是例子，只要在（θ₁₁（4i），θ₁₁（4i+1），θ₁₁（4i+2），θ₁₁（4i+3））的集合中0弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度各存在一个就可以）。

另外，举出了4个例子，但满足条件#1的方法并不限定于此。

接着，不仅是θ₁₁，θ₁₂，还对关于λ，δ的设计要件进行说明。关于λ，只要设定为某个值就可以，作为要件，需要给出关于δ的要件。所以，对将λ设为0弧度的情况下的δ的设定方法进行说明。

在此情况下，如果对δ设为π/2弧度≦|δ|≦π弧度，则特别在LOS环境中能够得到良好的接收品质。

在码元号码4i，4i+1，4i+2，4i+3中，较差的接收品质的q分别存在两点，因而存在2×4=8点的点。在LOS环境中，为了防止在特定的接收终端中接收品质劣化，优选的是这8个点都是不同的解。在此情况下，除了<条件#1>以外，还需要<条件#2>的条件。

［数式63］

<条件#2>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0,1,2,3) \end{matrix}

且

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (4 i + x) - θ_{21} (4 i + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (4 i + y) - θ_{21} (4 i + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2,3) \end{matrix}

除此以外，这8个点的相位优选的是均匀地存在（由于直达波的相位可以认为均匀分布的可能性较高）。所以，以下对满足该要件的δ的设定方法进行说明。

（例#1）（例#2）的情况下，通过将δ设定为±3π/4弧度，使接收品质较差的点为相位均匀地存在。例如，如果设为（例#1），使δ为3π/4弧度，则如（A为正的实数的）图20那样，存在4时隙中接收品质变差1次的点。在（例#3）（例#4）的情况下，通过将δ设定为±π弧度，使接收品质较差的点为相位均匀地存在。例如，作为（例#3），如果使δ为π弧度，则如图21那样，存在4时隙中接收品质变差1次的点（如果信道矩阵H中的要素q存在于图20、图21所示的点，则接收品质劣化）。

通过如以上这样，在LOS环境中能够得到良好的接收品质。在上述中，以通过4时隙周期变更预编码权重的例子进行了说明，但以下对通过N时隙周期将预编码权重变更的情况进行说明。如果同样考虑实施方式1及上述说明，则对于码元号码进行以下表示那样的处理。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式64］

(\begin{matrix} z 1 (Ni) \\ z 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni)} & e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(62)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式65］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + 1) \\ z 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(63)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式66］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + k) \\ z 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + k)} & e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(64)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式67］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + N - 1) \\ z 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(65)

由此，将r1，r2如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式68］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni) & h_{12} (Ni) \\ h_{21} (Ni) & h_{22} (Ni) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni)} & e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(66)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式69］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + 1) & h_{12} (Ni + 1) \\ h_{21} (Ni + 1) & h_{22} (Ni + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(67)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式70］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + k) & h_{12} (Ni + k) \\ h_{21} (Ni + k) & h_{22} (Ni + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + k)} & e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(68)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式71］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + N - 1) & h_{12} (Ni + N - 1) \\ h_{21} (Ni + N - 1) & h_{22} (Ni + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(69)

此时，假定在信道要素h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）中仅存在直达波的成分，该直达波的成分的振幅成分全部相等，此外，在时间中不发生变动。于是，式（66）～式（69）可以如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式72］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni)} & e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(70)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式73］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(71)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式74］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + k)} & e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(72)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式75］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(73)

其中，假设在式（70）～式（73）中，A是实数，q是复数。该A及q的值根据发送装置与接收装置的位置关系决定。并且，将式（70）～式（73）如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式76］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni)} & e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(74)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式77］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(75)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式78］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + k)} & e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(76)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式79］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(77)

于是，当将q如以下这样表示时，在r1，r2中不包含基于s1或s2的某一方的信号成分，所以不能得到s1，s2的某个信号。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式80］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni) - θ_{21} (Ni)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni) - θ_{21} (Ni) - δ)

…式(78)

码元号码Ni+1时：

［数式81］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + 1) - θ_{21} (Ni + 1)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + 1) - θ_{21} (Ni + 1) - δ)

…式(79)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式82］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + k) - θ_{21} (Ni + k)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + k) - θ_{21} (Ni + k) - δ)

…式(80)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式83］

q = - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + N - 1) - θ_{21} (Ni + N - 1)), - A_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + N - 1) - θ_{21} (Ni + N - 1) - δ)

…式(81)

此时，在码元号码N～Ni+N-1中，如果q具有相同的解，则直达波的信道要素没有较大的变动，所以q的值与上述相同解相等的接收装置在哪个码元号码中都不能得到良好的接收品质，所以即使导入纠错码，也难以得到纠错能力。因而，为了q不具有相同的解，如果着眼于q的两个解中的不包含δ的解，则根据式（78）～式（81），需要以下的条件。

［数式84］

<条件#3>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (Ni + x) - θ_{21} (Ni + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (Ni + y) - θ_{21} (Ni + y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

（x是0，1，2，…，N-2，N-1，y是0，1，2，…，N-2，N-1，x≠y）。

接着，不仅是θ₁₁，θ₁₂，还对关于λ，δ的设计要件进行说明。关于λ，只要设定为某个值就可以，作为要件，需要给出关于δ的要件。所以，对使λ为0弧度的情况下的δ的设定方法进行说明。

在此情况下，与以4时隙周期变更预编码权重的方法时同样，如果对于δ设为π/2弧度≦|δ|≦π弧度，则特别在LOS环境中能够得到良好的接收品质。

在码元号码Ni～Ni+N-1中，为较差的接收品质的q分别存在两点，因而存在2N点的点。在LOS环境中，为了得到良好的特性，优选的是这2N个点都是不同的解。在此情况下，除了<条件#3>以外，还需要<条件#4>的条件。

［数式85］

<条件#4>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (Ni + x) - θ_{21} (Ni + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (Ni + y) - θ_{21} (Ni + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

且

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (Ni + x) - θ_{21} (Ni + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (Ni + y) - θ_{21} (Ni + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

除此以外，这些2N点的相位优选的是均匀地存在（由于可以认为各接收装置中的直达波的相位为均匀分布的可能性较高）。

如以上这样，当MIMO传送系统的发送装置从多个天线发送多个调制信号时，通过随着时间切换预编码权重、并规则地进行切换，在直达波为支配性的LOS环境中，与使用以往的空间复用MIMO传送时相比，能够得到传送品质提高的效果。

在本实施方式中，接收装置的结构是在实施方式1中说明那样的，特别是，关于接收装置的结构，限定天线数而说明了动作，但即使天线数增加，也同样能够实施。即，接收装置中的天线数不给本实施方式的动作、效果带来影响。此外，在本实施方式中，与实施方式1同样，纠错码没有被限定。

此外，在本实施方式中，与实施方式1对比，对时间轴上的预编码权重变更方法进行了说明，但如在实施方式1中说明那样，通过使用多载波传送方式对频率轴、频率—时间轴配置码元，作为预编码权重变更方法也同样能够实施。此外，在本实施方式中，数据码元以外的码元、例如导频码元（前同步码、独特字等）、控制信息用的码元等怎样配置在帧中都可以。

（实施方式3）

在实施方式1、实施方式2中，对在将预编码权重规则地切换的方式中预编码权重的矩阵的各要素的振幅相等的情况进行了说明，而在本实施方式中，对不满足该条件的例子进行说明。

为了与实施方式2对比，对以N时隙周期变更预编码权重的情况进行说明。如果与实施方式1及实施方式2同样考虑，则成为对码元号码进行以下所示那样的处理。其中，β为正的实数，β≠1。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式86］

(\begin{matrix} z 1 (Ni) \\ z 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(82)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式87］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + 1) \\ z 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(83)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式88］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + k) \\ z 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(84)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式89］

(\begin{matrix} z 1 (Ni + N - 1) \\ z 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(85)

由此，将r1，r2如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式90］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni) & h_{12} (Ni) \\ h_{21} (Ni) & h_{22} (Ni) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(86)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式91］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + 1) & h_{12} (Ni + 1) \\ h_{21} (Ni + 1) & h_{22} (Ni + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(87)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式92］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + k) & h_{12} (Ni + k) \\ h_{21} (Ni + k) & h_{22} (Ni + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(88)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式93］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (Ni + N - 1) & h_{12} (Ni + N - 1) \\ h_{21} (Ni + N - 1) & h_{22} (Ni + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(89)

此时，假定在信道要素h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）中仅存在直达波的成分，该直达波的成分的振幅成分全部相等，此外，假设在时间中不发生变动。于是，可以将式（86）～式（89）如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式94］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(90)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式95］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(91)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式96］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(92)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式97］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(93)

其中，在式（90）～式（93）中，假设A是实数，q是复数。并且，将式（90）～式（93）如以下这样表示。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式98］

(\begin{matrix} r 1 (Ni) \\ r 2 (Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (Ni)} & e^{j (θ_{21} (Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni) \\ s 2 (Ni) \end{matrix})

…式(94)

其中，j是虚数单位。

码元号码Ni+1时：

［数式99］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + 1) \\ r 2 (Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + 1) \\ s 2 (Ni + 1) \end{matrix})

…式(95)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式100］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + k) \\ r 2 (Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + k) \\ s 2 (Ni + k) \end{matrix})

…式(96)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式101］

(\begin{matrix} r 1 (Ni + N - 1) \\ r 2 (Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (Ni + N - 1) \\ s 2 (Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(97)

于是，当将q如以下这样表示时，不能得到s1，s2的某个信号。

码元号码Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式102］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (Ni) - θ_{21} (Ni)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (Ni) - θ_{21} (Ni) - δ)

…式(98)

码元号码Ni+1时：

［数式103］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (Ni + 1) - θ_{21} (Ni + 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + 1) - θ_{21} (Ni + 1) - δ)

…式(99)

.

码元号码Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式104］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (Ni + k) - θ_{21} (Ni + k)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + k) - θ_{21} (Ni + k) - δ)

…式(100)

.

码元号码Ni+N-1时：

［数式105］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (Ni + N - 1) - θ_{21} (Ni + N - 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (Ni + N - 1) - θ_{21} (Ni + N - 1) - δ)

…式(101)

此时，在码元号码N～Ni+N-1中，如果q具有相同的解，则直达波的信道要素没有较大的变动，所以在哪个码元号码中，都不能得到良好的接收品质，所以即使导入纠错码，也难以得到纠错能力。因而，为了使q不具有相同的解，如果着眼于q的两个解中的、不包含δ的解，则根据式（98）～式（101），需要以下的条件。

［数式106］

<条件#5>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (Ni + x) - θ_{21} (Ni + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (Ni + y) - θ_{21} (Ni + y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

接着，不仅对θ₁₁，θ₁₂，还对关于λ，δ的设计要件进行说明。关于λ，只要设定为某个值就可以，作为要件而需要给出关于δ的要件。所以，对使λ为0弧度的情况下的δ的设定方法进行说明。

在此情况下，与以4时隙周期将预编码权重变更的方法时同样，对于δ如果设为π/2弧度≦|δ|≦π弧度，则特别在LOS环境中能够得到良好的接收品质。

在码元号码Ni～Ni+N-1中，为较差的接收品质的q分别存在两点，因而存在2N点的点。在LOS环境中，为了得到良好的特性，优选的是这些2N点都是不同的解。在此情况下，除了<条件#5>以外，如果考虑β为正的实数，β≠1，则还需要<条件#6>的条件。

［数式107］

<条件#6>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (Ni + x) - θ_{21} (Ni + x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (Ni + y) - θ_{21} (Ni + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

（实施方式4）

在实施方式3中，以在将预编码权重规则地切换的方式中、使预编码权重的矩阵的各要素的振幅为1和β的两种的情况为例进行了说明。

另外，这里，将

［数式108］

\frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}}

忽视。

接着，对将β的值以时隙切换的情况下的例子进行说明。

为了与实施方式3对比，对以2×N时隙周期将预编码权重变更的情况进行说明。

如果与实施方式1、实施方式2、实施方式3同样考虑，则对于码元号码，进行以下所示那样的处理。其中，β为正的实数，β≠1。此外，α为正的实数，α≠β。

码元号码2Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式109］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni) \\ z 2 (2 Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni) \\ s 2 (2 Ni) \end{matrix})

…式(102)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+1时：

［数式110］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + 1) \\ z 2 (2 Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 1) \\ s 2 (2 Ni + 1) \end{matrix})

…式(103)

.

码元号码2Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式111］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + k) \\ z 2 (2 Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + k) \\ s 2 (2 Ni + k) \end{matrix})

…式(104)

.

码元号码2Ni+N-1时：

［数式112］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + N - 1) \\ z 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N - 1) \\ s 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(105)

码元号码2Ni+N时（设i为0以上的整数）：

［数式113］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + N) \\ z 2 (2 Ni + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N) \\ s 2 (2 Ni + N) \end{matrix})

…式(106)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+N+1时：

［数式114］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + N + 1) \\ z 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + 1) \\ s 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix})

…式(107)

.

码元号码2Ni+N+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式115］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + N + k) \\ z 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + k) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + k) \\ s 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix})

…式(108)

.

码元号码2Ni+2N-1时：

［数式116］

(\begin{matrix} z 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ z 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ s 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(109)

由此，将r1，r2如以下这样表示。

码元号码2Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式117］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni) \\ r 2 (2 Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni) & h_{12} (2 Ni) \\ h_{21} (2 Ni) & h_{22} (2 Ni) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni) \\ s 2 (2 Ni) \end{matrix})

…式(110)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+1时：

［数式118］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 1) \\ r 2 (2 Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + 1) & h_{12} (2 Ni + 1) \\ h_{21} (2 Ni + 1) & h_{22} (2 Ni + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 1) \\ s 2 (2 Ni + 1) \end{matrix})

…式(111)

.

码元号码2Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式119］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + k) \\ r 2 (2 Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + k) & h_{12} (2 Ni + k) \\ h_{21} (2 Ni + k) & h_{22} (2 Ni + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + k) \\ s 2 (2 Ni + k) \end{matrix})

…式(112)

.

码元号码2Ni+N-1时：

［数式120］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N - 1) \\ r 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + N - 1) & h_{12} (2 Ni + N - 1) \\ h_{21} (2 Ni + N - 1) & h_{22} (2 Ni + N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N - 1) \\ s 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(113)

码元号码2Ni+N时（设i为0以上的整数）：

［数式121］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N) \\ r 2 (2 Ni + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + N) & h_{12} (2 Ni + N) \\ h_{21} (2 Ni + N) & h_{22} (2 Ni + N) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N) \\ s 2 (2 Ni + N) \end{matrix})

…式(114)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+N+1时：

［数式122］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + 1) \\ r 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + N + 1) & h_{12} (2 Ni + N + 1) \\ h_{21} (2 Ni + N + 1) & h_{22} (2 Ni + N + 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + 1) \\ s 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix})

…式(115)

.

码元号码2Ni+N+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式123］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + k) \\ r 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + N + k) & h_{12} (2 Ni + N + k) \\ h_{21} (2 Ni + N + k) & h_{22} (2 Ni + N + k) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + k) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + k) \\ s 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix})

…式(116)

.

码元号码2Ni+2N-1时：

［数式124］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ r 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} h_{11} (2 Ni + 2 N - 1) & h_{12} (2 Ni + 2 N - 1) \\ h_{21} (2 Ni + 2 N - 1) & h_{22} (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ s 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(117)

此时，假定在信道要素h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）中仅存在直达波的成分，该直达波的成分的振幅成分全部相等，此外，假设在时间中不发生变动。于是，可以将式（110）～式（117）如以下这样表示。

码元号码2Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式125］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni) \\ r 2 (2 Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni) \\ s 2 (2 Ni) \end{matrix})

…式(118)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+1时：

［数式126］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 1) \\ r 2 (2 Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 1) \\ s 2 (2 Ni + 1) \end{matrix})

…式(119)

.

码元号码2Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式127］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + k) \\ r 2 (2 Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + k) \\ s 2 (2 Ni + k) \end{matrix})

…式(120)

.

码元号码2Ni+N-1时：

［数式128］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N - 1) \\ r 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N - 1) \\ s 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(121)

码元号码2Ni+N时（设i为0以上的整数）：

［数式129］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N) \\ r 2 (2 Ni + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N) \\ s 2 (2 Ni + N) \end{matrix})

…式(122)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+N+1时：

［数式130］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + 1) \\ r 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + 1) \\ s 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix})

…式(123)

.

码元号码2Ni+N+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式131］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + k) \\ r 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + k) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + k) \\ s 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix})

…式(124)

.

码元号码2Ni+2N-1时：

［数式132］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ r 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ s 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(125)

其中，在式（118）～式（125）中，假设A是实数，q是复数。并且，可以将式（118）～式（125）如以下这样表示。

码元号码2Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式133］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni) \\ r 2 (2 Ni) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni) \\ s 2 (2 Ni) \end{matrix})

…式(126)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+1时：

［数式134］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 1) \\ r 2 (2 Ni + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 1) \\ s 2 (2 Ni + 1) \end{matrix})

…式(127)

.

码元号码2Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式135］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + k) \\ r 2 (2 Ni + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + k)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + k) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + k) \\ s 2 (2 Ni + k) \end{matrix})

…式(128)

.

码元号码2Ni+N-1时：

［数式136］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N - 1) \\ r 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{β^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N - 1)} & β \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N - 1) + λ)} \\ β \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N - 1) \\ s 2 (2 Ni + N - 1) \end{matrix})

…式(129)

码元号码2Ni+N时（设i为0以上的整数）：

［数式137］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N) \\ r 2 (2 Ni + N) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + N)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N) \\ s 2 (2 Ni + N) \end{matrix})

…式(130)

其中，j是虚数单位。

码元号码2Ni+N+1时：

［数式138］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + 1) \\ r 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N + 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + N + 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + 1) \\ s 2 (2 Ni + N + 1) \end{matrix})

…式(131)

.

码元号码2Ni+N+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式139］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + N + k) \\ r 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + N + k)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + k) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + N + k)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + N + k) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + N + k) \\ s 2 (2 Ni + N + k) \end{matrix})

…式(132)

.

码元号码2Ni+2N-1时：

［数式140］

(\begin{matrix} r 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ r 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (2 Ni + 2 N - 1)} & α \times e^{j (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (2 Ni + 2 N - 1)} & e^{j (θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (2 Ni + 2 N - 1) \\ s 2 (2 Ni + 2 N - 1) \end{matrix})

…式(133)

码元号码2Ni时（设i为0以上的整数）：

［数式141］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (2 Ni) - θ_{21} (2 Ni)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni) - θ_{21} (2 Ni) - δ)

…式(134)

码元号码2Ni+1时：

［数式142］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + 1) - θ_{21} (2 Ni + 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + 1) - θ_{21} (2 Ni + 1) - δ)

…式(135)

.

码元号码2Ni+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式143］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + k) - θ_{21} (2 Ni + k)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + k) - θ_{21} (2 Ni + k) - δ)

…式(136)

.

码元号码2Ni+N-1时：

［数式144］

q = - \frac{A}{β} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + N - 1) - θ_{21} (2 Ni + N - 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + N - 1) - θ_{21} (2 Ni + N - 1) - δ)

…式(137)

码元号码2Ni+N时（设i为0以上的整数）：

［数式145］

q = - \frac{A}{α} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + N) - θ_{21} (2 Ni + N)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + N) - θ_{21} (2 Ni + N) - δ)

…式(138)

码元号码2Ni+N+1时：

［数式146］

q = - \frac{A}{α} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + N + 1) - θ_{21} (2 Ni + N + 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + N + 1) - θ_{21} (2 Ni + N + 1) - δ)

…式(139)

.

码元号码2Ni+N+k（k=0，1，…，N-1）时：

［数式147］

q = - \frac{A}{α} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + N + k) - θ_{21} (2 Ni + N + k)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + N + k) - θ_{21} (2 Ni + N + k) - δ)

…式(140)

.

码元号码2Ni+2N-1时：

［数式148］

q = - \frac{A}{α} e^{j} (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) - θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1)), - {Aβ}_{e^{j}} (θ_{11} (2 Ni + 2 N - 1) - θ_{21} (2 Ni + 2 N - 1) - δ)

…式(141)

此时，在码元号码2N～2Ni+N-1中，如果q具有相同的解，则直达波的信道要素没有较大的变动，所以在哪个码元号码中都不能得到良好的接收品质，所以即使导入纠错码，也难以得到纠错能力。因而，为了q不具有相同的解，如果着眼于q的两个解中的不包含δ的解，则根据式（134）～式（141）及α≠β，需要<条件#7>或<条件#8>。

［数式149］

<条件#7>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 Ni + x) - θ_{21} (2 Ni + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 Ni + y) - θ_{21} (2 Ni + y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

（x是0，1，2，…，N-2，N-1，y是0，1，2，…，N-2，N-1，x≠y）

并且，

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + x) - θ_{21} (2 Ni + N + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 Ni + N + y) - θ_{21} (2 Ni + N + y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

（x是0，1，2，…，N-2，N-1，y是0，1，2，…，N-2，N-1，x≠y）

［数式150］

<条件#8>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (2 Ni + x) - θ_{21} (2 Ni + x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (2 Ni + y) - θ_{21} (2 Ni + y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，<条件#8>是与在实施方式1～实施方式3中叙述的条件同样的条件，而<条件#7>由于是α≠β，所以q的两个解中的不包含δ的解具有不同的解。

接着，不仅对θ₁₁，θ₁₂，还对关于λ，δ的设计要件进行说明。关于λ，只要设定为某个值就可以，作为要件，需要给出关于δ的要件。所以，对将λ设为0弧度的情况下的δ的设定方法进行说明。

在此情况下，与以4时隙周期变更预编码权重的方法时同样，如果对δ设为π/2弧度≦|δ|≦π弧度，则特别在LOS环境中能够得到良好的接收品质。

在码元号码2Ni～2Ni+2N-1中，为较差的接收品质的q分别存在2点，因而存在4N点的点。在LOS环境中，为了得到良好的特性，这些4N点优选的是全部是不同的解。此时，如果着眼于振幅，则对于<条件#7>或<条件#8>，由于α≠β，所以需要以下的条件。

［数式151］

<条件#9>

α &NotEqual; \frac{1}{β}

（实施方式5）

在实施方式1～实施方式4中，对将预编码权重规则地切换的方法进行了说明，而在本实施方式中对其变形例进行说明。

在实施方式1～实施方式4中，对将预编码权重如图6那样规则地切换的方法进行了说明。在本实施方式中，对与图6不同的规则地切换预编码权重的方法进行说明。

在图22表示关于与图6同样是切换4个不同的预编码权重（矩阵）的方式、与图6不同的切换方法的图。在图22中，将4个不同的预编码权重（矩阵）表示为W1，W2，W3，W4（例如，设W₁为式（37）中的预编码权重（矩阵），设W2为式（38）中的预编码权重（矩阵），设W3为式（39）中的预编码权重（矩阵），设W4为式（40）中的预编码权重（矩阵））。并且，对于与图3和图6同样动作的部分赋予相同的标号。在图22中，固有的部分是

·第1周期2201，第2周期2202，第3周期2203，…都由4时隙构成。

·在4时隙中，按照每个时隙而使用不同的预编码权重矩阵，即，将W1，W2，W3，W4分别使用1次。

·在第1周期2201，第2周期2202，第3周期2203，…中，并不需要一定使W1，W2，W3，W4的顺序相同。

为了实现这一点，预编码权重矩阵生成部2200以关于加权方法的信号为输入，将遵循各周期的顺序的关于预编码权重的信息2210输出。并且，加权合成部600以该信号和s1（t），s2（t）为输入，进行加权合成，将z1（t），z2（t）输出。

图23对上述预编码方法，与图22表示加权合成方法。在图23中，图22的不同点是，通过在加权合成部以后配置排序部，进行信号的排序，实现了与图22同样的方法。

在图23中，预编码权重生成部2200以关于加权方法的信息315为输入，以预编码权重W1，W2，W3，W4，W1，W2，W3，W4，…的顺序输出预编码权重的信息2210。因而，加权合成部600以预编码权重W1，W2，W3，W4，W1，W2，W3，W4，…的顺序进行预编码权重，将预编码后的信号2300A，2300B输出。

排序部2300以预编码后的信号2300A，2300B为输入，对预编码后的信号2300A，2300B进行排序，以成为图23的第1周期2201，第2周期2202，第3周期2203的顺序，将z1（t），z2（t）输出。

另外，在上述中，为了与图6比较，将预编码权重的切换周期设为4而进行了说明，但如实施方式1～实施方式4那样，在周期4以外时也同样能够实施。

此外，在实施方式1～实施方式4及上述预编码方法中，假设在周期内使δ，β的值按照每个时隙相同而进行了说明，但也可以按照每个时隙切换δ，β的值。

（实施方式6）

在实施方式1～4中，对将预编码权重规则地切换的方法进行了叙述，而在本实施方式中，包含实施方式1～4所述的内容，再次对将预编码权重规则地切换的方法进行说明。

这里，首先，对考虑到LOS环境的、采用了不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统的预编码矩阵的设计方法进行叙述。

图30表示采用了不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统模型。信息矢量z被实施编码及交织。并且，作为交织的输出，能够得到编码后比特的矢量u（p）=（u₁（p），u₂（p））（p是时隙时间）。其中，设u_i（p）=（u_i1（p）…，u_ih（p））（h：每1码元的发送比特数）。如果设调制后（映射后）的信号为s（p）=（s1（p），s2（p））^T，设预编码矩阵为F（p），则预编码后的信号x（p）=（x₁（p），x₂（p））^T可用下式表示。

［数式152］

x(p)＝(x₁(p)，x₂(p))^T

＝F(p)s(p) …式(142)

因而，如果设接收矢量为y（p）=（y₁（p），y₂（p））^T，则可用下式表示。

［数式153］

y(p)＝(y₁(p),y₂(p))^T

＝H(p)F(p)s(p)+n(p) …式(143)

此时，H（p）是信道矩阵，n（p）=（n₁（p），n₂（p））^T是噪声矢量，n_i（p）是平均值0、方差σ²的i.i.d.复高斯噪声。并且，当设莱斯因子为K时，上式可以如以下这样表示。

［数式154］

y (p) = {(y_{1} (p), y_{2} (p))}^{T}

= (\sqrt{\frac{K}{K + 1}} H_{d} (p) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} H_{s} (p)) F (p) s (p) + n (p)

…式(144)

此时，H_d（p）是直达波成分的信道矩阵，H_s（p）是散射波成分的信道矩阵。因而，将信道矩阵H（p）如以下这样表示。

［数式155］

H (p) = \sqrt{\frac{K}{K + 1}} H_{d} (p) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} H_{s} (p)

= \sqrt{\frac{K}{K + 1}} (\begin{matrix} h_{11, d} & h_{12, d} \\ h_{21, d} & h_{22, d} \end{matrix}) + \sqrt{\frac{1}{K + 1}} (\begin{matrix} h_{11, s} (p) & h_{12, s} (p) \\ h_{21, s} (p) & h_{22, s} (p) \end{matrix})

…式(145)

在式（145）中，假定直达波的环境由通信机彼此的位置关系唯一地决定，假设直达波成分的信道矩阵H_d（p）在时间上没有变动。此外，在直达波成分的信道矩阵H_d（p）中，由于与发送天线间隔相比收发机间的距离为足够长的环境的可能性较高，所以是直达波成分的信道矩阵为正则矩阵。因而，将信道矩阵H_d（p）如以下这样表示。

［数式156］

H_{s} (p) = (\begin{matrix} h_{11, d} & h_{12, d} \\ h_{21, d} & h_{22, d} \end{matrix})

= (\begin{matrix} A_{e^{jψ}} & q \\ A_{e^{jψ}} & q \end{matrix})

…式(146)

这里，设A是正的实数，q是复数。以下，对考虑到LOS环境的、采用不存在来自通信对象的反馈的预编码的空间复用型的2×2MIMO系统的预编码矩阵的设计方法进行叙述。

根据式（144）、式（145），由于包含散射波的状态下的解析较困难，所以在包含散射波的状态下求出适当的无反馈的预编码矩阵变得困难。除此以外，在NLOS环境中，与LOS环境比较，数据的接收品质的劣化较少。因而，对LOS环境中的适当的无反馈的预编码矩阵的设计方法（随着时间切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵）进行叙述。

如上述那样，根据式（144）、式（145），由于包含散射波的状态下的解析较困难，所以在包含只有直达波的成分的信道矩阵中，求出适当的预编码矩阵。因而，在式（144）中，考虑信道矩阵包含只有直达波的成分的情况。因而，根据式（146），能够如以下这样表示。

［数式157］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) = H_{d} (p) F (p) s (p) + n (p)

= (\begin{matrix} A_{e^{jψ}} & q \\ A_{e^{jψ}} & q \end{matrix}) F (p) s (p) + n (p)

…式(147)

这里，作为预编码矩阵，使用酉矩阵。因而，将预编码矩阵如以下这样表示。

［数式158］

F (p) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix})

…式(148)

此时，λ是固定值。因而，式（147）可以如以下这样表示。

［数式159］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{jψ}} & q \\ A_{e^{jψ}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(149)

根据式（149）可知，在接收机进行ZF（zero forcing）或MMSE（minimummean squared error）的线性运算的情况下，不能判断由s₁（p），s₂（p）发送的比特。因此，进行在实施方式1中叙述那样的反复APP（或反复Max-logAPP）或APP（或Max-log APP）（以后称作ML（Maximum Likelihood：最大似然）运算），求出由s₁（p），s₂（p）发送的各比特的对数似然比，进行纠错码中的解码。因而，说明对进行ML运算的接收机的LOS环境中的适当的无反馈的预编码矩阵的设计方法。

考虑式（149）中的预编码。对第1行的右边及左边乘以e^-jΨ，同样，对第2行的右边及左边乘以e^-jΨ。于是，如下式这样表示。

［数式160］

(\begin{matrix} e^{- jψ} y_{1} (p) \\ e^{- jψ} y_{2} (p) \end{matrix})

= e^{- jψ} {\frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{jψ}} & q \\ A_{e^{jψ}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)}

= \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & e^{- jψ} q \\ A_{e^{j 0}} & e^{- jψ} q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + e^{- jψ} n (p)

…式(150)

将e^-jΨy₁（p），e^-jΨy₂（p），e^-jΨq分别再定义为y₁（p），y₂（p），q，此外，为e^-jΨn（p）=（e^-jΨn₁（p），e^-jΨn₂（p））^T，由于e^-jΨn₁（p），e^-jΨn₂（p）是平均值0、方差σ²的i.i.d.（independent identically distributed：独立同分布）复高斯噪声，所以将e^-jΨn（p）再定义为n（p）。于是，如果使式（150）成为式（151）那样，也不丧失一般性。

［数式161］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix})

= \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(151)

接着，将式（151）如式（152）那样变形以便容易理解。

［数式162］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix})

= \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + π)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(152)

此时，当设接收信号点与接收候选信号点的欧几里得距离的最小值为d_min ²时，是d_min ²取零的最小值的恶劣点，并且存在两个为用s1（p）发送的全部的比特或用s2（p）发送的全部的比特消失的恶劣的状态的q。

在式（152）中不存在s1（p）：

［数式163］

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p))}

…式(153)

在式（152）中不存在s2（p）：

［数式164］

q = - {Aα}_{e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p) - π)}}

…式(154)

（以后，将满足式（153），（154）的q分别称作“s1，s2的接收恶劣点”）

当满足式（153）时，由于由s1（p）发送的比特全部消失，所以不能求出由s1（p）发送的比特的全部的接收对数似然比，当满足式（154）时，由于通过s2（p）发送的比特全部消失，所以不能求出通过s2（p）发送的比特的全部的接收对数似然比。

这里，考虑不将预编码矩阵切换的情况下的广播—组播通信系统。此时，有使用不切换预编码矩阵的预编码方式发送调制信号的基站，考虑接收基站发送的调制信号的终端存在多个（Γ个）的系统模型。

基站—终端间的直达波的状况可以认为随时间的变化较小。于是，根据式（153）、式（154），处于符合式（155）或式（156）的条件那样的位置，处于莱斯因子较大的LOS环境的终端有可能陷入数据的接收品质劣化的现象。因而，为了改善该问题，需要在时间上切换预编码矩阵。

［数式165］

q \approx - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p))}

…式(155)

［数式166］

q \approx - {Aα}_{e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p) - π)}}

…式(156)

所以，考虑将时间周期设为N时隙、规则地切换预编码矩阵的方法（以后称作预编码跳跃方法）。

为了时间周期N时隙，准备基于式（148）的N种预编码矩阵F［i］（i=0，1，…，N-1）。此时，将预编码矩阵F［i］如以下这样表示。

［数式167］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(157)

这里，假设α在时间上不变化，λ也在时间上不变化（也可以变化）。

并且，与实施方式1同样，为了得到时点（时刻）N×k+i（k为0以上的整数，i=0，1，…，N-1）的式（142）中的预编码后的信号x（p=N×k+i）而使用的预编码矩阵为F［i］。关于这一点，以后也是同样的。

此时，基于式（153）、式（154），以下这样的预编码跳跃的预编码矩阵的设计条件为重要的。

［数式168］

<条件#10>

e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y])}

for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1)

…式(158)

［数式169］

<条件#11>

e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x] - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - π)}

for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1)

…式(159)

根据<条件#10>，在Γ个终端全部中，在时间周期内的N中，取s1的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因而，能够得到以N-1时隙以上s1（p）发送的比特的对数似然比。同样，根据<条件#11>，在Γ个终端全部中，在时间周期内的N中，取s₂的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因而，能够得到以N-1时隙以上s2（p）发送的比特的对数似然比。

这样，通过给出<条件#10>、<条件#11>的预编码矩阵的设计规范，可以想到，通过将能够得到由s1（p）发送的比特的对数似然比的比特数及能够得到用s2（p）发送的比特的对数似然比的比特数在Γ个终端全部中保证为一定数以上，在Γ个终端全部中将莱斯因子较大的LOS环境中的数据接收品质的劣化改善。

以下，记载预编码跳跃方法中的预编码矩阵的例子。

直达波的相位的概率密度分布可以认为是［02π］的均匀分布。因而，可以认为式（151）、式（152）中的q的相位的概率密度分布也是［02π］的均匀分布。由此，在仅q的相位不同的相同的LOS环境中，作为用来对Γ个终端给予尽可能公平的数据的接收品质的条件，可以给出以下条件。

<条件#12>

在使用时间周期N时隙的预编码跳跃(precoding hopping)方法的情况下，在时间周期内的N中，将s1的接收恶劣点配置为对于相位成为均匀分布，并且将s2的接收恶劣点配置为相对于相位成为均匀分布。

所以，说明给予<条件#10>到<条件#12>的预编码跳跃方法中的预编码矩阵的例子。设式（157）的预编码矩阵的α=1.0。

（例#5）

设为时间周期N=8，为了满足<条件#10>到<条件#12>，给出下式那样的时间周期N=8的预编码跳跃方法中的预编码矩阵。

［数式170］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + π)} \end{matrix})

…式(160)

其中，j是虚数单位，是i=0，1，…，7。也可以代替式（160）而给出式（161）（λ，θ₁₁［i］不在时间上变化（也可以变化））。

［数式171］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + π)} \end{matrix})

…式(161)

因而，s1，s2的接收恶劣点为图31（a）、图31（b）那样（在图31中，横轴为实轴，纵轴为虚轴）。此外，也可以代替式（160）、式（161）而给出式（162）、式（163）（i=0，1，…，7）（λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式172］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + π)} \end{matrix})

…式(162)

［数式173］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + π)} \end{matrix})

…式(163)

接着，在与条件12不同的、仅q的相位不同的相同的LOS环境中，作为用来对Γ个终端给出尽可能公平的数据的接收品质的条件，给出以下条件。

<条件#13>

在使用时间周期N时隙的预编码跳跃方法的情况下，附加

［数式174］

\begin{matrix}  \end{matrix} \begin{matrix}  \end{matrix} \begin{matrix} e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1) \end{matrix}

…式(164)

的条件，此外，在时间周期内的N中，将s1的接收恶劣点对于相位、将s2的接收恶劣点对于相位配置为均匀分布。

所以，说明给予<条件#10>、<条件#11>、<条件#13>的预编码跳跃方法中的预编码矩阵的例子。设式（157）的预编码矩阵的α=1.0。

（例#6）

设时间周期N=4，给出下式那样的时间周期N=4的预编码跳跃方法中的预编码矩阵。

［数式175］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + π)} \end{matrix})

…式(165)

其中，j是虚数单位，i=0，1，2，3。也可以代替式（165）而给出式（166）（λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式176］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + π)} \end{matrix})

…式(166)

因而，s1，s2的接收恶劣点成为图32那样（在图32中，横轴为实轴，纵轴为虚轴）。此外，也可以代替式（165）、式（166）而给出式（167）、式（168）（i=0，1，2，3）（λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式177］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + π)} \end{matrix})

…式(167)

［数式178］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + π)} \end{matrix})

…式(168)

接着，对使用非酉矩阵的预编码跳跃方法进行叙述。

给予式（148），将在本研究中处置的预编码矩阵如以下这样表示。

［数式179］

F (p) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(169)

于是，相当于式（151）、式（152）的式子可以如下式这样表示。

［数式180］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix})

= \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \\ A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(170)

［数式181］

(\begin{matrix} y_{1} (p) \\ y_{2} (p) \end{matrix})

= \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} \\ e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} A_{e^{j 0}} & q \end{matrix}) (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (p)} & α \times e^{j (θ_{11} (p) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (p)} & e^{j (θ_{21} (p) + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} S_{1} (p) \\ S_{2} (p) \end{matrix}) + n (p)

…式(171)

此时，接收信号点与接收候选信号点的欧几里得距离的最小值d_min ²为零的q存在两个。

在式（171）中不存在s1（p）：

［数式182］

q = - \frac{A}{α} e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p))}

…式(172)

在式（171）中不存在s2（p）：

［数式183］

q = - {Aα}_{e^{j (θ_{11} (p) - θ_{21} (p) - δ)}}

…式(173)

在时间周期N的预编码跳跃方法中，以式（169）为参考，将N种预编码矩阵F［i］如以下这样表示。

［数式184］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(174)

这里，假设α及δ在时间上不变化。此时，给予式（34）、式（35），给出以下这样的预编码跳跃的预编码矩阵的设计条件。

［数式185］

<条件#14>

e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y])}

for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1)

…式(175)

［数式186］

<条件#15>

e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x] - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - δ)}

for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1)

…式(176)

（例#7）

设式（174）的预编码矩阵的α=1.0。并且，设时间周期N=16，为了满足<条件#12>、<条件#14>、<条件#15>，给出下式那样的时间周期N=16的预编码跳跃方法中的预编码矩阵。

当i=0，1，…，7时：

［数式187］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(177)

当i=8，9，…，15时：

［数式188］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix})

…式(178)

此外，作为与式（177）、式（178）β的预编码矩阵可以如以下这样给出。

当i=0，1，…，7时：

［数式189］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(179)

当i=8，9，…，15时：

［数式190］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(180)

因而，s1，s2的接收恶劣点为图33（a）、图33（b）那样。

（在图33中，横轴为实轴，纵轴为虚轴）。此外，也可以代替式（177）、式（178）及式（179）、式（180）而给出以下这样预编码矩阵。

当i=0，1，…，7时：

［数式191］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(181)

i=8，9，…，15时：

［数式192］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix})

…式(182)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式193］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(183)

当i=8，9，…，15时：

［数式194］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(184)

（此外，在式（177）～（184）中，也可以将7π/8设为-7π/8）。

接着，在与<条件#12>不同的、仅q的相位不同的相同的LOS环境中，作为用来对Γ个终端给出尽可能公平的数据的接收品质的条件，给出以下条件。

<条件#16>

在使用时间周期N时隙的预编码跳跃方法的情况下，附加

［数式195］

\begin{matrix}  \end{matrix} \begin{matrix}  \end{matrix} \begin{matrix} e^{j (θ_{11} [x] - θ_{21} [x])} &NotEqual; e^{j (θ_{11} [y] - θ_{21} [y] - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N - 1) \end{matrix}

…式(185)

的条件，此外，在时间周期内的N中，将s1的接收恶劣点相对于相位、将s2的接收恶劣点相对于相位配置为均匀分布。

所以，说明基于<条件#14>、<条件#15>、<条件#16>的预编码跳跃方法中的预编码矩阵的例子。设式（174）的预编码矩阵的α=1.0。

（例#8）

设时间周期N=8，给出下式那样的时间周期N=8的预编码跳跃方法中的预编码矩阵。

［数式196］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(186)

其中，i=0，1，…，7。

此外，作为与式（186）不同的预编码矩阵，可以如以下这样给出（i=0，1，…，7）（假设λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式197］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(187)

因而，s1，s2的接收恶劣点为图34那样。此外，也可以代替式（186）、式（187）而如以下这样给出预编码矩阵（i=0，1，…，7）（假设λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式198］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(188)

或者，

［数式199］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(189)

（此外，在式（186）～式（189）中，也可以使7π/8为-7π/8）。

接着，在式（174）的预编码矩阵中，设α≠1，对考虑到接收恶劣点彼此的复平面上的距离的点的与（例#7）、（例#8）不同的预编码跳跃方法探讨。

这里，处置式（174）的时间周期N的预编码跳跃方法，但此时，通过<条件#14>，在Γ个终端全部中，在时间周期内的N中，取s1的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因而，能够得到由N-1时隙以上s1（p）发送的比特的对数似然比。同样，通过<条件#15>，在Γ个终端全部中，在时间周期内的N中，取s2的接收恶劣点的时隙为1时隙以下。因而，能够得到用N-1时隙以上s2（p）发送的比特的对数似然比。

因而，可知设时间周期N为较大的值时，能够得到对数似然比的时隙数变大。

在实际的信道模型中，由于受到散射波成分的影响，所以在时间周期N固定的情况下，可以考虑接收恶劣点的复平面上的最小距离尽可能大时，数据的接收品质有可能提高。因而，在（例#7）、（例#8）中，设α≠1，考虑将（例#7）、（例#8）改良的预编码跳跃方法。首先，对理解变容易的、将（例#8）改良的预编码方法进行叙述。

（例#9）

根据式（186），用下式给出将（例#8）改良的时间周期N=8的预编码跳跃方法中的预编码矩阵。

［数式200］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(190)

其中，i=0，1，…，7。此外，作为与式（190）不同的预编码矩阵，可以如以下这样给出（i=0，1，…，7）（假设λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

［数式201］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(191)

或者，

［数式202］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(192)

或者，

［数式203］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(193)

或者，

［数式204］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(194)

或者，

［数式205］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(195)

或者，

［数式206］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(196)

或者，

［数式207］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(197)

因而，s1，s2的接收恶劣点在α<1.0时如图35（a）、在α>1.0时如图35（b）那样表示。

（i）α<1.0时

当α<1.0时，接收恶劣点的复平面上的最小距离如果着眼于接收恶劣点#1与#2的距离（d_#1，#2）及接收恶劣点#1与#3的距离（d_#1，#3），则表示为min{d_#1，#2，d_#1，#3}。此时，在图36中表示α与d_#1，#2及d_#1，#3的关系。并且，使min{d_#1，_#2，d_#1，_#3}成为最大的α为

［数式208］

α = \frac{1}{\sqrt{\cos (\frac{π}{8}) + \sqrt{3} \sin (\frac{π}{8})}}

\approx 0.7938

…式(198)

此时的min{d_#1，#2，d_#1，#3}为

［数式209］

\min {d_{# 1, # 2}, d_{# 1, # 3}} = \frac{2 A \sin (\frac{π}{8})}{\sqrt{\cos (\frac{π}{8}) + \sqrt{3} \sin (\frac{π}{8})}}

\approx 0.6076 A

…式(199)

因而，在式（190）～式（197）中，将α用式（198）给出的预编码方法是有效的。其中，将α的值设定为式（198）是用来得到良好的数据的接收品质的一个适当的方法。但是，即使设定α以取接近于式（198）那样的值，则同样有可能能够得到良好的数据的接收品质。因而，α的设定值并不限定于式（198）。

（ii）α>1.0时

当α>1.0时，接收恶劣点的复平面中的最小距离如果着眼于接收恶劣点#4与#5的距离（d_#4，#5）及接收恶劣点#4与#6的距离（d_#4，#6），则表示为min{d_#4，#5，d_#4，#6}。此时，在图37中表示α与d_#4，#5及d_#4，#6的关系。并且，使min{d_#4，#5，d_#4，#6}成为最大的α为

［数式210］

α = \sqrt{\cos (\frac{π}{8}) + \sqrt{3} \sin (\frac{π}{8})}

\approx 122596

…式(200)

此时的min{d_#4，#5，d_#4，#6}为

［数式211］

\min {d_{# 4, # 5}, d_{# 4, # 6}} = \frac{2 A \sin (\frac{π}{8})}{\sqrt{\cos (\frac{π}{8}) + \sqrt{3} \sin (\frac{π}{8})}}

\approx 0.6076 A

…式(201)

因而，在式（190）～式（197）中将α用式（200）给出的预编码方法是有效的。其中，将α的值设定为式（200）是用来得到良好的数据的接收品质的一个适当的方法。但是，即使设定α以取接近于式（200）那样的值，也同样有可能能够得到良好的数据的接收品质。因而，α的设定值并不限定于式（200）。

（例#10）

根据（例#9）的研究，将（例#7）改良的时间周期N=16的预编码跳跃方法中的预编码矩阵可以用下式给出（假设λ，θ₁₁［i］在时间上不变化（也可以变化））。

当i=0，1，…，7时：

［数式212］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(202)

当i=8，9，…，15时：

［数式213］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix})

…式(203)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式214］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(204)

当i=8，9，…，15时：

［数式215］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(205)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式216］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(206)

当i=8，9，…，15时：

［数式217］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix})

…式(207)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式218］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(208)

当i=8，9，…，15时：

［数式219］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ + \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(209)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式220］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(210)

当i=8，9，…，15时：

［数式221］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix})

…式(211)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式222］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(212)

当i=8，9，…，15时：

［数式223］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] + \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(213)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式224］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(214)

当i=8，9，…，15时：

［数式225］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (- \frac{iπ}{4})} & e^{j (- \frac{iπ}{4} - \frac{7 π}{8})} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix})

…式(215)

或者，

当i=0，1，…，7时：

［数式226］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} [i]} & {α \times e}^{j (θ_{11} [i] + λ)} \\ {α \times e}^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(216)

当i=8，9，…，15时：

［数式227］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4})} & e^{j (θ_{11} [i] - \frac{iπ}{4} + λ - \frac{7 π}{8})} \\ e^{j θ_{11} [i]} & α \times e^{j (θ_{11} [i] + λ)} \end{matrix})

…式(217)

其中，α如果为式（198）或式（200），则适合于得到良好的数据的接收品质。此时，s1的接收恶劣点在α<1.0时如图38（a）、图38（b）那样表示，在α>1.0时如图39（a）、图39（b）那样表示。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵，准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，而本实施方式由于以单载波传送方式时为例说明，所以对在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列的情况进行了说明，但并不必定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，作为时间周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个不同的预编码矩阵也能够得到同样的效果，即，不需要一定使用N个不同的预编码矩阵以具有规则的周期。

基于<条件#10>到<条件#16>表示了例#5到例#10，但为了使预编码矩阵的切换周期变长，例如也可以从例#5到例#10选择多个例子、使用由所选择的例子表示的预编码矩阵实现较长的周期的预编码矩阵切换方法。例如，使用由例#7表示的预编码矩阵和由例#10表示的预编码矩阵实现较长的周期的预编码矩阵切换方法。在此情况下，并不一定遵循<条件#10>到<条件#16>（在<条件#10>的式（158）、<条件#11>的式（159）、<条件#13>的式（164）、<条件#14>的式（175）、<条件#15>的式（176）中，将“全部的x，全部的y”的地方变为“存在的x，存在y”的条件，在带来良好的接收品质方面是重要的）。在用别的视点考虑的情况下，在周期N（N为较大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含例#5到例#10的某个预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式7）

在本实施方式中，对接收用在实施方式1～6中说明的规则地切换预编码矩阵的发送方法发送的调制信号的接收装置的结构进行说明。

在实施方式1中，使用规则地切换预编码矩阵的发送方法发送调制信号的发送装置发送关于预编码矩阵的信息，接收装置基于该信息得到在发送帧中使用的规则性的预编码矩阵切换信息，进行预编码的解码及检波，得到发送比特的对数似然比，然后对进行纠错解码的方法进行了说明。

在本实施方式中，对与上述不同的接收装置的结构及预编码矩阵的切换方法进行说明。

图40表示本实施方式的发送装置的结构的一例，对于与图3同样动作的部分赋予相同的标号。编码器群（4002）以发送比特（4001）为输入。此时，编码器群（4002）如在实施方式1中说明那样，保持有多个纠错码的编码部，基于帧结构信号313，例如1个编码器、2个编码器、4个编码器的某个数量的编码器动作。

在1个编码器动作的情况下，将发送比特（4001）进行编码，得到编码后的发送比特，将该编码后的发送比特分配给两个系统，编码器群（4002）将被分配的比特（4003A）及被分配的比特（4003B）输出。

在2个编码器动作的情况下，将发送比特（4001）分割为两个（命名为分割比特A，B），第1编码器以分割比特A为输入，进行编码，将编码后的比特作为被分配的比特（4003A）输出。第2编码器以分割比特B为输入，进行编码，将编码后的比特作为被分配的比特（4003B）输出。

在4个编码器动作的情况下，将发送比特（4001）分割为4个（命名为分割比特A，B，C，D），第1编码器以分割比特A为输入，进行编码，将编码后的比特A输出。第2编码器以分割比特b为输入，进行编码，将编码后的比特B输出。第3编码器以分割比特C为输入，进行编码，将编码后的比特C输出。第4编码器以分割比特D为输入，进行编码，将编码后的比特D输出。并且，将编码后的比特A，B，C，D分割为被分配的比特（4003A）、被分配的比特（4003B）。

发送装置作为一例，支持以下的表1（表1A及表1B）那样的发送方法。

［表1A］

［表1B］

如表1所示，作为发送信号数（发送天线数），支持1个流的信号的发送和两个流的信号的发送。此外，调制方式支持QPSK，16QAM，64QAM，256QAM，1024QAM。特别是，当发送信号数为2时，流#1和流#2能够分别设定调制方式，例如在表1中，“#1：256QAM，#2：1024QAM”表示“流#1的调制方式是256QAM，流#2的调制方式是1024QAM”（关于其他也同样地表现）。作为纠错编码方式，支持A，B，C的3种。此时，A，B，C既可以都是不同的标号，A，B，C也可以都是不同的编码率，A，B，C也可以是不同的块尺寸的编码方法。

表1的发送信息对决定了“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”的各模式分配各发送信息。因而，例如在“发送信号数：2”“调制方式：#1：1024QAM，#2：1024QAM”“编码器数：4”“纠错编码方法：C”的情况下，将发送信息设定为01001101。并且，发送装置在帧中传送发送信息及发送数据。并且，当传送发送数据时，特别是当“发送信号数”为2时，按照表1，使用“预编码矩阵切换方法”。在表1中，作为“预编码矩阵切换方法”，准备D，E，F，G，H的5种，将这5种的某种按照表1设定。此时，作为不同的5种实现方法，可以考虑

·准备预编码矩阵不同的5种而实现。

·通过将不同的5种周期，例如将D的周期设为4，将E的周期设为8，…，来实现。

·通过同时使用不同的预编码矩阵、不同的周期的两者来实现。

等。

图41表示图40的发送装置发送的调制信号的帧结构的一例，发送装置能够进行发送两个调制信号z1（t）和z2（t）那样的模式的设定、以及发送1个调制信号的模式的两者的设定。

在图41中，码元（4100）是用来传送表1所示的“发送信息”的码元。码元（4101_1及4101_2）是信道推测用的参照（导频）码元。码元（4102_1，4103_1）是用调制信号z1（t）发送的数据传送用的码元，码元（4102_2，4103_2）是用调制信号z2（t）发送的数据传送用的码元，将码元（4102_1）及码元（4102_2）是在相同时刻使用相同（共用）频率传送，此外，将码元（4103_1）及码元（4103_2）在相同时刻使用相同（共用）频率传送。并且，码元（4102_1，4103_1）及码元（4102_2，4103_2）为使用在实施方式1～4及实施方式6中说明的规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵运算后的码元（因而，如在实施方式1中说明那样，流s1（t），s2（t）的结构是图6那样的）。

进而，在图41中，码元（4104）是用来将表1所示的“发送信息”传送的码元。码元（4105）是信道推测用的参照（导频）码元。码元（4106，4107）是用调制信号z1（t）发送的数据传送用的码元，此时，用调制信号z1（t）发送的数据传送用的码元由于发送信号数为1，所以不进行预编码。

由此，图40的发送装置生成并发送图41的帧结构及遵循表1的调制信号。在图40中，帧结构信号313包含关于基于表1设定的“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”的信息。并且，编码部（4002）、映射部306A、306B、加权合成部308A、308B以帧结构信号为输入，进行根据基于表1设定的“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”的动作。此外，关于相当于设定的“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”的“发送信息”也向接收装置发送。

接收装置的结构能够与实施方式1同样用图7表示。与实施方式1不同的点是，由于收发装置预先共享表1的信息，所以即使发送装置不将规则地切换的预编码矩阵的信息发送，发送装置也将相当于“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”的“发送信息”发送，接收装置通过得到该信息，能够根据表1得到规则地切换的预编码矩阵的信息。因而，图7的接收装置通过控制信息解码部709得到图40的发送装置发送的“发送信息”，能够根据相当于表1的信息得到关于包含规则地切换的预编码矩阵的信息的发送装置所通知的发送方法的信息的信号710。因而，信号处理部711在发送信号数2时，能够进行基于预编码矩阵的切换模式的检波，能够得到接收对数似然比。

另外，在上述中，如表1那样，对“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”设定“发送信息”，对其设定预编码矩阵切换方法，但也可以并不一定对“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”设定“发送信息”，例如也可以如表2那样，对“发送信号数”“调制方式”设定“发送信息”，对其设定预编码矩阵切换方法。

［表2］

这里，“发送信息”及预编码矩阵切换方法的设定方法并不限定于表1或表2，预编码矩阵切换方法如果预先决定规则以基于“发送信号数”“调制方式”“编码器数”“纠错编码方法”等的发送参数来进行切换（如果在发送装置、接收装置间共享预先决定的规则）（即，如果将预编码矩阵切换方法根据发送参数的某个（或由多个发送参数的构成的值的某个）来切换），则发送装置不需要传送关于预编码矩阵切换方法的信息，接收装置通过判别发送参数的信息，能够判别发送装置所使用的预编码矩阵切换方法，所以能够进行可靠的解码、检波。另外，在表1、表2中，在发送调制信号数为2时，使用规则地切换预编码矩阵的发送方法，但只要发送调制信号数是2以上，就可以采用规则地切换预编码矩阵的发送方法。

因而，收发装置如果共享关于包含关于预编码切换方法的信息的发送参数的表，则通过发送装置不发送关于预编码切换方法的信息、而发送不包含关于预编码切换方法的信息的控制信息，接收装置得到该控制信息，能够推测预编码切换方法。

如以上这样，在本实施方式中，对发送装置不将规则地切换预编码矩阵的方法的直接的信息发送、接收装置推测发送装置所使用的“规则地切换预编码矩阵的方法”的关于预编码的信息的方法进行了说明。由此，发送装置不发送关于规则地切换预编码矩阵的方法的直接的信息，所以能够得到相应地数据的传送效率提高的效果。

另外，在本实施方式中，说明了时间轴上的预编码权重变更时的实施方式，但如在实施方式1中说明那样，即使是使用OFDM传送等的多载波传送方式时，本实施方式也同样能够实施。

此外，特别在预编码切换方法仅通过发送信号数变更时，接收装置通过得到发送装置发送的发送信号数的信息，能够知道预编码切换方法。

在本说明书中，具备发送装置的，例如可以考虑是广播站、基站、接入点、终端、便携电话（mobile phone）等的通信、广播设备，此时，具备接收装置的，可以考虑是电视机、收音机、终端、个人计算机、便携电话、接入点、基站等的通信设备。此外，本发明的发送装置、接收装置是具有通信功能的设备，也可以考虑该设备是能够经由某种接口连接到电视机、收音机、个人计算机、便携电话等的用来执行应用的装置那样的形态。

此外，在本实施方式中，将数据码元以外的码元，例如导频码元（前同步码、独特字、后同步码、参照码元等）、控制信息用的码元等怎样配置在帧中都可以。并且，这里命名为导频码元、控制信息用的码元，但进行怎样的命名方式都可以，功能自身是重要的。

导频码元只要是例如在收发机中使用PSK调制进行调制的已知的码元（或者也可以是，通过接收机取同步，接收机能够知道发送机发送的码元）就可以，接收机使用该码元进行频率同步、时间同步、（各调制信号的）信道推测（CSI（Channel State Information）的推测）、信号的检测等。

此外，控制信息用的码元是用来实现（应用等的）数据以外的通信的、用来传送需要向通信对象传送的信息（例如，在通信中使用的调制方式、纠错编码方式、纠错编码方式的编码率、上位层中的设定信息等）的码元。

另外，本发明并不限定于上述实施方式1～5，能够进行各种变更而实施。例如，在上述实施方式中，说明了对作为通信装置进行的情况，但并不限定于此，也可以将该通信方法作为软件进行。

此外，在上述中，对将两个调制信号从两个天线发送的方法中的预编码切换方法进行了说明，但并不限定于此，在对4个映射后的信号进行预编码而生成4个调制信号从4个天线发送的方法，即对N个映射后的信号进行预编码而生成N个调制信号、从N个天线发送的方法中，也同样能够作为将预编码权重（矩阵）变更的预编码切换方法同样实施。

在本说明书中，使用“预编码”“预编码权重”等的用语，但叫法自身是怎样的都可以，在本发明中，该信号处理自身是重要的。

通过流s1（t）、s2（t），既可以传送不同的数据，也可以传送相同的数据。

发送装置的发送天线、接收装置的接收天线都是，在图中记载的1个天线也可以由多个天线构成。

另外，例如也可以将执行上述通信方法的程序预先保存到ROM（ReadOnly Memory）中，通过CPU（Central Processor Unit）使该程序动作。

此外，也可以将执行上述通信方法的程序保存到能够由计算机读取的存储介质中，将保存在存储介质中的程序记录到计算机的RAM（RandomAccess Memory）中，使计算机按照该程序动作。

并且，上述各实施方式等的各结构典型地也可以作为集成电路即LSI（Large Scale Integration：大规模集成电路）实现。它们既可以单独地1芯片化，也可以包含各实施方式的全部的结构或一部分的结构而1芯片化。这里设为LSI，但根据集成度的差异，也有称作IC（Integrated Circuit：集成电路）、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI的情况。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以由专用电路或通用处理器实现。也可以利用在LSI制造后能够编程的FPGA（Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列）或能够再构成LSI内部的电路单元的连接及设定的可重构处理器。

进而，如果因半导体技术的进步或派生的其他技术出现代替LSI的集成电路化的技术，则当然也可以使用该技术进行功能块的集成化。有可能是生物技术的应用等。

（实施方式8）

在本实施方式中，对于在实施方式1～4、实施方式6中说明的将预编码权重规则地切换的方法的应用例在这里进行说明。

图6是与本实施方式的加权方法（预编码（Precoding）方法）关联的图，加权合成部600是将图3的加权合成部308A和308B的两者合并的加权合成部。如图6所示，流s1（t）及流s2（t）相当于图3的基带信号307A及307B，即为遵循QPSK、16QAM、64QAM等的调制方式的映射的基带信号的同相成分I、正交成分Q。并且，如图6的帧结构那样，流s1（t）将码元号码u的信号表示为s1（u），将码元号码u+1的信号表示为s1（u+1），…。同样，流s2（t）将码元号码u的信号表示为s2（u），将码元号码u+1的信号表示为s2（u+1），…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A（s1（t））及307B（s2（t））、关于加权信息的信息315为输入，实施遵循关于加权信息的信息315的加权方法，输出图3的加权合成后的信号309A（z1（t））、309B（z2（t））。

此时，例如在使用实施方式6的例8的周期N=8的预编码矩阵切换方法的情况下，z1（t）、z2（t）如以下这样表示。

当码元号码8i时（设i为0以上的整数）：

［数式228］

(\begin{matrix} z 1 (8 i) \\ z 2 (8 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i) \\ s 2 (8 i) \end{matrix})

…式(218)

其中，j是虚数单位，k=0。

当码元号码8i+1时：

［数式229］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 1) \\ z 2 (8 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 1) \\ s 2 (8 i + 1) \end{matrix})

…式(219)

其中，k=1。

当码元号码8i+2时：

［数式230］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 2) \\ z 2 (8 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 2) \\ s 2 (8 i + 2) \end{matrix})

…式(220)

其中，k=2。

当码元号码8i+3时：

［数式231］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 3) \\ z 2 (8 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 3) \\ s 2 (8 i + 3) \end{matrix})

…式(221

其中，k=3。

当码元号码8i+4时：

［数式232］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 4) \\ z 2 (8 i + 4) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 4) \\ s 2 (8 i + 4) \end{matrix})

…式(222)

其中，k=4。

当码元号码8i+5时：

［数式233］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 5) \\ z 2 (8 i + 5) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 5) \\ s 2 (8 i + 5) \end{matrix})

…式(223)

其中，k=5。

当码元号码8i+6时：

［数式234］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 6) \\ z 2 (8 i + 6) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 6) \\ s 2 (8 i + 6) \end{matrix})

…式(224)

其中，k=6。

当码元号码8i+7时：

［数式235］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 7) \\ z 2 (8 i + 7) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 7) \\ s 2 (8 i + 7) \end{matrix})

…式(225)

其中，k=7。

这里，记载为码元号码，但码元号码也可以考虑为时刻（时间）。如在其他实施方式中说明那样，例如，在式（225）中，时刻8i+7的z1（8i+7）和z2（8i+7）是相同时刻的信号，并且z1（8i+7）和z2（8i+7）由发送装置使用相同（共用的）频率发送。即，如果设时刻T的信号为s1（T），s2（T），z1（T），z2（T），则根据某个预编码矩阵和s1（T）及s2（T），求出z1（T）及z2（T），z1（T）及z2（T）由发送装置使用相同（共用的）频率（在相同时刻（时间））发送。此外，在使用OFDM等的多载波传送方式的情况下，如果设与（子）载波L、时刻T的s1，s2，z1，z2相当的信号为s1（T，L），s2（T，L），z1（T，L），z2（T，L），则根据某个预编码矩阵和s1（T，L）及s2（T，L）求出z1（T，L）及z2（T，L），z1（T，L）及z2（T，L）由发送装置使用相同（共用的）频率（在相同时刻（时间））发送。

此时，作为α的适当的值，有式（198）或式（200）。

在本实施方式中，以上述中所述的式（190）的预编码矩阵为基础，对使周期变大的预编码切换方法进行叙述。

当设预编码切换矩阵的周期为8M时将不同的8M个预编码矩阵8M如以下这样表示。

［数式236］

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{kπ}{4 M})} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{kπ}{4 M} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(226)

此时，为i=0，1，2，3，4，5，6，7，k=0，1，…，M-2，M-1。

例如，当设M=2时，如果设α<1，则k=0时的s1的接收恶劣点（○）及s2的接收恶劣点（□）可如图42（a）那样表示。同样，k=1时的s1的接收恶劣点（○）及s2的接收恶劣点（□）可如图42（b）那样表示。这样，如果以式（190）的预编码矩阵为基础，则接收恶劣点成为图42（a）那样，通过将对该式（190）的右边的矩阵的第2行的各要素乘以e^jX后的矩阵作为预编码矩阵（参照式（226）），接收恶劣点具有相对于图42（a）旋转后的接收恶劣点（参照图42（b））（其中，图42（a）和图42（b）的接收恶劣点不重叠。这样使得，即使乘以e^jX，接收恶劣点也不重叠。此外，也可以将不是对式（190）的右边的矩阵的第2行的各要素乘以e^jX、而是对式（190）的右边的矩阵的第1行的各要素乘以e^jX的矩阵作为预编码矩阵）。此时，预编码矩阵F［0］～F［15］可用下式表示。

［数式237］

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{iπ}{4} + Xk)} & e^{j (\frac{iπ}{4} + Xk + \frac{7 π}{8})} \end{matrix})

…式(227)

其中，为i=0，1，2，3，4，5，6，7，k=0，1。

于是，当M=2时，成为生成了F［0］～F［15］的预编码矩阵（F［0］～F［15］的预编码矩阵以怎样的顺序排列都可以。此外，F［0］～F［15］的矩阵也可以是分别不同的矩阵）。并且，例如在码元号码16i时使用F［0］进行预编码，在码元号码16i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码16i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，14，15）（这里，如以前的实施方式中叙述那样，也可以不一定规则地将预编码矩阵切换）。

如果将以上总结，则以式（82）～式（85）为参考，将周期N的预编码矩阵用下式表示。

［数式238］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{12} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(228)

此时，由于周期是N，所以为i=0，1，2，…，N-2，N-1。并且，将以式（228）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式239］

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix})

…式(229)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

于是，生成了F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵以周期N×M怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码N×M×i时使用F［0］进行预编码，在码元号码N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，码元号码N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N×M-2，N×M-1）（这里，也可以如以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，使周期N×M的预编码矩阵为式（229）那样，但也可以如上述那样使周期N×M的预编码矩阵为下式那样。

［数式240］

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (i) + X_{k})} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + X_{k} + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(230)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

另外，在式（229）及式（230）中，在设为0弧度≦δ<2π弧度时，，当δ=π弧度时为酉矩阵，当δ≠π弧度时为非酉矩阵。在本方式中，π/2弧度≦|δ|<π弧度的非酉矩阵时是一个特征性的结构（关于δ的条件，在其他实施方式时也同样），能够得到良好的数据的接收品质。作为其他结构，也有酉矩阵的情况，但在实施方式10及实施方式16中详细叙述，在式（229）、式（230）中，如果设N为奇数，则能够得到良好的数据的接收品质的可能性变高。

（实施方式9）

在本实施方式中，对将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行叙述。

将在如在实施方式8中叙述那样周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中、以式（82）～式（85）为参考的为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式241］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(231)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）。在本实施方式中，由于处理酉矩阵，所以式（231）的预编码矩阵可以用下式表示。

［数式242］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(232)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）。此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式243］

<条件#17>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式244］

<条件#18>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

当在实施方式6中说明时，对接收恶劣点间的距离进行了叙述，但为了使接收恶劣点间的距离变大，周期N是3以上的奇数为重要的。以下，对这一点进行说明。

如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件19>或<条件20>。

［数式245］

<条件#19>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式246］

<条件#20>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件19>中，意味着相位的差是2π/N弧度。此外，在<条件20>中，意味着相位的差是-2π/N弧度。

并且，当设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，且α<1时，将周期N=3时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图43（a）中，将周期N=4时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图43（b）中。此外，当设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，且α>1时，将周期N=3时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图44（a）中，将周期N=4时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图44（b）中。

此时，在考虑由通过接收恶劣点和原点形成的线段、与在Real的轴上Real≧0的半直线形成的相位（参照图43（a））的情况下，对于α>1、α<1的任一种情况，都当N=4时，必然发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况（参照图43的4301、4302及图44的4401、4402）。此时，在复平面中，接收恶劣点间的距离变小。另一方面，当N=3时，不发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况。

因为以上，如果考虑在周期N为偶数时必定发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况，则周期N为奇数时，与周期N为偶数时相比，在复平面中，接收恶劣点间的距离变大的可能性更高。但是，在周期N为小的值、例如N≦16以下的情况下，复平面中的接收恶劣点的最小距离因为接收恶劣点的存在个数较少所以能够确保某种程度的长度。因而，在N≦16的情况下，有可能存在即使是偶数也能够确保数据的接收品质的情况。

因而，在基于式（232）的规则地切换预编码矩阵的方式中，如果设周期N为奇数，则能够使数据的接收品质提高的可能性较高。另外，成为基于式（232）生成F［0］～F［N-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N-1］的预编码矩阵对于周期N以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，成为例如在码元号码Ni时使用F［0］进行预编码，在码元号码Ni+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码N×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N-2，N-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。此外，s1，s2的调制方式都在16QAM时，如果设α为

［数式247］

α = \frac{\sqrt{2} + 4}{\sqrt{2} + 2}

…式(233)

则有可能能得到能够使IQ平面中的16×16=256个信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，但本实施方式由于以单载波传送方式时为例说明，所以对在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列的情况进行了说明，但并不必定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为时间周期N的预编码跳跃方法进行说明，但即使随机地使用N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即并不需要一定使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。此时，<条件#17><条件#18>可以置换为以下这样的条件（周期考虑为N）。

［数式248］

<条件#17’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . . N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式249］

<条件#18’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

（实施方式10）

在本实施方式中，关于将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法，叙述与实施方式9不同的例子。

在周期2N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期2N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式250］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(234)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

［数式251］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {α \times e}^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α e^{j θ_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(235)

设α>0，（不取决于i）是固定值（假设式（234）的α和式（235）的α是相同的值）。

此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，对于式（234），为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式252］

<条件#21>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式253］

<条件#22>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，考虑附加以下的条件。

［数式254］

<条件#23>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

接着，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#24>或<条件#25>。

［数式255］

＜条件#24＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式256］

<条件#25>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件24>中，意味着相位的差是2π/N弧度。此外，在<条件25>中，意味着相位的差是-2π/N弧度。

并且，当设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，且α>1时，将N=4时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图45（a）、图45（b）中。根据图45（a）、图45（b）可知，在复平面中，s1的接收恶劣点的最小距离保持得较大，此外同样，s2的接收恶劣点的最小距离也保持得较大。并且，在α<1时也为同样的状态。此外，如果与实施方式9同样考虑，则当N为奇数时，与N为偶数时相比，在复平面中接收恶劣点间的距离变大的可能性更高。但是，在N为较小的值、例如N≦16以下的情况下，复平面中的接收恶劣点的最小距离因为接收恶劣点的存在个数较少所以能够确保某种程度的长度。因而，在N≦16的情况下，有可能存在即使是偶数也能够确保数据的接收品质的情况。

因而，在基于式（234）、式（235）的规则地切换预编码矩阵的方式中，如果设N为奇数，则能够使数据的接收品质提高的可能性较高。另外，成为基于式（234）、式（235）生成F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵对于周期2N以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码2Ni时使用F［0］进行预编码，在码元号码2Ni+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码2N×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2N-2，2N-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。此外，s1，s2的调制方式都在16QAM时，如果设α为式（233），则有可能能得到能够使IQ平面中的16×16=256个信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

此外，作为与<条件#23>不同的条件，考虑以下的条件。

［数式257］

<条件#26>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y, x, y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

（x是N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1，y是N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1，x≠y)。

［数式258］

<条件#27>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x - π))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y - π))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y, x, y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

（x是N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1，y是N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1，x≠y）。

此时，通过满足<条件#21>且<条件#22>且<条件#26>且<条件#27>，能够使复平面中的s1彼此的接收恶劣点的距离变大、并且使s2彼此的接收恶劣点的距离变大，所以能够得到良好的数据的接收品质。

在本实施方式中，对用于时间周期2N的预编码跳跃方法的2N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］，但本实施方式由于以单载波传送方式时为例说明，所以对在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］的顺序排列的情况进行了说明，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为时间周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2N个不同的预编码矩阵也能够得到同样的效果，即并不需要一定使用2N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期2N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的2N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式11）

在本实施方式中，对将使用非酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法叙述。

在周期2N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期2N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式259］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(236)

设α>0，（不取决于i）是固定值。此外，设δ≠π弧度。

［数式260］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {α \times e}^{j θ (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix})

…式(237)

设α>0，（不取决于i）是固定值（设式（236）的α和式（237）的α是相同的值）。

此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，对于式（236），为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式261］

<条件#28>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y, x, y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

［数式262］

<条件#29>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，考虑附加以下的条件。

［数式263］

<条件#30>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，也可以代替式（237）而给出下式的预编码矩阵。

［数式264］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} {α \times e}^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α e^{j θ_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ - δ)} \end{matrix})

…式(238)

设α>0，（不取决于i）是固定值（设式（236）的α和式（238）的α是相同的值）。

作为例子，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#31>或<条件#32>。

［数式265］

＜条件#31＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式266］

＜条件32＞

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件31>中，意味着相位的差是2π/N弧度。此外，在<条件32>中，意味着相位的差是-2π/N弧度。

并且，当设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，且α>1，设δ=（3π）/4弧度时，将N=4时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图46（a）、图46（b）中。通过这样，能够使切换预编码矩阵的周期变大，并且在复平面中，s1的接收恶劣点的最小距离保持得较大，此外同样，能够将s2的接收恶劣点的最小距离也保持得较大，所以能够得到良好的接收品质。这里，以α>1，δ=（3π）/4弧度，N=4时为例进行了说明，但并不限定于此，如果是π/2弧度≦|δ|<π弧度，且α>0，且α≠1，也能够得到同样的效果。

此外，作为与<条件#30>不同的条件，考虑以下的条件。

［数式267］

<条件#33>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y, x, y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

［数式268］

<条件#34>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x - π))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y - π))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y, x, y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#28>且<条件#29>且<条件#33>且<条件#34>，能够使复平面中的s1彼此的接收恶劣点的距离变大，并且使s2彼此的接收恶劣点的距离变大，所以能够得到良好的数据的接收品质。

在本实施方式中，对用于时间周期2N的预编码跳跃方法的2N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］，但本实施方式由于以单载波传送方式时为例进行了说明，所以对在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］的顺序排列的情况说明，但并不一定限定于此，能够将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为时间周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2N个不同的预编码矩阵也能够得到同样的效果，即，并不需要使用2N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

（实施方式12）

在本实施方式中，对将使用非酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行叙述。

在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式269］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(239)

设α>0，（不取决于i）是固定值。此外，δ≠π弧度（不取决于而为固定值），设i=0，1，2，…，N-2，N-1。

此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，对于式（239），为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式270］

<条件#35>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式271］

<条件#36>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

作为例子，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#37>或<条件#38>。

［数式272］

<条件#37>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式273］

<条件#38>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

即，在<条件37>中，意味着相位的差是2π/N弧度。此外，在<条件38>中，意味着相位的差是-2π/N弧度。

此时，如果π/2弧度≦|δ|<π弧度，且α>0，且α≠1，则能够使复平面中的s1彼此的接收恶劣点的距离变大，并且使s2彼此的接收恶劣点的距离变大，所以能够得到良好的数据的接收品质。另外，<条件#37>、<条件#38>不是必定需要的条件。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，但本实施方式由于以单载波传送方式时为例进行了说明，所以对在时间轴（或，频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列的情况进行了说明，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为时间周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期2N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。此时，<条件#35><条件#36>能够置换为以下这样的条件（周期考虑为N）。

［数式274］

<条件#35’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . . N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式275］

<条件#36’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

（实施方式13）

在本实施方式中，对实施方式8的另一例进行说明。

［数式276］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(240)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

［数式277］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix})

…式(241)

设α>0，（不取决于i）是固定值（设式（240）的α和式（241）的α是相同的值）。

并且，将以式（240）及式（241）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式278］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix})

…式(242)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式279］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ + Y_{k})} & α \times e^{j θ_{21} (i + Y_{k})} \end{matrix})

…式(243)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。此外，既可以是Xk=Yk，也可以是Xk≠Yk。

于是，成为生成了F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵以周期2×N×M怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如当码元号码2×N×M×i时使用F［0］进行预编码，当码元号码2×N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，当码元号码2×N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2×N×M-2，2×N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（242）为下式这样。

［数式280］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i) + X_{k}} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + X_{k} + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix})

…式(244)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（243）为式（245）～式（247）的某个。

［数式281］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (245)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式282］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + Y_{k})} & α \times e^{j θ_{21} (i) + λ - δ + Y_{k}} \end{matrix}) - - - (246)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式283］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + λ {+ Y}_{k})} \\ e^{j (θ_{21} (i)} & α \times e^{j θ_{21} (i) + λ - δ} \end{matrix}) - - - (247)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

另外，如果着眼于接收恶劣点，则在式（242）到式（247）中，如果满足

［数式284］

<条件#39>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式285］

<条件#40>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式286］

<条件#41>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

的全部，则能够得到良好的数据的接收品质。另外，在实施方式8中，优选的是满足<条件#39>及<条件#40>。

此外，如果着眼于式（242）到式（247）的Xk，Yk，则如果满足

［数式287］

<条件#42>

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, . . ., M - 2, M - 1) \end{matrix}

（a是0，1，2，…，M-2，M-1，b是0，1，2，…，M-2，M-1，a≠b）。

其中，s是整数。

［数式288］

<条件#43>

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, . . ., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u是整数。

的两个条件，则能够满足良好的数据的接收品质。另外，在实施方式8中，优选的是满足<条件42>。

另外，在式（242）及式（247）中，在设0弧度≦δ<2π弧度时，当δ=π弧度时为酉矩阵，当δ≠π弧度时为非酉矩阵。在本方式中，π/2弧度≦|δ|<π弧度的非酉矩阵时是一个特征性的结构，能够得到良好的数据的接收品质。作为其他结构，也有酉矩阵的情况，但在实施方式10或实施方式16中详细地叙述了，在式（242）到式（247）中，如果使N为奇数，则能够得到良好的数据的接收品质的可能性变高。

（实施方式14）

在本实施方式中，对在规则地切换预编码矩阵的方式中、作为预编码矩阵而使用酉矩阵的情况和使用非酉矩阵的情况下的区分使用的例子进行说明。

例如，对使用2行2列的预编码矩阵（假设各要素由复数构成）的情况即对基于某个调制方式的两个调制信号（s1（t）及s2（t））实施预编码、将预编码后的两个信号从两个天线发送的情况进行说明。

在使用规则地切换预编码矩阵的方法传送数据的情况下，图3及图13的发送装置通过帧结构信号313，映射部306A、306B切换调制方式。此时，对调制方式的调制级数（调制级数：IQ平面中的调制方式的信号点的数量）与预编码矩阵的关系进行说明。

规则地切换预编码矩阵的方法的优点如在实施方式6中说明那样，是在LOS环境中能够得到良好的数据的接收品质，特别是，在接收装置实施了ML运算或基于ML运算的APP（或Max-log APP）的情况下，该效果较大。可是，ML运算随着调制方式的调制级数，给电路规模（运算规模）带来较大的影响。例如，在将预编码后的两个信号从两个天线发送、两个调制信号（基于预编码前的调制方式的信号）都使用相同的调制方式的情况下，在调制方式为QPSK的情况下，IQ平面中的候选信号点（图11的接收信号点1101）的数量为4×4=16个，在16QAM的情况下为16×16=256个，在64QAM的情况下为64×64=4096个，在256QAM的情况下为256×256=65536个，在1024QAM的情况下为1024×1024=1048576个，为了在某种程度的电路规模下抑制接收装置的运算规模，在调制方式为QPSK、16QAM、64QAM的情况下，在接收装置中使用ML运算（基于ML运算的（Max-log）APP），在256QAM、1024QAM的情况下使用采用MMSE、ZF那样的线性运算的检波（根据情况，在256QAM的情况下也可以使用ML运算）。

在设想了这样的接收装置的情况下，在考虑复用信号分离后的SNR（signal-to-noise power ratio）的情况下，在接收装置中使用MMSE、ZF那样的线性运算的情况下，作为预编码矩阵，酉矩阵较适合，在使用ML运算的情况下，作为预编码矩阵使用酉矩阵、非酉矩阵的哪种都可以。如果考虑上述某个实施方式的说明，则将预编码后的两个信号从两个天线发送，在假设两个调制信号（基于预编码前的调制方式的信号）都使用相同的调制方式的情况下，如果当调制方式的调制级数为64值以下（或256值以下）时，作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵，在比64值大（或比256值大）的情况下使用酉矩阵，则在通信系统支持的全部的调制方式中，在哪个调制方式的情况下都能够得到在使接收装置的电路规模变小的同时能得到良好的数据的接收品质的效果的可能性变高。

此外，有可能有在调制方式的调制级数为64值以下（或256值以下）的情况下也使用酉矩阵更好的情况。如果考虑这样的情况，则在支持调制方式的调制级数为64值以下（或256值以下）的多个调制方式的情况下，存在在支持的多个64值以下的调制方式的某个调制方式中作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵的情况是重要的。

在上述中，作为一例而对将预编码后的两个信号从两个天线发送的情况进行了说明，但并不限定于此，在将预编码后的N个信号从N个天线发送、N个调制信号（基于预编码前的调制方式的信号）都使用相同的调制方式的情况下，在调制方式的调制级数中设置β_N的阈值，如果在支持调制方式的调制级数为β_N以下的多个调制方式的情况下，存在在所支持的β_N以下的多个调制方式的某个调制方式中作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵的情况，在调制方式的调制级数比β_N大的调制方式的情况下使用酉矩阵，则在通信系统支持的全部的调制方式中，在哪个调制方式的情况下都能得到能够在使接收装置的电路规模变小的同时得到良好的数据的接收品质的效果的可能性变高（在调制方式的调制级数为β_N以下时，也可以作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而总是使用非酉矩阵）。

在上述中，以同时发送的N个调制信号的调制方式使用相同的调制方式的情况进行了说明，而以下，对在同时发送的N个调制信号中存在两种以上的调制方式的情况进行说明。

作为例子，对将预编码后的两个信号从两个天线发送的情况进行说明。当两个调制信号（基于预编码前的调制方式的信号）都是相同的调制方式或是不同的调制方式时，假设使用调制级数为2^a1值的调制方式和调制级数为2^a2值的调制方式。此时，在接收装置中使用ML运算（基于ML运算的（Max-log）APP）的情况下，IQ平面中的候选信号点（图11的接收信号点1101）的数量存在2^a1×2^a2=2^a1+a2的候选信号点。此时，如在上述中叙述那样，为了能够在使接收装置的电路规模变小的同时得到良好的数据的接收品质，优选的是对2^a1+a2设置2^β的阈值，当2^a1+a2≦2^β时作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵，在2^a1+a2>2^β情况下使用酉矩阵。

此外，有可能有在2^a1+a2≦2^β的情况下也使用酉矩阵更好的情况。如果考虑这样的情况，则在支持2^a1+a2≦2^β的多个调制方式的组合的情况下，存在在所支持的2^a1+a2≦2^β的多个调制方式的组合的某个调制方式的组合中，作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵的情况是重要的。

在上述中，作为一例，对将预编码后的两个信号从两个天线发送的情况进行了说明，但并不限定于此。例如，在存在N个调制信号（基于预编码前的调制方式的信号）都相同的调制方式、或不同的调制方式的情况时，将第i个调制信号的调制方式的调制级数设为2^ai（i=1，2，…，N-1，N）。

此时，在接收装置中使用ML运算（基于ML运算的（Max-log）APP）的情况下，IQ平面中的候选信号点（图11的接收信号点1101）的数量为存在2^a1×2^a2×…×2^ai×…×2^aN=2^{a1+a2+…+ai+…+aN}的候选信号点。此时，如在上述中叙述那样，为了能够在使接收装置的电路规模变小的同时得到良好的数据的接收品质，对2^a1+a2+…^+ai+…^+aN设置2^β的阈值，

［数式289］

<条件#44>

2^{a1+a2+…+ai+…+aN}＝2^Y≤2^β …式(248)

其中，

Y = Σ_{i = 1}^{N} ai

在支持满足<条件#44>的多个调制方式的组合的情况下，存在在所支持的满足<条件#44>的多个调制方式的组合的某个调制方式的组合中作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵的情况，

［数式290］

<条件#45>

2^{a1+a2+…+ai+…+aN}＝2^Y＞2^β …式(249)

其中，

Y = Σ_{i = 1}^{N} ai

在满足<条件#45>的全部调制方式的组合的情况下，如果使用酉矩阵，则在通信系统支持的全部的调制方式中，在哪个调制方式的组合的情况下都能够得到能在使接收装置的电路规模变小的同时得到良好的数据的接收品质的效果的可能性变高（也可以是，在支持的满足<条件#44>的多个调制方式的全部组合中，作为使用规则地切换预编码矩阵的方式时的预编码矩阵而使用非酉矩阵）。

（实施方式15）

在本实施方式中，对使用OFDM那样的多载波传送方式的、规则地切换预编码矩阵的方式的系统例进行说明。

图47表示在使用本实施方式的OFDM那样的多载波传送方式的、规则地切换预编码矩阵的方式的系统中、广播站（基站）发送的发送信号的时间—频率轴中的帧结构的一例（设为从时间$1到时间$T的帧结构）。图47（A）表示在实施方式1等中说明的流s1的时间—频率轴中的帧结构，图47（B）表示在实施方式1等中说明的流s2的时间—频率轴中的帧结构。流s1和流s2的相同时间、相同（子）载波的码元被使用多个天线以相同时间、相同频率发送。

在图47（A）、图47（B）中，假设在使用OFDM时使用的（子）载波通过由（子）载波a～（子）载波a+Na构成的载波群#A、由（子）载波b～（子）载波b+Nb构成的载波群#B、由（子）载波c～（子）载波c+Nc构成的载波群#C、由（子）载波d～（子）载波d+Nd构成的载波群#D，…进行分割。并且，假设在各子载波群中支持多个发送方法。这里，通过支持多个发送方法，能够有效地利用各发送方法具有的优点。例如，在图47（A）、图47（B）中，设载波群#A使用空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式，载波群#B使用规则地切换预编码矩阵的MIMO传送方式，载波群#C仅发送流s1，载波群#D使用空时块码发送。

图48表示在使用本实施方式的OFDM那样的多载波传送方式的、规则地切换预编码矩阵的方式的系统中，广播站（基站）发送的发送信号的时间—频率轴中的帧结构的一例，表示与图47不同的时间的时间$X到时间$X+T’的帧结构。图48与图47同样，假设在使用OFDM时使用的（子）载波通过由（子）载波a～（子）载波a+Na构成的载波群#A、由（子）载波b～（子）载波b+Nb构成的载波群#B、由（子）载波c～（子）载波c+Nc构成的载波群#C、由（子）载波d～（子）载波d+Nd构成的载波群#D，…进行分割。并且，图48与图47不同的点是，存在在图48中使用的通信方式与在图47中使用的通信方式不同的载波群。在图48中，在（A）和（B）中，设载波群#A使用空时块码发送，载波群#B使用规则地切换预编码矩阵的MIMO传送方式，载波群#C使用规则地切换预编码矩阵的MIMO传送方式，载波群#D仅发送流s1。

接着，对支持的发送方法进行说明。

图49表示使用空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵为固定的MIMO传送方式时的信号处理方法，赋予与图6同样的号码。作为遵循某个调制方式的基带信号的加权合成部600以流s1（t）（307A）及流s2（t）（307B）及关于加权方法的信息315为输入，将加权后的调制信号z1（t）（309A）及加权后的调制信号z2（t）（309B）输出。这里，在关于加权方法的信息315表示空间复用MIMO传送方式的情况下，进行图49的方式#1的信号处理。即，进行以下的处理。

［数式291］

(\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} e^{j 0} & 0 \\ 0 & e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix})

= (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix})

…式(250)

其中，在支持发送1个调制信号的方式的情况下，从发送功率的点看，式（250）也有如式（251）那样表示的情况。

［数式292］

(\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & 0 \\ 0 & e^{j 0} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix})

= \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} \frac{1}{\sqrt{2}} s 1 (t) \\ \frac{1}{\sqrt{2}} s 2 (t) \end{matrix})

…式(251)

并且，在关于加权方法的信息315表示预编码矩阵为固定的MIMO传送方式的情况下，例如进行图49的方式#2的信号处理。即，进行以下的处理。

［数式293］

(\begin{matrix} z 1 (t) \\ z 2 (t) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11}} & α \times e^{j (θ_{11} + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21}} & e^{j (θ_{21} + λ + δ)} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (t) \\ s 2 (t) \end{matrix})

…式(252)

这里，θ₁₁，θ₁₂，λ，δ为固定值。

图50表示使用空时块码时的调制信号的结构。图50的空时块编码部（5002）以基于某个调制信号的基带信号为输入。例如，空时块编码部（5002）以码元s1，码元s2，…为输入。于是，如图50那样进行空时块编码，z1（5003A）为，“作为码元#0是s1”“作为码元#1是-s2^*”“作为码元#2是s3”“作为码元#3是-s4^*”…，z2（5003B）为，“作为码元#0是s2”“作为码元#1是s1^*”“作为码元#2是s4”“作为码元#3是s3^*”…。此时，将z1中的码元#X，z2中的码元#X在相同时间通过相同频率从天线发送。

在图47、图48中，仅记载了传送数据的码元，但实际上需要将传送方式、调制方式、纠错方式等的信息传送。例如，如果如图51那样仅通过1个调制信号z1将这些信息定期地传送，则能够将这些信息向通信对象传送。此外，需要将传送路径的变动，即接收装置用于推测信道变动的码元（例如导频码元、参照码元、前同步码、在收发中已知的（PSK：Phase ShiftKeying：相移键控）码元）传送。在图47、图48中，将这些码元省略记述，但实际上在时间—频率轴的帧结构中包含用来推测信道变动的码元。因而，各载波群不是仅由用来传送数据的码元构成（关于这一点，在实施方式1中也是同样的）。

图52表示本实施方式的广播站（基站）的发送装置的结构的一例。发送方法决定部（5205）进行各载波群的载波数、调制方式、纠错方式、纠错码的编码率、发送方法等的决定，作为控制信号（5206）输出。

调制信号生成部#1（5201_1）以信息（5200_1）及控制信号（5206）为输入，基于控制信号（5206）的通信方式的信息，将图47、图48的载波群#A的调制信号z1（5202_1）及调制信号z2（5203_1）输出。

同样，调制信号生成部#2（5201_2）以信息（5200_2）及控制信号（5206）为输入，基于控制信号（5206）的通信方式的信息，将图47、图48的载波群#B的调制信号z1（5202_2）及调制信号z2（5203_2）输出。

同样，调制信号生成部#3（5201_3）以信息（5200_3）及控制信号（5206）为输入，基于控制信号（5206）的通信方式的信息，将图47、图48的载波群#C的调制信号z1（5202_3）及调制信号z2（5203_3）输出。

同样，调制信号生成部#4（5201_4）以信息（5200_4）及控制信号（5206）为输入，基于控制信号（5206）的通信方式的信息，将图47、图48的载波群#D的调制信号z1（5202_4）及调制信号z2（5203_4）输出。

以下，虽然没有图示，但从调制信号生成部#5到调制信号生成部#M-1为同样的。

并且同样，调制信号生成部#M（5201_M）以信息（5200_M）及控制信号（5206）为输入，基于控制信号（5206）的通信方式的信息，将某个载波群的调制信号z1（5202_M）及调制信号z2（5203_M）输出。

OFDM方式关联处理部（5207_1）以载波群#A的调制信号z1（5202_1）、载波群#B的调制信号z1（5202_2）、载波群#C的调制信号z1（5202_3）、载波群#D的调制信号z1（5202_4）、…、某个载波群的调制信号z1（5202_M）及控制信号（5206）为输入，实施排序、逆傅立叶变换、频率变换、放大等的处理，将发送信号（5208_1）输出，发送信号（5208_1）被从天线（5209_1）作为电波输出。

同样，OFDM方式关联处理部（5207_2）以载波群#A的调制信号z1（5203_1）、载波群#B的调制信号z2（5203_2）、载波群#C的调制信号z2（5203_3）、载波群#D的调制信号z2（5203_4）、…、某个载波群的调制信号z2（5203_M）及控制信号（5206）为输入，实施排序、逆傅立叶变换、频率变换、放大等的处理，将发送信号（5208_2）输出，发送信号（5208_2）被从天线（5209_2）作为电波输出。

图53表示图52的调制信号生成部#1～#M的结构的一例。纠错编码部（5302）以信息（5300）及控制信号（5301）为输入，按照控制信号（5301），设定纠错编码方式、纠错编码的编码率，进行纠错编码，将纠错编码后的数据（5303）输出（通过纠错编码方式、纠错编码的编码率的设定，例如有在使用LDPC码、Turbo码、卷积码等时根据编码率进行凿孔(puncture)、实现编码率的情况）。

交织部（5304）以纠错编码后的数据（5303）、控制信号（5301）为输入，按照包含在控制信号（5301）中的交织方法的信息进行纠错编码后的数据（5303）的排序，将交织后的数据（5305）输出。

映射部（5306_1）以交织后的数据（5305）及控制信号（5301）为输入，按照包含在控制信号（5301）中的调制方式的信息进行映射处理，输出基带信号（5307_1）。

同样，映射部（5306_2）以交织后的数据（5305）及控制信号（5301）为输入，按照包含在控制信号（5301）中的调制方式的信息进行映射处理，输出基带信号（5307_2）。

信号处理部（5308）以基带信号（5307_1）、基带信号（5307_2）及控制信号（5301）为输入，基于包含在控制信号（5301）中的传送方法（这里，例如是空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式）的信息进行信号处理，将信号处理后的信号z1（5309_1）及信号处理后的z2（5309_2）输出。另外，在选择了仅发送流s1的传送方式的情况下，信号处理部（5308）也有不将信号处理后的z2（5309_2）输出的情况。此外，在图53中，表示了纠错编码部为一个情况下的结构，但并不限定于此，例如如图3所示，也可以具备多个编码器。

图54表示图52中的OFDM方式关联处理部（5207_1及5207_2）的结构的一例，对于与图14同样动作的部分赋予相同的标号。排序部（5402A）以载波群#A的调制信号z1（5400_1）、载波群#B的调制信号z1（5400_2）、载波群#C的调制信号z1（5400_3）、载波群#D的调制信号z1（5400_4）、…、某个载波群的调制信号z1（5400_M）及控制信号（5403）为输入，进行排序，将排序后的信号1405A及1405B输出。另外，在图47、图48、图51中，以将载波群的分配通过集合后的子载波构成的例子进行了说明，但并不限定于此，也可以由按照每个时间而离散的子载波构成载波群。此外，在图47、图48、图51中，以载波群的载波数在时间中不变更的例子进行了说明，但并不限定于此。关于这一点，另外在后面说明。

图55表示如图47、图48、图51那样按照每个载波群设定传送方式的方式的时间—频率轴中的帧结构的详细的例子。在图55中，将控制信息码元用5500表示，将个别控制信息码元用5501表示，将数据码元用5502表示，将导频码元用5503表示。此外，图55（A）表示流s1的时间—频率轴中的帧结构，图55（B）表示流s2的时间—频率轴中的帧结构。

控制信息码元是用来传送载波群共用的控制信息的码元，由用于收发机进行频率、时间同步的码元、关于（子）载波的分配的信息等构成。并且，设控制控制码元在时刻$1仅被从流s1发送。

个别控制信息码元是用来传送子载波群各自的控制信息的码元，由数据码元的传送方式、调制方式、纠错编码方式、纠错编码的编码率、纠错码的块尺寸等的信息、导频码元的插入方法的信息、导频码元的发送功率的信息等构成。设个别控制信息码元在时刻$1仅被从流s1发送。

数据码元是用来传送数据（信息）的码元，如使用图47～图50说明那样，例如是空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式的某个传送方式的码元。另外，记载了在载波群#A，载波群#B，载波群#C，载波群#D中，在流s2中存在数据码元，但在使用仅发送流s1的传送方式的情况下，也有在流s2中不存在数据码元的情况。

导频码元是用于接收装置进行信道推测，即用于推测相当于式（36）的h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）的变动的码元（这里，由于使用OFDM方式那样的多载波传送方式，所以是指用来按照子载波推测相当于h₁₁（t），h₁₂（t），h₂₁（t），h₂₂（t）的变动的码元）。因而，导频码元例如使用PSK传送方式，构成为对收发机已知的模式。此外，接收装置也可以将导频码元用于频率偏移量的推测、相位失真推测、时间同步中。

图56表示用来接收图52的发送装置发送的调制信号的接收装置的结构的一例，对于与图7同样动作的部分赋予相同的标号。

在图56中，OFDM方式关联处理部（5600_X）以接收信号702_X为输入，进行规定的处理，将信号处理后的信号704_X输出。同样，OFDM方式关联处理部（5600_Y）以接收信号702_Y为输入，进行规定的处理，将信号处理后的信号704_Y输出。

图56的控制信息解码部709以信号处理后的信号704_X及信号处理后的信号704_Y为输入，提取图55中的控制信息码元及个别控制信息码元，得到由这些码元传送的控制信息，将包含该信息的控制信号710输出。

调制信号z1的信道变动推测部705_1以信号处理后的信号704_X及控制信号710为输入，进行该接收装置需要的载波群（希望的载波群）的信道推测，将信道推测信号706_1输出。

同样，调制信号z2的信道变动推测部705_2以信号处理后的信号704_X及控制信号710为输入，进行该接收装置需要的载波群（希望的载波群）的信道推测，将信道推测信号706_2输出。

同样，调制信号z1的信道变动推测部705_1以信号处理后的信号704_Y及控制信号710为输入，进行该接收装置需要的载波群（希望的载波群）的信道推测，将信道推测信号708_1输出。

同样，调制信号z2的信道变动推测部705_2以信号处理后的信号704_Y及控制信号710为输入，进行该接收装置需要的载波群（希望的载波群）的信道推测，将信道推测信号708_2输出。

并且，信号处理部711以信号706_1，706_2，708_1，708_2，704_X，704_Y及控制信号710为输入，基于控制信号710中包含的由希望的载波群传送的数据码元的传送方式、调制方式、纠错编码方式、纠错编码的编码率、纠错码的块尺寸等的信息，进行解调、解码的处理，将接收数据712输出。

图57表示图56的OFDM方式关联处理部（5600_X，5600_Y）的结构，频率变换部（5701）以接收信号（5700）为输入，进行频率变换，将频率变换后的信号（5702）输出。

傅立叶变换部（5703）以频率变换后的信号（5702）为输入，进行傅立叶变换，将傅立叶变换后的信号（5704）输出。

如以上这样，当使用OFDM方式那样的多载波传送方式时，分割为多个载波群，通过按照每个载波群设定传送方式，能够按照每个载波群设定接收品质及传送速度，所以能够得到能构建灵活的系统的效果。此时，通过使得能够选择在其他实施方式中叙述那样的规则地切换预编码矩阵的方法，能够得到对于LOS环境能得到较高的接收品质、并且能得到较高的传送速度的优点。另外，在本实施方式中，作为载波群能够设定的传送方式，举出了“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”，但并不限定于此，此时，作为空时码，说明了图50的方式，但并不限定于此，此外，使用固定的预编码矩阵的MIMO方式并不限于图49的方式#2，只要由固定的预编码矩阵构成就可以。此外，在本实施方式中，用设发送装置的天线数为2的情况进行了说明，但并不限定于此，在比2大的情况下，也只要能够按照载波群选择“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”的某个传送方式，就能够得到同样的效果。

图58表示与图47、图48、图51不同的载波群的分配方法。在图47、图48、图51、图55中，以将载波群的分配通过集合后的子载波构成的例子进行了说明，而在图58中，特征为将载波群的载波离散地配置。图58表示与图47、图48、图51、图55不同的时间—频率轴中的帧结构的一例，在图58中，表示载波1到载波H、时间$1到时间$K的帧结构，对于与图55同样的部分赋予相同的标号。在图58的数据码元中，记载为“A”的码元表示是载波群A的码元，记载为“B”的码元表示是载波群B的码元，记载为“C”的码元表示是载波群C的码元，记载为“D”的码元表示是载波群D的码元。这样，载波群在（子）载波方向上离散地配置也同样能够实施，此外，在时间轴方向上不需要总是使用相同的载波。通过进行这样的配置，能得到能够得到时间、频率分集增益的效果。

在图47、图48、图51、图58中，将控制信息码元、固有控制信息码元按照载波群配置在相同的时间，但也可以配置在不同的时间。此外，载波群使用的（子）载波数也可以随着时间而变更。

（实施方式16）

在本实施方式中，与实施方式10同样，对将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法，对设N为奇数的情况进行叙述。

［数式294］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(253)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

［数式295］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix})

…式(254)

设α>0，（不取决于i）是固定值（设式（253）的α和式（254）的α是相同的值）。

此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，对于式（253），为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式296］

<条件#46>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式297］

<条件#47>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，考虑附加以下的条件。

［数式298］

<条件#48>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{11} (y) = θ_{11} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

接着，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#49>或<条件#50>。

［数式299］

<条件#49>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

［数式300］

<条件#50>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

即，在<条件49>中，意味着相位的差是2π/N弧度。

此外，在<条件50>中，意味着相位的差是-2π/N弧度。

并且，当设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，并且α>1时，将N=3时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图60（a）、图60（b）中。根据图60（a）、图60（b）可知，在复平面中，将s1的接收恶劣点的最小距离保持得较大，此外同样，将s2的接收恶劣点的最小距离也保持得较大。并且，在α<1时也为同样的状态。此外，与实施方式10的图45相比，如果与实施方式9同样考虑，则N为奇数时与N为偶数时相比，在复平面中接收恶劣点间的距离变大的可能性更高。但是，在N为较小的值、例如N≦16以下的情况下，由于接收恶劣点的存在的个数较少，所以复平面中的接收恶劣点的最小距离能够确保某种程度的长度。因而，在N≦16的情况下，即使是偶数，也有可能存在能够确保数据的接收品质的情况。

因而，在基于式（253）、式（254）的规则地切换预编码矩阵的方式中，如果设N为奇数，则能够使数据的接收品质提高的可能性较高。另外，成为基于式（253）、式（254）生成F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵对于周期2N以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码2Ni时使用F［0］进行预编码，在码元号码2Ni+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码2N×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2N-2，2N-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。此外，当s1，s2的调制方式都为16QAM时，如果使α为式（233），则有可能能够得到使IQ平面中的16×16=256个信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

此外，作为与<条件#48>不同的条件，考虑以下的条件。

［数式301］

<条件#51>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y =, N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

［数式302］

<条件#52>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#46>且<条件#47>且<条件#51>且<条件#52>，能够使复平面中的s1彼此的接收恶劣点的距离变大、并且使s2彼此的接收恶劣点的距离变大，所以能够得到良好的数据的接收品质。

在本实施方式中，对用于时间周期2N的预编码跳跃方法的2N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2N个不同的预编码矩阵，准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］，而本实施方式由于以单载波传送方式时为例说明，所以对在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］的顺序排列的情况进行了说明，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为时间周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用2N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（设H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期2N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的2N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式17）

在本实施方式中，说明基于实施方式8的具体的将预编码权重规则地切换的方法的例子。

图6是与本实施方式的加权方法（预编码（Precoding）方法）关联的图，加权合成部600是将图3的加权合成部308A和308B的两者合并的加权合成部。如图6所示，流s1（t）及流s2（t）相当于图3的基带信号307A及307B，即，遵循QPSK、16QAM、64QAM等的调制方式的映射的基带信号为同相I、正交Q成分。

并且，如图6的帧结构那样，流s1（t）将码元号码u的信号表示为s1（u），将码元号码u+1的信号表示为s1（u+1），…。同样，流s2（t）将码元号码u的信号表示为s2（u），将码元号码u+1的信号表示为s2（u+1），…。并且，加权合成部600以图3中的基带信号307A（s1（t））及307B（s2（t））、关于加权信息的信息315为输入，实施遵循关于加权信息的信息315的加权方法，将图3的加权合成后的信号309A（z1（t））、309B（z2（t））输出。

此时，例如在使用实施方式6的例8的周期N=8的预编码矩阵切换方法的情况下，z1（t），z2（t）如以下这样表示。

在码元号码8i时（设i为0以上的整数）：

［数式303］

(\begin{matrix} z 1 (8 i) \\ z 2 (8 i) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i) \\ s 2 (8 i) \end{matrix}) - - - (255)

其中，j是虚数单位，k=0。

在码元号码8i+1时：

［数式304］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 1) \\ z 2 (8 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 1) \\ s 2 (8 i + 1) \end{matrix}) - - - (256)

其中，k=1。

在码元号码8i+2时：

［数式305］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 2) \\ z 2 (8 i + 2) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 2) \\ s 2 (8 i + 2) \end{matrix}) - - - (257)

其中，k=2。

在码元号码8i+3时：

［数式306］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 3) \\ z 2 (8 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 3) \\ s 2 (8 i + 3) \end{matrix}) - - - (258)

其中，k=3。

在码元号码8i+4时：

［数式307］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 4) \\ z 2 (8 i + 4) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 4) \\ s 2 (8 i + 4) \end{matrix}) - - - (259)

其中，k=4。

在码元号码8i+5时：

［数式308］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 5) \\ z 2 (8 i + 5) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{kπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 5) \\ s 2 (8 i + 5) \end{matrix}) - - - (260)

其中，k=5。

在码元号码8i+6时：

［数式309］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 6) \\ z 2 (8 i + 6) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{iπ}{4}} & e^{(\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 6) \\ s 2 (8 i + 6) \end{matrix}) - - - (261)

其中，k=6。

在码元号码8i+7时：

［数式310］

(\begin{matrix} z 1 (8 i + 7) \\ z 2 (8 i + 7) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{kπ}{4}} & e^{j (\frac{kπ}{4} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) (\begin{matrix} s 1 (8 i + 7) \\ s 2 (8 i + 7) \end{matrix}) - - - (262)

其中，k=7。

这里，记载为码元号码，但也可以将码元号码考虑为时刻（时间）。如在其他实施方式中说明那样，例如在式（262）中，时刻8i+7的z1（8i+7）和z2（8i+7）是相同时刻的信号，并且z1（8i+7）和z2（8i+7）由发送装置使用相同（共用的）频率发送。即，如果设时刻T的信号为s1（T），s2（T），z1（T），z2（T），则根据某个预编码矩阵s1（T）及s2（T）求出z1（T）及z2（T），z1（T）及z2（T）由发送装置使用相同（共用的）频率（在相同时刻（时间））发送。此外，在使用OFDM等的多载波传送方式的情况下，如果设相当于（子）载波L、时刻T下的s1，s2，z1，z2的信号为s1（T，L），s2（T，L），z1（T，L），z2（T，L），则根据某个预编码矩阵和s1（T，L）及s2（T，L），求出z1（T，L）及z2（T，L），z1（T，L）及z2（T，L）由发送装置使用相同（共用的）频率（在相同时刻（时间））发送。

此时，作为α的适当的值，有式（198）或式（200）。此外，在式（255）～式（262）中，也可以将α的值设定为分别不同的值。即，当提取了式（255）～式（262）中的两个式子时（设为式（X）和式（Y）），式（X）的α和式（Y）的α也可以是不同的值。

在本实施方式中，对基于上述所述的式（190）的预编码矩阵使周期变大的预编码切换方法进行叙述。

当设预编码切换矩阵的周期为8M时，将不同的预编码矩阵8M个如以下这样表示。

［数式311］

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{kπ}{4 M})} & e^{j (\frac{iπ}{4} + \frac{kπ}{4 M} + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) - - - (263)

此时，i=0，1，2，3，4，5，6，7，k=0，1，…，M-2，M-1。

例如，在设M=2时，如果设α<1，则k=0时的s1的接收恶劣点（○）及s2的接收恶劣点（□）如图42（a）那样表示。同样，k=1时的s1的接收恶劣点（○）及s2的接收恶劣点（□）如图42（b）那样表示。这样，如果以式（190）的预编码矩阵为基础，则接收恶劣点成为图42（a）那样，通过将对该式（190）的右边的矩阵的第2行的各要素乘以e^jX后的矩阵设为预编码矩阵（参照式（226）），使得接收恶劣点具有相对于图42（a）旋转后的接收恶劣点（参照图42（b））（其中，图42（a）和图42（b）的接收恶劣点不重叠。优选的是，即使这样乘以e^jX，接收恶劣点也不重叠。此外，也可以不是将对式（190）的右边的矩阵的第2行的各要素乘以e^jX、而是对式（190）的右边的矩阵的第1行的各要素乘以e^jX后的矩阵作为预编码矩阵）。此时，预编码矩阵F［0］～F［15］用下式表示。

［数式312］

F [8 \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{iπ}{4} + Xk)} & e^{j (\frac{iπ}{4} + Xk + \frac{7 π}{8})} \end{matrix}) - - - (264)

其中，i=0，1，2，3，4，5，6，7，k=0，1。

于是，当M=2时，生成了F［0］～F［15］的预编码矩阵（F［0］～F［15］的预编码矩阵以怎样的顺序排列都可以。此外，F［0］～F［15］的矩阵也可以是分别不同的矩阵）。并且，例如在码元号码16i时使用F［0］进行预编码，在码元号码16i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码16i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，14，15）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

［数式313］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (265)

此时，由于周期是N，所以为i=0，1，2，…，N-2，N-1。并且，将以式（265）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式314］

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (266)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

于是，生成了F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵在周期N×M以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码N×M×i时使用F［0］进行预编码，在码元号码N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N×M-2，N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，设周期N×M的预编码矩阵为式（266）那样，但如上述那样，也可以使周期N×M的预编码矩阵为下式这样。

［数式315］

F [N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (i) + X_{k})} & α \times e^{(θ_{11} (i) + X_{k} + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (267)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

另外，在式（265）及式（266）中，在设为0弧度≦δ<2π弧度时，当δ=π弧度时为酉矩阵，当δ≠π弧度时为非酉矩阵。在本方式中，π/2弧度≦|δ|<π弧度的非酉矩阵时是特征性的结构（关于δ的条件，在其他实施方式时也同样），能够得到良好的数据的接收品质，但也可以是酉矩阵。

另外，在本实施方式中，作为将λ作为固定值处置的情况下的预编码矩阵的一例，举设定为λ=0弧度的情况为例进行了说明，但如果考虑调制方式的映射，则也可以固定地设为λ=π/2弧度，λ=π弧度，λ=（3π）/2弧度的某个值（例如，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵中，设λ=π弧度）。由此，与设定为λ=0弧度的情况同样，能够实现电路规模的削减。

（实施方式18）

在本实施方式中，对将基于实施方式9的使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行叙述。

将如在实施方式8中叙述那样、在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中以式（82）～式（85）为参考的、为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式316］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (268)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）。在本实施方式中，由于处置酉矩阵，所以式（268）的预编码矩阵可以用下式表示。

［数式317］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (269)

［数式318］

<条件#53>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式319］

<条件#54>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，给出<条件55>或<条件56>。

［数式320］

<条件#55>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式321］

<条件#56>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

此时，在考虑通过由接收恶劣点和原点形成的线段、和在Real的轴中Real≧0的半直线形成的相位（参照图43（a））的情况下，对于α>1、α<1哪种情况，都在N=4时，必定发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况（参照图43的4301、4302、以及图44的4401、4402）。此时，在复平面中，接收恶劣点间的距离变小。另一方面，当N=3时，不发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况。

因为以上，如果考虑在周期N为偶数时必定发生关于s1的接收恶劣点的上述相位与关于s2的接收恶劣点的上述相位成为相同的值的情况，则周期N为奇数时与周期N为偶数时相比，在复平面中接收恶劣点间的距离变大的可能性较高。但是，在周期N为较小的值、例如N≦16以下的情况下，复平面中的接收恶劣点的最小距离由于接收恶劣点存在的个数较少，所以能够确保某种程度的长度。因而，在N≦16的情况下，有可能存在即使是偶数也能够确保数据的接收品质的情况。

因而，在基于式（269）的规则地切换预编码矩阵的方式中，如果周期N为奇数，则能够使数据的接收品质提高的可能性较高。另外，基于式（269）生成了F［0］～F［N-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N-1］的预编码矩阵对于周期N以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码Ni时使用F［0］进行预编码，在码元号码Ni+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码N×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N-2，N-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。此外，当s1、s2的调制方式都为16QAM时，如果使α为

［数式322］

α = \frac{\sqrt{2 + 4}}{\sqrt{2 + 2}} - - - (270)

则有可能能够得到使IQ平面中的16×16=256个信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

图94表示同相I-正交Q平面中的16QAM的信号点配置的例子。图94的信号点9400如果设发送的比特（输入比特）为b0～b3，是（b0，b1，b2，b3）=（1，0，0，0）（该值是在图94中记载的值）时的信号点，同相I-正交Q平面中的坐标是（-3×g，3×g），关于信号点9400以外的信号点，发送的比特与信号点的关系及信号点的同相I-正交Q平面中的坐标也能够从图94读取。

图95表示同相I-正交Q平面中的QPSK的信号点配置的例子。图95的信号点9500如果设发送的比特（输入比特）为b0，b1，则是（b0，b1）=（1，0）（该值是在图95中记载的值）时的信号点，同相I-正交Q平面中的坐标是（-1×h，1×h），关于信号点9500以外的信号点，发送的比特与信号点的关系及信号点的同相I-正交Q平面中的坐标也能够从图95读取。

此外，当使s1的调制方式为QPSK调制，使s2的调制方式为16QAM时，如果设α为

［数式323］

α = \frac{\sqrt{2} + 3 + \sqrt{5}}{\sqrt{2} + 3 - \sqrt{5}} - - - (271)

则有可能能够得到使IQ平面中的候选信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

另外，16QAM的I-Q平面中的信号点配置为图94那样，QPSK的I-Q平面中的信号点配置为图95那样。并且，如果设图94的g为

［数式324］

g = \frac{z}{\sqrt{10}} - - - (272)

则图94的h为

［数式325］

h = \frac{z}{\sqrt{2}} - - - (273)

作为基于为了周期N准备的式（269）的预编码矩阵的例子，当设N=5时，可以考虑以下这样的矩阵。

［数式326］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (274)

［数式327］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (275)

［数式328］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (276)

［数式329］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (277)

［数式330］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (278)

这样，为了使发送装置的由上述预编码带来的运算规模变小，在式（269）中，优选的是设定为θ₁₁（i）=0弧度，λ=0弧度。但是，λ在式（269）中，根据i既可以设为不同的值，也可以是相同的值。即，在式（269）中，F［i=x］中的λ和F［i=y］中的λ（x≠y）既可以是相同的值，也可以是不同的值。

作为α的设定值，在上述中叙述的设定值为一个有效果的值，但并不限定于此，例如，也可以如在实施方式17中叙述那样，按照矩阵F［i］的i的每个值而设定α（即，F［i］中的α不需要对于i总是设为一定值）。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，在单载波传送方式时的时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对于频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。此时，<条件#55><条件#56>可以置换为以下这样的条件（考虑周期为N）。

［数式331］

<条件#55’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . . N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式332］

<条件#56’>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

另外，在本实施方式中，作为将λ作为固定值处置的情况下的预编码矩阵的一例，举设定为λ=0弧度的情况为例进行了说明，但如果考虑调制方式的映射，则也可以固定地设定为λ=π/2弧度，λ=π弧度，λ=（3π）/2弧度的某个值（例如，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵中，设λ=π弧度）。由此，与设定为λ=0弧度的情况同样，能够实现电路规模的削减。

（实施方式19）

在本实施方式中，对基于实施方式10的将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行叙述。

［数式333］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{(θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (279)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

［数式334］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (280)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

（设式（279）的α和式（280）的α是相同的值）。

（也可以是α<0）。

此时，根据实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6，为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式335］

<条件#57>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2 \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式336］

<条件#58>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2 \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，考虑附加以下的条件。

［数式337］

<条件#59>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2 \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2 \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

接着，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#60>或<条件#61>。

［数式338］

<条件#60>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} - (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

［数式339］

<条件#61>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} - (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

并且，在设θ₁₁（0）-θ₂₁（0）=0弧度，且α>1时，将N=4时的s1的接收恶劣点和s2的接收恶劣点的复平面上的配置表示在图43（a）、图43（b）中。根据图43（a）、图43（b）可知，在复平面中，s1的接收恶劣点的最小距离被保持得较大，此外同样，s2的接收恶劣点的最小距离也被保持得较大。并且，在α<1时也为同样的状态。此外，如果与实施方式9同样考虑，则周期N为奇数时与周期N为偶数时相比，在复平面中接收恶劣点间的距离变大的可能性较高。但是，在周期N为较小的值、例如N≦16以下的情况下，复平面中的接收恶劣点的最小距离由于接收恶劣点存在的个数较少，所以能够确保某种程度的长度。因而，在N≦16的情况下，有可能存在即使是偶数也能够确保数据的接收品质的情况。

因而，在基于式（279）、式（280）的规则地切换预编码矩阵的方式中，如果设N为奇数，则能够使数据的接收品质提高的可能性较高。另外，基于式（279）、式（280）生成了F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2N-1］的预编码矩阵对于周期2N以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码2Ni时使用F［0］进行预编码，在码元号码2Ni+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码2N×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2N-2，2N-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。此外，当s1，s2的调制方式都为16QAM时，如果使α为式（270），则有可能能够得到使IQ平面中的16×16=256个信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。

并且，当使s1的调制方式为QPSK调制，使s2的调制方式为16QAM时，如果使α为式（271），则有可能能够得到使IQ平面中的候选信号点间的最小距离在某个特定的LOS环境中变大的效果。另外，16QAM的I-Q平面中的信号点配置为图60那样，QPSK的I-Q平面中的信号点配置为图94那样。并且，图60的g如果为式（272），则图94的h为式（273）。

此外，作为与<条件#59>不同的条件，考虑以下的条件。

［数式340］

<条件#62>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

［数式341］

<条件#63>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2,2 N - 1) \end{matrix}

此时，通过满足<条件#57>且<条件#58>且<条件#62>且<条件#63>，能够使复平面中的s1彼此的接收恶劣点的距离变大，并且使s2彼此的接收恶劣点的距离变大，所以能够得到良好的数据的接收品质。

作为基于为了周期2N准备的式（279）、式（280）的预编码矩阵的例子，当设N=15时，可以考虑以下这样的矩阵。

［数式342］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (281)

［数式343］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (282)

［数式344］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (283)

［数式345］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (284)

［数式346］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (285)

［数式347］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (286)

［数式348］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (287)

［数式349］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (288)

［数式350］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (289)

［数式351］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (290)

［数式352］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (291)

［数式353］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (292)

［数式354］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (293)

［数式355］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (294)

［数式356］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (295)

［数式357］

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (296)

［数式358］

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (297)

［数式359］

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (298)

［数式360］

F [i = 18] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (299)

［数式361］

F [i = 19] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (300)

［数式362］

F [i = 20] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (301)

［数式363］

F [i = 21] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (302)

［数式364］

F [i = 22] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (303)

［数式365］

F [i = 23] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (304)

［数式366］

F [i = 24] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (305)

［数式367］

F [i = 25] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (306)

［数式368］

F [i = 26] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (307)

［数式369］

F [i = 27] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{24}{15} π} & e^{j (\frac{24}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (308)

［数式370］

F [i = 28] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (309)

［数式371］

F [i = 29] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (310)

这样，为了使发送装置的由上述预编码带来的运算规模变小，优选的是在式（279）中设定为θ₁₁（i）=0弧度，λ=0弧度，在式（280）中设定为θ₂₁（i）=0弧度，λ=0弧度。

其中，λ在式（279）、式（280）中，既可以为根据i而不同的值，也可以是相同的值。即，在式（279）、式（280）中，F［i=x］中的λ和F［i=y］中的λ（x≠y）既可以是相同的值也可以是不同的值。此外，作为别的方法，也可以在式（279）中使λ为固定的值，在式（280）中使λ为固定的值，并且使式（279）中的固定的λ的值与式（280）中的固定的λ的值为不同的值（作为别的方法，也可以是设为式（279）中的固定的λ的值和式（280）中的固定的λ的值的方法）。

作为α的设定值，在上述中叙述的设定值为一个有效果的值，但并不限定于此，例如，也可以如在实施方式17中叙述那样，也可以按照矩阵F［i］的i的每个值而设定α（即，F［i］中的α不需要对于i总是设为一定值）。

在本实施方式中，对用于时间周期2N的预编码跳跃方法的2N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对于频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用2N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

（实施方式20）

在本实施方式中，对基于实施方式13的将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行叙述。

［数式372］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (311)

设α>0，（不取决于i）是固定值。

［数式373］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (312)

设α>0，（不取决于i）是固定值。（也可以是α<0）。

并且，将以式（311）及式（312）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式374］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{21} (i) + X_{k})} & e^{j (θ_{21} (i) + X_{k} + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (313)

此时，k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式375］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ + Y_{k})} & α \times e^{j θ_{21} (i + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (314)

于是，生成了F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵在周期2×N×M中以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码2×N×M×i时使用F［0］进行预编码，在码元号码2×N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码2×N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2×N×M-2，2×N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（313）为下式那样。

［数式376］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} & e^{j θ_{11} (i)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ + Y_{k})} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (315)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（314）为式（316）～式（318）的某个。

［数式377］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} \\ e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} & α \times e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (316)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式378］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j (θ_{21} (i) + Y_{k})} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ - δ + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (317)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式379］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j (θ_{11} (i) + Y_{k})} & e^{j (θ_{11} (i) + λ + Y_{k})} \\ e^{j θ_{21} (i)} & α \times e^{j (θ_{21} (i) + λ - δ)} \end{matrix}) - - - (318)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

另外，如果着眼于接收恶劣点，则在式（313）到式（318）中，如果满足

［数式380］

<条件#64>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式381］

<条件#65>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - δ)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - δ)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式382］

<条件#66>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

此外，如果着眼于式（313）到式（318）的Xk，Yk，则如果满足

［数式383］

<条件#67>

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，s是整数。

［数式384］

<条件#68>

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u是整数。

的两个条件，则能够得到良好的数据的接收品质。另外，在实施方式8中，优选的是满足<条件42>。

另外，在式（313）及式（318）中，在设0弧度≦δ<2π弧度时，当δ=π弧度时为酉矩阵，当δ≠π弧度时为非酉矩阵。在本方式中，π/2弧度≦|δ|<π弧度的非酉矩阵时是特征性的结构，能够得到良好的数据的接收品质，但也可以是酉矩阵。

接着，举出本实施方式的预编码方法中的预编码矩阵的例子。作为周期2×N×M的以式（313）～式（318）为基础的预编码矩阵的例子，以下记载设N=5，M=2时的矩阵。

［数式385］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (319)

［数式386］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{2}{5} π)} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (320)

［数式387］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{4}{5} π)} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (321)

［数式388］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{6}{5} π)} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (322)

［数式389］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{8}{5} π)} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \end{matrix}) - - - (323)

［数式390］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \end{matrix}) - - - (324)

［数式391］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \end{matrix}) - - - (325)

［数式392］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \end{matrix}) - - - (326)

［数式393］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \end{matrix}) - - - (327)

［数式394］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \\ e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \end{matrix}) - - - (328)

［数式395］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (0 + π)} & e^{j (π + π)} \end{matrix}) - - - (329)

［数式396］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{2}{5} π + π)} & e^{j (\frac{2}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (330)

［数式397］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{4}{5} π + π)} & e^{j (\frac{4}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (331)

［数式398］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{6}{5} π + π)} & e^{j (\frac{6}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (332)

［数式399］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j (\frac{8}{5} π + π)} & e^{j (\frac{8}{5} π + π + π)} \end{matrix}) - - - (333)

［数式400］

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j (0 + π)} & {α \times e}^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (334)

［数式401］

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{5} π} & e^{j (\frac{2}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & {α \times e}^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (335)

［数式402］

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{5} π} & e^{j (\frac{4}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & {α \times e}^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (336)

［数式403］

F [i = 18] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{5} π} & e^{j (\frac{6}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & {α \times e}^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (337)

［数式404］

F [i = 19] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{5} π} & e^{j (\frac{8}{5} π + π)} \\ e^{j (0 + π)} & {α \times e}^{j (0 + π)} \end{matrix}) - - - (338)

这样，在上述例子中，为了使发送装置的由上述预编码带来的运算规模变小，在式（313）中，设定为λ=0弧度，δ=π弧度，X1=0弧度，X2=π弧度，在式（314）中，设定为λ=0弧度，δ=π弧度，Y1=0弧度，Y2=π弧度。但是，λ在式（313）、式（314）中，既可以为根据i而不同的值，也可以是相同的值。即，在式（313）、式（314）中，F［i=x］中的λ和F［i=y］中的λ（x≠y）既可以是相同的值，也可以是不同的值。此外，作为别的方法，也可以是，在式（313）中使λ为固定的值，在式（314）中使λ为固定的值，并且使式（313）中的固定的λ的值和式（314）中的固定的λ的值为不同的值（作为别的方法，也可以是设为式（313）中的固定的λ的值和式（314）中的固定的λ的值的方法）。

作为α的设定值，在实施方式18中叙述的设定值为一个有效果的值，但并不限定于此，例如也可以如在实施方式17中叙述那样，按照矩阵F［i］的i的每个值设定α（即，F［i］中的α不需要对于i总设为一定值）。

（实施方式21）

在本实施方式中，表示在实施方式18中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子。

作为基于为了周期N而准备的式（269）的预编码矩阵的例子，当设N=9时，可以考虑以下这样的矩阵。

［数式405］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (339)

［数式406］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (340)

［数式407］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (341)

［数式408］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (342)

［数式409］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (343)

［数式410］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (344)

［数式411］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (345)

［数式412］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (346)

［数式413］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (347)

此外，在上式中，有特别优选的是将α设定为1的情况。此时，式（339）～式（347）可以如以下这样表示。

［数式414］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (348)

［数式415］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (349)

［数式416］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (350)

［数式417］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (351)

［数式418］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (352)

［数式419］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (353)

［数式420］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (354)

［数式421］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (355)

［数式422］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (356)

作为别的例子，作为基于为了周期N而准备的式（269）的预编码矩阵的例子，当设N=15时，可以考虑以下这样的矩阵。

［数式423］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (357)

［数式424］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (358)

［数式425］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (359)

［数式426］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (360)

［数式427］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (361)

［数式428］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (362)

［数式429］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (363)

［数式430］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (364)

［数式431］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (365)

［数式432］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (366)

［数式433］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (367)

［数式434］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (368)

［数式435］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{24}{9} π} & e^{j (\frac{24}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (369)

［数式436］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (370)

［数式437］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & {α \times e}^{j 0} \\ {α \times e}^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (371)

此外，在上式中，有特别优选的是将α设定为1的情况。此时，式（357）～式（371）可以如以下这样表示。

［数式438］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (372)

［数式439］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{2}{15} π} & e^{j (\frac{2}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (373)

［数式440］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{4}{15} π} & e^{j (\frac{4}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (374)

［数式441］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{6}{15} π} & e^{j (\frac{6}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (375)

［数式442］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{8}{15} π} & e^{j (\frac{8}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (376)

［数式443］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{10}{15} π} & e^{j (\frac{10}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (377)

［数式444］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{12}{15} π} & e^{j (\frac{12}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (378)

［数式445］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{14}{15} π} & e^{j (\frac{14}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (379)

［数式446］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{16}{15} π} & e^{j (\frac{16}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (380)

［数式447］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{18}{15} π} & e^{j (\frac{18}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (381)

［数式448］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{20}{15} π} & e^{j (\frac{20}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (382)

［数式449］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{22}{15} π} & e^{j (\frac{22}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (383)

［数式450］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{24}{9} π} & e^{j (\frac{24}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (384)

［数式451］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{26}{15} π} & e^{j (\frac{26}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (385)

［数式452］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j \frac{28}{15} π} & e^{j (\frac{28}{15} π + π)} \end{matrix}) - - - (386)

作为α的设定值，这里作为一例而设定为1，但并不限定于此。作为α的设定值的一个应用例，对于发送的数据，如在图3等中表示那样，通过编码部进行纠错编码。也可以通过在纠错编码中使用的纠错码的编码率将α的值变更。例如，可以考虑在编码率1/2时将α设定为1、在使编码率为2/3时将α设为1以外、例如α>1（或α<1）的方法。通过这样，在接收装置中，有可能在哪个编码率中都能够得到良好的数据的接收品质（也有即使将α固定也能够得到良好的数据的接收品质的情况）。

作为别的例子，如在实施方式17中叙述那样，也可以按照矩阵F［i］的i的每个值设定α（即，F［i］中的α不需要对于i总为一定值）。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对于频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

（实施方式22）

在本实施方式中，表示在实施方式19中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子。

作为基于为了周期2N准备的式（279）、式（280）的预编码矩阵的例子，当设N=9时，可以考虑以下这样的矩阵。

［数式453］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (387)

［数式454］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (388)

［数式455］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (389)

［数式456］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (390)

［数式457］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (391)

［数式458］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (392)

［数式459］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (393)

［数式460］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (394)

［数式461］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (395)

［数式462］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (396)

［数式463］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (397)

［数式464］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (398)

［数式465］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (399)

［数式466］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (400)

［数式467］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (401)

［数式468］

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (402)

［数式469］

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (403)

［数式470］

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (404)

此外，在上式中，有特别优选的是将α设定为1的情况。此时，式（387）～式（404）可以如以下这样表示。

［数式471］

F [i = 0] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (405)

［数式472］

F [i = 1] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (406)

［数式473］

F [i = 2] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (407)

［数式474］

F [i = 3] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (408)

［数式475］

F [i = 4] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (409)

［数式476］

F [i = 5] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (410)

［数式477］

F [i = 6] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (411)

［数式478］

F [i = 7] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (412)

［数式479］

F [i = 8] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \end{matrix}) - - - (413)

［数式480］

F [i = 9] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (414)

［数式481］

F [i = 10] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{2}{9} π} & e^{j (\frac{2}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (415)

［数式482］

F [i = 11] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{4}{9} π} & e^{j (\frac{4}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (416)

［数式483］

F [i = 12] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{6}{9} π} & e^{j (\frac{6}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (417)

［数式484］

F [i = 13] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{8}{9} π} & e^{j (\frac{8}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (418)

［数式485］

F [i = 14] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{10}{9} π} & e^{j (\frac{10}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (419)

［数式486］

F [i = 15] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{12}{9} π} & e^{j (\frac{12}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (420)

［数式487］

F [i = 16] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{14}{9} π} & e^{j (\frac{14}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (421)

［数式488］

F [i = 17] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} α \times e^{j \frac{16}{9} π} & e^{j (\frac{16}{9} π + π)} \\ e^{j 0} & α \times e^{j 0} \end{matrix}) - - - (422)

此外，对于实施方式19的式（281）～式（310）的例子，优选的是将α设定为1。作为别的α的设定值，在上述中叙述的设定值为一个有效果的值，但并不限定于此，例如，也可以如在实施方式17中叙述那样，按照矩阵F［i］的i的每个值设定α。（即，F［i］中的α不需要对于i总为一定值）。

（实施方式23）

在实施方式9中，对将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行了说明，而在本实施方式中，对将使用与实施方式9不同的矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行说明。

首先，作为预编码矩阵，将作为基础的预编码矩阵F用下式表示。

［数式489］

F = (\begin{matrix} A \times e^{j μ_{11}} & B \times e^{j μ_{12}} \\ C \times e^{j μ_{21}} & 0 \end{matrix}) - - - (423)

在式（423）中，A，B，C是实数，此外，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁是实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式490］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (424)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，B，C不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁不取决于i而是固定值。并且，在将由式（424）的形式表示的矩阵作为预编码矩阵处置的情况下，在其他实施方式中说明的接收恶劣点，由于在预编码矩阵的要素的一个中存在“0”，所以具有能够变少的优点。

此外，作为与式（423）不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

［数式491］

F = (\begin{matrix} A \times e^{j μ_{11}} & B \times e^{j μ_{12}} \\ 0 & D \times e^{j μ_{22}} \end{matrix}) - - - (425)

在式（425）中，设A，B，D是实数，此外，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式492］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (426)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，B，D不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，在将用式（426）的形式表示的矩阵作为预编码矩阵处置的情况下，在其他实施方式中说明的接收恶劣点，由于在预编码矩阵的要素的一个中存在“0”，所以具有能够变少的优点。

此外，作为与式（423）、式（425）不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

［数式493］

F = (\begin{matrix} A \times e^{j μ_{11}} & 0 \\ C \times e^{j μ_{21}} & D \times e^{j μ_{22}} \end{matrix}) - - - (427)

在式（427）中，设A，C，D是实数，此外，μ₁₁，μ₂₁，μ₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式494］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (428)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，C，D不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₂₁，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，在将由式（428）的形式表示的矩阵作为预编码矩阵处置的情况下，在其他实施方式中说明的接收恶劣点由于在预编码矩阵的要素的一个中存在“0”，所以具有能够变少的优点。

此外，作为与式（423）、式（425）、式（427）不同的作为基础的预编码矩阵，给出下式。

［数式495］

F = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j μ_{12}} \\ C \times e^{j μ_{21}} & D \times e^{j μ_{22}} \end{matrix}) - - - (429)

在式（429）中，设B，C，D是实数，此外，μ₁₂，μ₂₁，μ₂₂是实数，单位用弧度表示。并且，在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式496］

F [i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (430)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，B，C，D不取决于i而是固定值，μ₁₂，μ₂₁，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，在将由式（430）的形式表示的矩阵作为预编码矩阵处置的情况下，在其他实施方式中说明的接收恶劣点由于在预编码矩阵的要素的一个中存在“0”，所以具有能够变少的优点。此时，只要与实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6同样考虑就可以，所以为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式497］

<条件#69>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式498］

<条件#70>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面相对于相位配置为均匀分布，给出<条件71>或<条件72>。

［数式499］

<条件#71>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

［数式500］

<条件#72>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2) \end{matrix}

这样，接收装置也特别在LOS环境中能够有效避免接收恶劣点，所以能够得到数据的接收品质改善的效果。

另外，作为在上述中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子，有将θ₁₁（i）如0弧度那样固定（不取决于i而设为一定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值）、θ₁₁（i）及θ₂₁（i）满足在上述中说明的条件的方法。此外，有不是将θ₁₁（i）设为固定值、而是将θ₂₁（i）如0弧度那样固定（不取决于i而设为一定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值）、θ₁₁（i）及θ₂₁（i）满足在上述中说明的条件的方法。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对于频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个不同的预编码矩阵，也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。此时，<条件#69><条件#70>可以置换为以下这样的条件（考虑周期为N）。

［数式501］

<条件#73>

e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1)

［数式502］

<条件#74>

e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x) - π)} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y) - π)} for &Exists; x, &Exists; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1)

（实施方式24）

在实施方式10中，对将使用酉矩阵的预编码矩阵规则地切换的方法进行了说明，而在本实施方式中，对将使用与实施方式10不同的矩阵的将预编码矩阵规则地切换的方法进行说明。

［数式503］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (431)

此时，设A，B，C是实数，此外，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁是实数，单位用弧度表示。此外，A，B，C不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁不取决于i而是固定值。

［数式504］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (ν_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (ν_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (ν_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (432)

此时，设α，β，δ是实数，此外，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，α，β，δ不取决于i而是固定值，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂不取决于i而是固定值。

将与式（431）、式（432）不同的为了周期2N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式505］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (433)

［数式506］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (ν_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (ν_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (ν_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (434)

此时，设β，γ，δ是实数，此外，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂实数，单位用弧度表示。此外，β，γ，δ不取决于i而是固定值，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂不取决于i而是固定值。

将与它们不同的为了周期2N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式507］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (435)

此时，设A，C，D是实数，此外，μ₁₁，μ₂₁，μ₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，A，C，D不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₂₁，μ₂₂不取决于i而是固定值。

［数式508］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (ν_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (ν_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (ν_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (436)

将与它们不同的为了周期2N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式509］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (437)

［数式510］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (ν_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (ν_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (ν_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (438)

此时，设β，γ，δ是实数，此外，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，β，γ，δ不取决于i而是固定值，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂不取决于i而是固定值。

此时，如果与实施方式3的（数式106）的条件5及（数式107）的条件6同样考虑，则为了得到良好的数据的接收品质，以下的条件是重要的。

［数式511］

<条件#75>

e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1)

［数式512］

<条件#76>

e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2,2 N - 1)

接着，如在实施方式6中说明那样，为了将接收恶劣点在复平面相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#77>或<条件#78>。

［数式513］

<条件#77>

\frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2)

［数式514］

<条件#78>

\frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2)

同样，为了将接收恶劣点在复平面相对于相位配置为均匀分布，给出<条件#79>或<条件#80>。

［数式515］

<条件#79>

\frac{e^{j (ψ_{11} (x + 1) - ψ_{21} (x + 1))}}{e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{2 π}{N})} for &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2)

［数式516］

<条件#80>

\frac{e^{j (ψ_{11} (x + 1) - ψ_{21} (x + 1))}}{e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{2 π}{N})} for &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2)

通过如以上这样，在其他实施方式中说明的接收恶劣点由于在预编码矩阵的要素的一个中存在“0”，所以具有能够变少的优点，此外，接收装置特别在LOS环境中能够有效地避免接收恶劣点，所以能够得到数据的接收品质改善的效果。

同样，有将Ψ₁₁（i）如0弧度那样固定（不取决于i而设为一定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值）、Ψ₁₁（i）及Ψ₂₁（i）满足在上述中说明的条件的方法。此外，有不是将Ψ₁₁（i）设为固定值、而将Ψ₂₁（i）如0弧度那样固定（不取决于i而设为一定值。此时，也可以设定为0弧度以外的值）、Ψ₁₁（i）及Ψ₂₁（i）满足在上述中说明的条件的方法。

在本实施方式中，对用于时间周期2N的预编码跳跃方法的2N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将在本实施方式中生成的2N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2N-2］，F［2N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对于频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期2N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2N个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用2N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

（实施方式25）

在本实施方式中，说明对实施方式23的预编码矩阵应用实施方式17、使关于预编码矩阵的切换的周期变大的方法。

根据实施方式23，在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式517］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (439)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，B，C不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁不取决于i而是固定值。并且，将以式（439）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式518］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (440)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。于是，生成了F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵在周期N×M中以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码N×M×i时使用F［0］进行预编码，在码元号码N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N×M-2，N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，使周期N×M的预编码矩阵为式（440）那样，但也可以如上述那样，使周期N×M的预编码矩阵为下式那样。

［数式519］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (441)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

根据实施方式23，用于与上述不同的周期N的规则地切换预编码矩阵的方法的、为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式520］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (442)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，B，D不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（441）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式521］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (443)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

于是，生成了F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［N×M-1］的预编码矩阵在周期N×M中以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码N×M×i时使用F［0］进行预编码，在码元号码N×M×i+1时使用F［1］进行预编码，…，在码元号码N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，N×M-2，N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，使周期N×M的预编码矩阵为式（443）那样，但如上述那样，也可以使周期N×M的预编码矩阵为下式那样。

［数式522］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ 0 & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (444)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

根据实施方式23，用于与上述不同的周期N的规则地切换预编码矩阵的方法的、为了周期N而准备的预编码矩阵可用下式表示。

［数式523］

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (445)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，A，C，D不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₂₁，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（445）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式524］

F [N \times K + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (446)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

如果这样生成预编码矩阵，则能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，使周期N×M的预编码矩阵为式（446）那样，但如上述那样，也可以使周期N×M的预编码矩阵为下式那样。

［数式525］

F [N \times K + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (447)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

根据实施方式23，用于与上述不同的周期N的规则地切换预编码矩阵的方法的、为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式526］

F [i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (448)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1。此外，B，C，D不取决于i而是固定值，μ₁₂，μ₂₁，μ₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（448）为基础的周期N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式527］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (449)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

如果这样生成预编码矩阵，能够实现周期较大的预编码矩阵的切换方法，能够简单地变更接收恶劣点的位置，这有可能带来数据的接收品质的提高。另外，使周期N×M的预编码矩阵为式（449）那样，但也可以如上述那样使周期N×M的预编码矩阵为下式那样。

［数式528］

F [N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (450)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1，k=0，1，…，M-2，M-1。

在本实施方式中，对用于时间周期N×M的预编码跳跃方法的N×M个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N×M个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N×M-2］，F［N×M-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N×M-2］，F［N×M-1］的顺序排列，但并一定不限定于此，也能够将在本实施方式中生成的N×M个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N×M-2］，F［N×M-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N×M的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N×M个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N×M个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N×M大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N×M个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式26）

在本实施方式中，说明对于实施方式24的预编码矩阵应用实施方式20、使关于预编码矩阵的切换的周期变大的方法进行说明。

［数式529］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (451)

此时，A，B，C是实数，此外，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁是实数，单位用弧度表示。此外，A，B，C不取决于i而是固定值，μ₁₁，μ₁₂，μ₂₁不取决于i而是固定值。

［数式530］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (452)

此时，α，β，δ是实数，此外，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，α，β，δ不取决于i而是固定值，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（451）及式（452）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式531］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (453)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式532］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (454)

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（453）为下式那样。

［数式533］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (455)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（454）为下式那样。

［数式534］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (456)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

表示与上述不同的例子。在周期2N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期2N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式535］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (457)

［数式536］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (458)

此时，设β，γ，δ是实数，此外，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，β，γ，δ不取决于i而是固定值，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（457）及式（458）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式537］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i))} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & 0 \end{matrix}) - - - (459)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式538］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (460)

于是，生成了F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵（F［0］～F［2×N×M-1］的预编码矩阵在周期2×N×M中以怎样的顺序排列使用都可以）。并且，例如在码元号码2×N×M×i时使用F［0］进行预编码，使用码元号码2×N×M×i+1时F［1］进行预编码，…，在码元号码2×N×M×i+h时使用F［h］进行预编码（h=0，1，2，…，2×N×M-2，2×N×M-1）（这里，如在以前的实施方式中叙述那样，也可以并不一定规则地切换预编码矩阵）。

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（459）为下式那样。

［数式539］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & B \times e^{j (μ_{12} + θ_{11} (i) + X_{k})} \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & 0 \end{matrix}) - - - (461)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（460）为下式那样。

［数式540］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (462)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

表示与上述不同的例子。在周期2N的规则地切换预编码矩阵的方法中，将为了周期2N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式541］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (463)

［数式542］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (464)

此时，设α，β，δ是实数，此外，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，α，β，δ不取决于i而是固定值，ν₁₁，ν₁₂，ν₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（463）及式（464）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式543］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (465)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式544］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i))} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (466)

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（465）为下式那样。

［数式545］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (467)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（466）为下式那样。

［数式546］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} α \times e^{j (v_{11} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ 0 & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (468)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式547］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (469)

［数式548］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (470)

此时，设β，γ，δ是实数，此外，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂是实数，单位用弧度表示。此外，β，γ，δ不取决于i而是固定值，ν₁₂，ν₂₁，ν₂₂不取决于i而是固定值。并且，将以式（469）及式（470）为基础的周期2×N×M的预编码矩阵用下式表示。

［数式549］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i))} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i) + X_{k})} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i) + X_{k})} \end{matrix}) - - - (471)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

［数式550］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i))} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i) + Y_{k})} \end{matrix}) - - - (472)

另外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（471）为下式那样。

［数式551］

当i=0，1，2，…，N-2，N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} A \times e^{j (μ_{11} + θ_{11} (i) + X_{k})} & 0 \\ C \times e^{j (μ_{21} + θ_{21} (i))} & D \times e^{j (μ_{22} + θ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (473)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

此外，也可以使周期2×N×M的预编码矩阵的式（472）为下式那样。

［数式552］

当i=N，N+1，N+2，…，2N-2，2N-1时，

F [2 \times N \times k + i] = (\begin{matrix} 0 & β \times e^{j (v_{12} + ψ_{11} (i) + Y_{k})} \\ γ \times e^{j (v_{21} + ψ_{21} (i))} & δ \times e^{j (v_{22} + ψ_{21} (i))} \end{matrix}) - - - (474)

此时，为k=0，1，…，M-2，M-1。

另外，在上述例子中，如果着眼于接收恶劣点，则以下的条件是重要的。

如果满足

［数式553］

<条件#81>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式554］

<条件#82>

\begin{matrix} e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

［数式555］

<条件#83>

\begin{matrix} θ_{11} (x) = θ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} θ_{21} (y) = θ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = 0,1,2, . . ., N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式556］

<条件#84>

\begin{matrix} ψ_{11} (x) = ψ_{11} (x + N) & for &ForAll; x (x = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

并且，

\begin{matrix} ψ_{21} (y) = ψ_{21} (y + N) & for &ForAll; y (y = N, N + 1, N + 2, . . ., 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

则有可能得到良好的数据的接收品质。此外，优选的是满足以下的条件（参照实施方式24）。

［数式557］

<条件#85>

\begin{matrix} e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (θ_{11} (y) - θ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2, N - 1) \end{matrix}

［数式558］

<条件#86>

\begin{matrix} e^{j (ψ_{11} (x) - ψ_{21} (x))} &NotEqual; e^{j (ψ_{11} (y) - ψ_{21} (y))} & for &ForAll; x, &ForAll; y (x &NotEqual; y; x, y = N, N + 1, N + 2, \cdot \cdot \cdot, 2 N - 2, 2 N - 1) \end{matrix}

此外，如果着眼于Xk，Yk，则如果满足

［数式559］

<条件#87>

\begin{matrix} X_{a} &NotEqual; X_{b} + 2 \times s \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, . . ., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，s是整数。

［数式560］

<条件#88>

\begin{matrix} Y_{a} &NotEqual; Y_{b} + 2 \times u \times π & for &ForAll; a, &ForAll; b (a &NotEqual; b; a, b = 0,1,2, . . ., M - 2, M - 1) \end{matrix}

其中，u是整数。

的两个条件，则有可能能够得到良好的数据的接收品质。另外，在实施方式25中，优选的是满足<条件87>。

在本实施方式中，对用于周期2N×M的预编码跳跃方法的2×N×M个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为2×N×M个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2×N×M-2］，F［2×N×M-1］，在单载波传送方式时在时间轴（或者，在多载波的情况下也可以在频率轴上排列）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2×N×M-2］，F［2×N×M-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，能够将在本实施方式中生成的2×N×M个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［2×N×M-2］，F［2×N×M-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期2×N×M的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用2×N×M个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用2×N×M个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期2×N×M大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的2×N×M个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式A1）

在本实施方式中，说明应用于使用了DVB（Digital Video Broadcasting：数字视频广播）-T2（T：Terrestrial）标准的广播系统中的情形。首先，说明使用了DVB-2标准的广播系统的帧结构。

图61表示出DVB-T2标准下广播站发送的信号的帧结构概要。在DVB-T2标准下，因为采用OFDM方式，所以按时间—频率轴构成了帧。图61表示出时间—频率轴上的帧结构，帧由P1Signalling data(P1信令数据)（6101）、L1Pre-Signalling data(L1信令前数据)（6102）、L1Post-Signallingdata(L1信令后数据)（6103）、Common PLP(共用PLP)（6104）及PLP#1～#N（6105_1～6105_N）构成（PLP：Physical Layer Pipe：物理层管道）。（这里，将L1Pre-Signalling data（6102）、L1Post-Signalling data（6103）称为P2码元。）这样，就将由P1Signalling data（6101）、L1Pre-Signalling data（6102）、L1Post-Signalling data（6103）、Common PLP（6104）及PLP#1～#N（6105_1～6105_N）构成的帧命名为T2帧，成为帧结构的一个单位。

P1Signalling data（6101）是接收装置进行信号检测、频率同步（还包含频率偏移推定）所用的码元，与此同时，传输帧中FFT（Fast FourierTransform：快速傅立叶变换）大小的信息以及以SISO（Single-InputSingle-Output：单输入单输出）/MISO（Multiple-Input Single-Output：多输入多输出）的哪个方式发送调制信号的信息等。（在SISO方式的情况下，是发送一个调制信号的方式，在MISO方式的情况下，是发送多个调制信号的方法，并且，使用了非专利文献9、16及17所示的空时块码。）

通过L1Pre-Signalling data（6102），传输在发送帧中使用的保护间隔的信息、与为了削减PAPR（Peak to Average Power Ratio）而执行的信号处理方法有关的信息、传输L1Post-Signalling data时的调制方式、纠错方式（FEC：Forward Error Correction）、纠错方式的编码率的信息、L1Post-Signalling data的大小及信息大小的信息、导频模式的信息、单元(cell)（频域）固有号码的信息以及使用了正常模式及扩展模式（在正常模式和扩展模式下，使用于数据传输的子载波数不同。）的哪一个方式的信息等。

通过L1Post-Signalling data（6103），传输PLP个数的信息、与使用的频域有关的信息、各PLP的固有号码的信息、为传输各PLP而使用的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息以及各PLP发送的块数的信息等。

Common PLP（6104）、PLP#1～#N（6105_1～6105_N）是传输数据所用的区域。

在图61的帧结构中，虽然P1Signalling data（6101）、L1Pre-Signallingdata（6102）、L1Post-Signalling data（6103）、Common PLP（6104）及PLP#1～#N（6105_1～6105_N）记述为，以时分的形式进行发送，但是实际上，在同一时刻存在2种以上的信号。将其例子表示于图62中。如图62所示，也有时在同一时刻，存在L1Pre-Signalling data、L1Post-Signalling data及Common PLP，或在同一时刻，存在PLP#1、PLP#2。也就是说，各信号同时使用时分的方式及频分的方式，构成了帧。

图63表示出对于DVB-T2标准下（例如广播站）的发送装置，应用了到此为止说明的规则地切换预编码矩阵的发送方法后的发送装置的结构一例。PLP信号生成部6302以PLP用的发送数据6301（多个PLP用的数据）及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的各PLP的纠错编码的信息、调制方式的信息等的信息，实施基于纠错编码、调制方式的映射，输出PLP的（正交）基带信号6303。

P2码元信号生成部6305以P2码元用发送数据6304及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的P2码元的纠错的信息、调制方式的信息等的信息，实施基于纠错编码、调制方式的映射，输出P2码元的（正交）基带信号6306。

控制信号生成部6308以P1码元用的发送数据6307及P2码元用发送数据6304为输入，输出图61中各码元群（P1Signalling data（6101）、L1Pre-Signalling data（6102）、L1Post-Signalling data（6103）、Common PLP（6104）、PLP#1～#N（6105_1～6105_N））的发送方法（纠错码、纠错码的编码率、调制方式、块长、帧结构、包括规则地切换预编码矩阵的发送方法在内的选择出的发送方法、导频码元插入方法、IFFT（Inverse Fast FourierTransform：逆快速傅立叶变换）/FFT的信息等、PAPR削减方法的信息以及保护间隔插入方法的信息）的信息，来作为控制信号6309。

帧构成部6310以PLP的基带信号6303、P2码元的基带信号6306及控制信号6309为输入，根据控制信号中包含的帧结构的信息，实施频率、时间轴上的排序，输出依据帧结构的、流1的（正交）基带信号6311_1以及流2的（正交）基带信号6311_2。

信号处理部6312以流1的基带信号6311_1、流2的基带信号6311_2及控制信号6309为输入，输出基于控制信号6309中包含的发送方法的信号处理后的调制信号1（6313_1）及信号处理后的调制信号2（6313_2）。这里特征之处为，在作为发送方法，选择出对预编码后（或者预编码及基带信号替换后）的信号执行相位变更的发送方法时，信号处理部和图6、图22、图23、图26相同，规则地切换预编码矩阵并且执行加权合成（预编码），预编码后的信号变为信号处理后的调制信号1（6313_1）及信号处理后的调制信号2（6313_2）。

导频插入部6314_1以信号处理后的调制信号1（6313_1）及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与导频码元的插入方法有关的信息，在信号处理后的调制信号1（6313_1）中插入导频码元，输出导频码元插入后的调制信号6315_1。

导频插入部6314_2以信号处理后的调制信号2（6313_2）及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与导频码元的插入方法有关的信息，在信号处理后的调制信号2（6313_2）中插入导频码元，输出导频码元插入后的调制信号6315_2。

IFFT（Inverse Fast Fourier Transform）部6316_1以导频码元插入后的调制信号6315_1及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的IFFT方法的信息，实施IFFT，输出IFFT后的信号6317_1。

IFFT部6316_2以导频码元插入后的调制信号6315_2及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的IFFT方法的信息，实施IFFT，输出IFFT后的信号6317_2。

PAPR削减部6318_1以IFFT后的信号6317_1及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与PAPR削减有关的信息，对IFFT后的信号6317_1实施PAPR削减所需的处理，输出PAPR削减后的信号6319_1。

PAPR削减部6318_2以IFFT后的信号6317_2及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与PAPR削减有关的信息，对IFFT后的信号6317_2实施PAPR削减所需的处理，输出PAPR削减后的信号6319_2。

保护间隔插入部6320_1以PAPR削减后的信号6319_1及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与保护间隔的插入方法有关的信息，在PAPR削减后的信号6319_1中插入保护间隔，输出保护间隔插入后的信号6321_1。

保护间隔插入部6320_2以PAPR削减后的信号6319_2及控制信号6309为输入，根据控制信号6309中包含的与保护间隔的插入方法有关的信息，在PAPR削减后的信号6319_2中插入保护间隔，输出保护间隔插入后的信号6321_2。

P1码元插入部6322以保护间隔插入后的信号6321_1、保护间隔插入后的信号6321_2及P1码元用的发送数据6307为输入，从P1码元用的发送数据6307生成P1码元的信号，对保护间隔插入后的信号6321_1，附加P1码元，输出附加P1码元之后的信号6323_1，以及对保护间隔插入后的信号6321_2，附加P1码元，输出附加P1码元之后的信号6323_2。还有，P1码元的信号既可以在附加了P1码元后的信号6323_1、附加了P1码元后的信号6323_2双方中附加，另外，也可以附加到任一个中。附加到一个中的情况下，对于所附加的信号被附加的区间，在未附加的信号中，作为基带信号存在零的信号。无线处理部6324_1以附加P1码元之后的信号6323_1为输入，实施频率变换、放大等的处理，输出发送信号6325_1。然后，发送信号6325_1被从天线6326_1作为电波输出。

无线处理部6324_2以P1码元用处理后的信号6323_2为输入，实施频率变换、放大等的处理，输出发送信号6325_2。然后，发送信号6325_2被从天线6326_2作为电波输出。

接着，详细地说明对DVB-T2系统应用了规则地切换预编码矩阵的方法时的广播站（基站）的发送信号的帧结构、控制信息（通过P1码元及P2码元发送的信息）的传送方法。

图64表示在将P1码元、P2码元、Common PLP发送后、发送多个PLP的情况下的频率—时间轴中的帧结构的一例。在图64中，流s1在频率轴中使用子载波#1～子载波#M，同样，流s2也在频率轴中使用子载波#1～子载波#M。因而，在s1，s2两者中在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率中存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

如图64所示，区间1使用流s1、流s2传送PLP#1的码元群6401，使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。

区间2使用流s1传送PLP#2的码元群6402，通过发送一个调制信号而传送数据。

区间3使用流s1、流s2传送PLP#3的码元群6403，使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。

区间4使用流s1、流s2传送PLP#4的码元群6404，使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

在广播站如图64那样发送了各PLP的情况下，在接收图64的发送信号的接收装置中，需要知道各PLP的发送方法。因而，如在上述中叙述那样，需要使用作为P2码元的L1Post-Signalling data（图61的6103）传送各PLP的发送方法的信息。以下，对此时的P1码元的构成方法及P2码元的构成方法的一例进行说明。

在表3中表示使用P1码元发送的控制信息的具体例。

［表3］

在DVB-T2标准中，根据S1的控制信息（3比特的信息），接收装置能够判断是否使用DVB-T2的标准，此外在使用DVB-T2标准的情况下判断使用的发送方法。在作为3比特的S1信息而设定了“000”的情况下，发送的调制信号依据“DVB-T2标准的一个调制信号发送”。

此外，在作为3比特的S1信息而设定了“001”的情况下，发送的调制信号依据“使用DVB-T2标准的空时块码的发送”。

在DVB-T2标准中，“010”～“111”为了将来而为“Reserve”（保留）。这里，为了应用本发明以有与DVB-T2的兼容性，在作为3比特的S1信息而设定了例如“010”的情况下（只要是“000”“001”以外就可以），表示发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准，终端的接收装置如果知道该信息是“010”，则能够知道广播站发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准。

接着，说明广播站发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准的情况下的P2码元的构成方法的例子。在最初的例子中，对DVB-T2标准中的利用P2码元的方法进行说明。

在表4中表示通过P2码元中的、L1 Post-Signalling data发送的控制信息的第1例。

［表4］

SISO：Single-Input Single-Output（一个调制信号发送，用一个天线接收）

SIMO：Single-Input Multiple-Output（一个调制信号发送，用多个天线接收）

MISO：Multiple-Input Single-Output（将多个调制信号用多个天线发送，用一个天线接收）

MIMO：Multiple-Input Multiple-Output（将多个调制信号用多个天线发送，用多个天线接收）

表4所示的作为2比特的信息的“PLP_MODE”如图64所示，是用来将各PLP（在图64中是PLP#1到#4）的发送方法向终端通知的控制信息，PLP_MODE的信息按照每个PLP存在。即，在图64的情况下，将用于PLP#1的PLP_MODE的信息、用于PLP#2的PLP_MODE的信息、用于PLP#3的PLP_MODE的信息、用于PLP#4的PLP_MODE的信息…从广播站发送。当然，终端通过将该信息解调（此外，也进行纠错解码），能够识别广播站在PLP中使用的传送方式。

在作为“PLP_MODE”而设定为“00”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传送数据。在设定为“01”的情况下，该PLP通过“发送进行了空时块编码的多个调制信号”来传送数据。在设定为“10”的情况下，该PLP使用“规则地切换预编码矩阵的预编码方法”传送数据。在设定为“11”的情况下，该PLP使用“预编码矩阵固定的MIMO方式、或空间复用MIMO传送方式”传送数据。

另外，在作为“PLP_MODE”而设定为“01”～“11”的情况下，广播站需要将具体实施了怎样的处理（例如，规则地切换预编码矩阵的方法中的具体的切换方法、使用的空时块编码方法、作为预编码矩阵使用的矩阵的结构）向终端传送。以下，对包含此时的控制信息的结构的、与表4不同的控制信息的构成方法进行说明。

表5是通过P2码元中的L1Post-Signalling data发送的、与控制信息的表4不同的第2例。

［表5］

如表5那样，存在作为1比特的信息的“PLP_MODE”、作为1比特的信息的“MIMO_MODE”、作为2比特的信息的“MIMO_PATTERN#1”、作为2比特的信息的“MIMO_PATTERN#2”，这4个控制信息如图64所示，是用来将各PLP（在图64中是PLP#1到#4）的发送方法向终端通知的信息，因而，这4个控制信息按照每个PLP存在。即，在图64的情况下，将用于PLP#1的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#2的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#3的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#4的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息…从广播站发送。当然，终端通过将该信息解调（此外，也进行纠错解码），能够识别广播站在PLP中使用的传送方式。

在作为“PLP_MODE”而设定为“0”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传送数据。在设定为“1”的情况下，该PLP通过“将进行了空时块编码的多个调制信号发送”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方法”、“预编码矩阵固定的MIMO方式”、“空间复用MIMO传送方式”的某个方式传送数据。

在“PLP_MODE”被设定为“1”的情况下，“MIMO_MODE”的信息为有效的信息，在作为“MIMO_MODE”而设定为“0”的情况下，不使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法而传送数据。在作为“MIMO_MODE”而设定为“1”的情况下，使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“0”的情况下，“MIMO_PATTERN#1”的信息为有效的信息，在作为“MIMO_PATTERN#1”而设定为“00”的情况下，使用空时块码传送数据。在设定为“01”的情况下，使用固定地使用预编码矩阵#1进行加权合成的预编码方法传送数据。在设定为“10”的情况下，使用固定地使用预编码矩阵#2进行加权合成的预编码方法传送数据（其中，预编码矩阵#1和预编码矩阵#2是不同的矩阵）。在设定为“11”的情况下，使用空间复用MIMO传送方式传送数据（当然，能够都解释为选择了图49的方式1的预编码矩阵）。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“1”的情况下，“MIMO_PATTERN#2”的信息为有效的信息，在作为“MIMO_PATTERN#2”而设定为“00”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“01”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#2的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“10”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#3的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“11”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#4的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。这里，预编码矩阵切换方法#1～#4为分别不同的方法，此时，所谓不同的方法，例如如果设#A和#B为不同的方法，则有

·在用于#A的多个预编码矩阵和用于#B的多个预编码矩阵中包括相同的预编码矩阵，但周期不同，

·存在包含于#A中但不包含于#B中的预编码矩阵，

·在#B的方法中使用的预编码中不包含在#A中使用的多个预编码矩阵的方法。

在上述中，设为将表4、表5的控制信息通过P2码元中的L1Post-Signalling data发送而进行了说明。但是，在DVB-T2标准中，在能够作为P2码元发送的信息量中有限制。因而，通过除了需要用DVB-T2标准中的P2码元传送的信息以外还添加表4、表5的信息，在超过了能够作为P2码元发送的信息量的限制的情况下，如图65所示，只要设置Signalling PLP（6501）、传送在DVB-T2标准以外的标准中需要的控制信息（也可以是一部分，即，用L1Post-Signalling data和Signalling PLP的两者传送）就可以。另外，在图65中，设为与图61同样的帧结构，但并不限定于这样的帧结构，也可以如图62的L1Pre-signalling data等那样，将Signalling PLP在时间—频率轴中分配在特定的时间—特定的载波的区域中，即，在时间—频率轴中，将Signalling PLP怎样分配都可以。

如以上那样，通过使用OFDM方式那样的多载波传送方式，并且在对DVB-T2标准保持兼容性的同时能够选择规则地切换预编码矩阵的方法，能得到能够对LOS环境得到较高的接收品质、并且能够得到较高的传送速度的优点。另外，在本实施方式中，作为载波群能够设定的传送方式，举出了“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”，但并不限定于此，使用固定的预编码矩阵的MIMO方式并不限于图49的方式#2，只要由固定的预编码矩阵构成。

并且，以广播站能够选择“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”的例子进行了说明，但也可以不是能够选择这些全部发送方法的发送方法，例如如

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式的发送方法

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码的发送方法

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、仅发送流s1的传送方式的发送方法

·能够选择规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式的发送方法

·能够选择使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式的发送方法

·能够选择规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码的发送方法

·能够选择规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、仅发送流s1的传送方式的发送方法

那样，通过包括规则地切换预编码矩阵的MIMO方式，能得到在LOS环境中能够进行高速的数据传送、并且能够确保接收装置的接收数据品质的效果。

此时，作为如在上述中叙述那样需要设定P1码元中的S1、并且作为P2码元，作为与表4不同的控制信息的设定方法（各PLP的传送方式的设定方法），例如可以考虑表6。

［表6］

表6与表4不同的点是当将“PLP_MODE”设为“11”时为“保留”这一点。这样，在作为PLP的传送方式能够选择的传送方式为在上述中表示的例子那样的情况下，只要根据能够选择的传送方式的数量、使例如表4、表6的构成PLP_MODE的比特数变大或变小就可以。

关于表5也是同样的，例如在作为MIMO传送方式而仅支持规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，“MIMO_MODE”的控制信息不再需要。此外，在“MIMO_PATTERN#1”中，例如在预编码矩阵不支持固定的MIMO方式的情况下，也有不需要“MIMO_PATTERN#1”的控制信息的情况，此外，在不需要多个在预编码矩阵为固定的MIMO方式中使用的预编码矩阵的情况下，也可以不是2比特的控制信息而为1比特的控制信息，进而，在能够设定多个预编码矩阵的情况下，也可以设为2比特以上的控制信息。

关于“MIMO_PATTERN#2”能够同样地考虑，在作为规则地切换预编码矩阵的预编码方法而不需要多个预编码矩阵的切换方法的情况下，也可以不是2比特的控制信息而为1比特的控制信息，进而，在能够设定多个预编码矩阵的切换方法的情况下，也可以为2比特以上的控制信息。

此外，在本实施方式中，以设发送装置的天线数为2的情况进行了说明，但并不限定于此，在比2大的情况下也同样只要能够发送控制信息就可以。此时，除了使用2天线发送调制信号的情况以外，为了实施使用4天线发送调制信号的情况，发生需要增加构成各控制信息的比特数的情况。此时，用P1码元发送控制信息、用P2码元发送控制信息这一点，与在上述中说明的情况是同样的。

关于广播站发送的PLP的码元群的帧结构，说明了如图64那样以分时方式发送的方法，以下对其变形例进行说明。

图66表示与图64不同的、将P1码元、P2码元、Common PLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。在图66中，记载为“#1”的码元表示图64的PLP#1的码元群中的1码元。同样，记载为“#2”的码元表示图64的PLP#2的码元群中的1码元，记载为“#3”的码元表示图64的PLP#3的码元群中的1码元，记载为“#4”的码元表示图64的PLP#4的码元群中的1码元。并且，与图64同样，假设PLP#1使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。并且，假设PLP#2通过发送一个调制信号来传送数据。假设PLP#3使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。假设PLP#4使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

另外，在图66中，在s1，s2两者中在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率中不存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

图66与图64不同的点如上述那样，在图64中表示了将多个PLP以分时方式配置的例子，而在图66中，与图64不同，同时使用分时方式及分频方式，存在多个PLP。即，例如在时刻1，存在PLP#1的码元和PLP#2的码元，在时刻3中，存在PLP#3的码元和PLP#4的码元。这样，能够按照（由1时刻、1子载波构成的）每个码元分配不同的索引（#X；X=1，2，…）的PLP的码元。

另外，在图66中，简略地讲，在时刻1仅存在“#1”“#2”，但并不限定于此，也可以在时刻1存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，此外，时刻1的子载波与PLP的索引的关系并不限定于图66，对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。此外同样，也可以在其他时刻也对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。

图67表示与图64不同的将P1码元、P2码元、Common PLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。图67中的特征性的部分是，在T2帧中，作为PLP的传送方式，在以多个天线发送为基本的情况下，不能选择“仅发送流s1的传送方式”。

因而，在图67中，假设PLP#1的码元群6701通过“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”传送数据。假设PLP#2的码元群6702通过“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”传送数据。假设PLP#3的码元群6703通过“空时块码”传送数据。并且，PLP#3的码元群6703以后的T2帧内的PLP码元群通过“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块码”的某个发送方法传送数据。

图68表示与图66不同的、将P1码元、P2码元、Common PLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。在图68中，记载为“#1”的码元表示图67的PLP#1的码元群中的1码元。同样，记载为“#2”的码元表示图67的PLP#2的码元群中的1码元，记载为“#3”的码元表示图67的PLP#3的码元群中的1码元。并且，与图67同样，假设PLP#1使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。并且，假设PLP#2使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。假设PLP#3使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

另外，在图68中，在s1，s2两者中在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

图68与图67不同的点是，如上述那样，在图67中，表示了将多个PLP以分时方式配置的例子，而在图68中，与图67不同，同时采用分时方式及分频方式，存在多个PLP。即，例如在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元。这样，能够按照（由1时刻、1子载波构成的）每个码元分配不同的索引（#X；X=1，2，…）的PLP的码元。

另外，在图68中，简略地讲，在时刻1仅存在“#1”“#2”，但并不限定于此，也可以在时刻1存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，此外，时刻1的子载波与PLP的索引的关系并不限定于图68，对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。此外同样，在其他时刻，也对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。另一方面，也可以如时刻3那样在某个时刻仅分配一个PLP的码元。即，将PLP的码元在时间—频率的帧方法中怎样分配都可以。

这样，由于在T2帧内不存在使用“仅发送流s1的传送方式”的PLP，所以能够抑制终端接收的接收信号的动态范围，所以能得到能够使得到良好的接收品质的可能性变高的效果。

另外，当在图68中说明时，以作为发送方法而选择“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”“空时块码”的某个的例子进行了说明，但不需要能够选择这些发送方法的全部，例如也可以为

·能够选择“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块码”、“使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”

·能够选择“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块码”

·能够选择“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

在上述中，对在T2帧内存在多个PLP的情况进行了说明，下面对在T2帧内仅存在一个PLP的情况进行说明。

图69表示在T2帧内仅存在一个PLP的情况下的时间—频率轴中的流s1及s2的帧结构的一例。在图69中，记载为“控制码元”，但这意味着在上述中说明的P1码元及P2码元等的码元。并且，在图69中，使用区间1将第1T2帧发送，同样，使用区间2将第2T2帧发送，使用区间3将第3T2帧发送，使用区间4将第4T2帧发送。

此外，在图69中，在第1T2帧中，发送PLP#1-1的码元群6801，作为发送方法而选择“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

在第2T2帧中，发送PLP#2-1的码元群6802，作为发送方法而选择“发送一个调制信号的方法”。

在第3T2帧中，发送PLP#3-1的码元群6803，作为发送方法而选择“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”。

在第4T2帧中，发送PLP#4-1的码元群6804，作为发送方法而选择“空时块码”。另外，空时块码中的码元的配置并不限于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限于在图50中说明的方法。

另外，在图69中，在s1，s2两者中在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

通过这样，由于能够按照每个PLP考虑数据的传送速度、终端的数据接收品质而设定发送方法，所以能够实现数据的传送速度的提高和数据的接收品质的确保的两全。另外，P1码元、P2码元（根据情况，是SignallingPLP）的传送方法等的控制信息的构成方法的例子如果如上述表3到表6那样构成，则同样能够实施。不同的点是，在图64等的帧结构中，由于在一个T2帧中具有多个PLP，所以需要对于多个PLP的传送方法等的控制信息，而在图69的帧结构的情况下，由于在一个T2帧中仅存在一个PLP，所以仅需要对于该一个PLP的传送方法等的控制信息。

在上述中，对使用P1码元、P2码元（根据情况而使用Signalling PLP）传送关于PLP的传送方法的信息的方法进行了叙述，下面，特别对不使用P2码元而传送关于PLP的传送方法的信息的方法进行说明。

图70是对应于作为广播站传送数据的对方的终端不是DVB-T2标准的标准的情况下的时间—频率轴中的帧结构。在图70中，对于与图61同样动作的部分赋予相同的标号。图70的帧由P1 Signalling data（6101）、第1 Signalling data（7001）、第2 Signalling data（7002）、Common PLP（6104）、PLP#1～#N（6105_1～6105_N）构成（PLP：Physical Layer Pipe）。这样由P1 Signalling data（6101）、第1 Signalling data（7001）、第2 Signalling data（7002）、Common PLP（6104）、PLP#1～#N（6105_1～6105_N）构成的帧为一个帧的单位。

通过P1 Signalling data（6101），是接收装置用来进行信号检测、频率同步（也包括频率偏差推测）的码元的同时，在此情况下，需要传送用来识别是否是DVB-T2标准的帧的数据，例如通过在表3中表示的S1传送是/不是DVB-T2标准的信号。

可以考虑通过第1 Signalling data（7001）传送例如在发送帧中使用的保护间隔的信息、关于PAPR（Peak to Average Power Ratio）的方法的信息、传送第2Signalling data时的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息、第2Signalling data的尺寸及信息尺寸的信息、导频模式的信息、单元（频域）固有号码的信息、使用普通模式及扩展模式的哪种方式的信息等的方法。此时，第1 Signalling data（7001）并不需要一定传送依据DVB-T2标准的数据。通过第2 Signalling data（7002）传送例如PLP的数量的信息、关于使用的频域的信息、各PLP的固有号码的信息、用于传送各PLP的调制方式、纠错方式、纠错方式的编码率的信息、各PLP发送的块数的信息等。

在图70的帧结构中记载为，将第1 Signalling data（7001）、第2 Signallingdata（7002）、L1 Post-Signalling data（6103）、Common PLP（6104）、PLP#1～#N（6105_1～6105_N）以分时方式发送，但实际上在相同时刻存在两种以上的信号。将该例表示在图71中。如图71所示，也有在相同时刻存在第1 Signalling data、第2 Signalling data、Common PLP、或在相同时刻存在PLP#1、PLP#2的情况。即，各信号同时采用分时方式及分频方式而构成帧。

图72表示对于与DVB-T2不同的标准的（例如广播站）的发送装置应用了到此为止说明的规则地切换预编码矩阵的发送方法的发送装置的结构的一例。在图72中，对于与图63同样动作的部分赋予相同的标号，关于其动作的说明与上述同样。控制信号生成部6308以第1、第2 Signallingdata用的发送数据7201、P1码元用的发送数据6307为输入，将图70中的各码元群的发送方法（纠错码、纠错码的编码率、调制方式、块长、帧结构、包括规则地切换预编码矩阵的发送方法的所选择的发送方法、导频码元插入方法、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform）/FFT的信息等、PAPR削减方法的信息、保护间隔插入方法的信息）的信息作为控制信号6309输出。

控制码元信号生成部7202以第1、第2 Signalling data用的发送数据7201、控制信号6309为输入，基于包含在控制信号6309中的第1、第2Signalling data的纠错的信息、调制方式的信息等的信息，进行基于纠错编码、调制方式的映射，输出第1、第2 Signalling data的（正交）基带信号7203。

接着，详细地说明对与DVB-T2不同的标准的系统应用了规则地切换预编码矩阵的方法时的广播站（基站）的发送信号的帧结构、控制信息（P1码元及通过第1、第2 Signalling data发送的信息）的传送方法。

图64表示将P1码元、第1、第2 Signalling data、Common PLP发送后、发送多个PLP的情况下的频率—时间轴中的帧结构的一例。在图64中，流s1在频率轴中使用子载波#1～子载波#M，同样，流s2也在频率轴中使用子载波#1～子载波#M。因而，在s1，s2两者中，在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

如图64所示，假设区间1使用流s1、流s2传送PLP#1的码元群6401，使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。

假设区间2使用流s1传送PLP#2的码元群6402，通过发送一个调制信号来传送数据。

假设区间3使用流s1、流s2传送PLP#3的码元群6403，使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。

假设区间4使用流s1、流s2传送PLP#4的码元群6404，使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

在广播站如图64那样发送了各PLP的情况下，在接收图64的发送信号的接收装置中，需要知道各PLP的发送方法。因而，如在上述中叙述那样，需要使用第1、第2 Signalling data传送各PLP的发送方法的信息。以下，对此时的P1码元的构成方法及第1、第2 Signalling data的构成方法的一例进行说明。使用P1码元发送的控制信息的具体例是表3那样的。

在DVB-T2标准中，通过S1的控制信息（3比特的信息），接收装置能够判断是否使用DVB-T2的标准，此外在使用DVB-T2标准的情况下能够判断使用的发送方法。在作为3比特的S1信息而设定了“000”的情况下，发送的调制信号依据“DVB-T2标准的一个调制信号发送”。

在DVB-T2标准中，“010”～“111”为了将来而为“Reserve”（保留）。这里，为了应用本发明以便有与DVB-T2的兼容性，在作为3比特的S1信息而例如设定为“010”的情况下（只要是“000”“001”以外就可以），认为表示发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准，终端的接收装置如果知道该信息是“010”，则能够知道广播站发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准。

接着，说明广播站发送的调制信号依据DVB-T2以外的标准的情况下的第1、第2 Signallingdata的构成方法的例子。第1、第2 Signalling data的控制信息的第1例是表4那样的。

表4所示的作为2比特的信息的“PLP_MODE”如图64所示，是用来将各PLP（在图64中是PLP#1到#4）的发送方法向终端通知的控制信息，PLP_MODE的信息按照每个PLP而存在。即，在图64的情况下，从广播站发送用于PLP#1的PLP_MODE的信息、用于PLP#2的PLP_MODE的信息、用于PLP#3的PLP_MODE的信息、用于PLP#4的PLP_MODE的信息…。当然，终端通过将该信息解调（此外，还进行纠错解码），能够识别广播站在PLP中使用的传送方式。

在作为“PLP_MODE”而设定为“00”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传送数据。在设定为“01”的情况下，该PLP通过“将进行了空时块编码的多个调制信号发送”来传送数据。在设定为“10”的情况下，该PLP使用“规则地切换预编码矩阵的预编码方法”来传送数据。在设定为“11”的情况下，该PLP使用“预编码矩阵固定的MIMO方式或空间复用MIMO传送方式”来传送数据。

另外，在作为“PLP_MODE”而设定为“01”～“11”的情况下，需要将广播站具体实施了怎样的处理（例如，规则地切换预编码矩阵的方法中的具体的切换方法、使用的空时块编码方法、作为预编码矩阵使用的矩阵的结构）向终端传送。以下对包含此时的控制信息的结构的、与表4不同的控制信息的构成方法进行说明。

第1、第2 Signalling data的控制信息的第2例是表5那样的。

如表5那样，存在作为1比特的信息的“PLP_MODE”、作为1比特的信息的“MIMO_MODE”、作为2比特的信息的“MIMO_PATTERN#1”、作为2比特的信息的“MIMO_PATTERN#2”，这4个控制信息如图64所示，是用来将各PLP（在图64中是PLP#1到#4）的发送方法向终端通知的信息，因而，这4个控制信息按照每个PLP存在。即，在图64的情况下，从广播站发送用于PLP#1的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#2的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#3的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息、用于PLP#4的PLP_MODE的信息/MIMO_MODE的信息/MIMO_PATTERN#1的信息/MIMO_PATTERN#2的信息…。当然，终端通过将该信息解调（此外，还进行纠错解码），能够识别广播站在PLP中使用的传送方式。

在作为“PLP_MODE”而设定为“0”的情况下，该PLP通过“发送一个调制信号”来传送数据。在设定为“1”的情况下，该PLP以“将进行了空时块编码的多个调制信号发送”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方法”、“预编码矩阵固定的MIMO方式”、“空间复用MIMO传送方式”的某个方式传送数据。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“0”的情况下，“MIMO_PATTERN#1”的信息为有效的信息，在作为“MIMO_PATTERN#1”而设定为“00”的情况下，使用空时块码传送数据。在设定为“01”的情况下，使用固定地使用预编码矩阵#1进行加权合成的预编码方法传送数据。在设定为“10”的情况下，使用固定地使用预编码矩阵#2进行加权合成的预编码方法传送数据（其中，预编码矩阵#1和预编码矩阵#2是不同的矩阵）。在设定为“11”的情况下，使用空间复用MIMO传送方式传送数据（当然，可以都解释为选择了图49的方式1的预编码矩阵）。

在“PLP_MODE”被设定为“1”、“MIMO_MODE”被设定为“1”的情况下，“MIMO_PATTERN#2”的信息为有效的信息，在作为“MIMO_PATTERN#2”而设定为“00”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“01”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#2的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“10”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#3的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。在设定为“11”的情况下，使用预编码矩阵切换方法#4的规则地切换预编码矩阵的预编码方法传送数据。这里，预编码矩阵切换方法#1～#4为分别不同的方法，但此时，所谓不同的方法，例如如果设#A和#B为不同的方法，则有

·在用于#A的多个预编码矩阵和用于#B的多个预编码矩阵中包含相同的预编码矩阵，但周期不同，

·存在包含于#A中但不包含于#B中的预编码矩阵，

·在由#B的方法使用的预编码中不包含由#A使用的多个预编码矩阵的方法。

在上述中，设为将表4、表5的控制信息通过第1、第2 Signalling data发送而进行了说明。在此情况下，有不需要为了传送控制信息而特别利用PLP的优点。

如以上这样，通过使用OFDM方式那样的多载波传送方式、并且在能够进行与DVB-T2标准的识别的同时对于与DVB-T2不同的标准能够选择规则地切换预编码矩阵的方法，能得到对于LOS环境能够得到较高的接收品质、并且能够得到较高的传送速度的优点。另外，在本实施方式中，作为载波群能够设定的传送方式，举出了“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”，但并不限定于此，使用固定的预编码矩阵的MIMO方式并不限定于图49的方式#2，只要由固定的预编码矩阵构成就可以。

并且，以广播站能够选择“空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的MIMO方式、空时块编码、仅发送流s1的传送方式”的例子进行了说明，但也可以并不是这些全部的发送方法都是能够选择的发送方法，例如，如

那样，通过包含规则地切换预编码矩阵的MIMO方式，能得到在LOS环境中能够进行高速的数据传送、并且能够确保接收装置的接收数据品质的效果。

此时，如在上述中叙述那样，需要设定P1码元中的S1，并且作为第1、第2 Signalling data，作为与表4不同的控制信息的设定方法（各PLP的传送方式的设定方法），例如可以考虑表6。

表6与表4不同的点是，将“PLP_MODE”设为“11”时为Reserve。这样，在作为PLP的传送方式能够选择的传送方式是在上述中表示的例子那样的情况下，只要根据能够选择的传送方式的数量、使例如表4、表6的构成PLP_MODE的比特数变大或变小就可以。

关于表5也同样，例如在作为MIMO传送方式而仅支持规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，不需要“MIMO_MODE”的控制信息。此外，在“MIMO_PATTERN#1”中，例如在不支持预编码矩阵固定的MIMO方式的情况下，也有不需要“MIMO_PATTERN#1”的控制信息的情况，此外，在不需要多个在预编码矩阵固定的MIMO方式中使用的预编码矩阵的情况下，也可以不是2比特的控制信息而为1比特的控制信息，进而，在能够设定多个预编码矩阵的情况下，也可以为2比特以上的控制信息。

关于“MIMO_PATTERN#2”也能够同样考虑，在作为规则地切换预编码矩阵的预编码方法而不需要多个预编码矩阵的切换方法的情况下，也可以不是2比特的控制信息而设为1比特的控制信息，进而，在能够设定多个预编码矩阵的切换方法的情况下，也可以设为2比特以上的控制信息。

此外，在本实施方式中，以设发送装置的天线数为2的情况进行了说明，但并不限定于此，在比2大的情况下也只要同样发送控制信息就可以。此时，除了使用2天线发送调制信号的情况以外，为了实施使用4天线发送调制信号的情况，发生需要增加构成各控制信息的比特数的情况。此时，通过用P1码元发送控制信息的第1、第2 Signalling data发送控制信息这一点与在上述中说明的情况是同样的。

图66表示与图64不同的、将P1码元、第1、第2 Signalling data、CommonPLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。

在图66中，记载为“#1”的码元表示图64的PLP#1的码元群中的1码元。同样，记载为“#2”的码元表示图64的PLP#2的码元群中的1码元，记载为“#3”的码元表示图64的PLP#3的码元群中的1码元，记载为“#4”的码元表示图64的PLP#4的码元群中的1码元。并且，与图64同样，假设PLP#1使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。并且，假设PLP#2通过发送一个调制信号来传送数据。假设PLP#3使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。假设PLP#4使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

另外，在图66中，在s1，s2两者中在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率中存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

图66与图64不同的点是，如上述那样，在图64中，表示了将多个PLP以分时方式配置的例子，而在图66中，与图64不同，同时采用分时方式及分频方式，存在多个PLP。即，例如在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元，在时刻3存在PLP#3的码元和PLP#4的码元。这样，能够按照（由1时刻、1子载波构成的）每个码元分配不同的索引（#X；X=1，2，…）的PLP的码元。

另外，在图66中，简略地讲，在时刻1仅存在“#1”“#2”，但并不限定于此，也可以在时刻1存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，此外，时刻1的子载波与PLP的索引的关系并不限定于图66，对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。此外同样，在其他时刻也对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。

图67表示与图64不同的、将P1码元、第1、第2 Signalling data、CommonPLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。图67中的特征性的部分是，在T2帧中，作为PLP的传送方式，在以多个天线发送为基本的情况下，不能选择“仅发送流s1的传送方式”。

因而，在图67中，假设PLP#1的码元群6701通过“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”传送数据。假设PLP#2的码元群6702通过“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”传送数据。假设PLP#3的码元群6703通过“空时块码”传送数据。并且，PLP#3的码元群6703以后的单位帧内的PLP码元群通过“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块码”的某个发送方法传送数据。

图68表示与图66不同的、将P1码元、第1、第2 Signalling data、CommonPLP发送后的频率—时间轴中的流s1及s2的码元的配置方法的一例。

在图68中，记载为“#1”的码元表示图67的PLP#1的码元群中的1码元。同样，记载为“#2”的码元表示图67的PLP#2的码元群中的1码元，记载为“#3”的码元表示图67的PLP#3的码元群中的1码元。并且，与图67同样，假设PLP#1使用图49所示的空间复用MIMO传送方式或预编码矩阵固定的MIMO传送方式传送数据。并且，假设PLP#2使用规则地切换预编码矩阵的预编码方式传送数据。假设PLP#3使用图50所示的空时块码传送数据。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

图68与图67不同的点是，如上述那样，在图67中表示将多个PLP以分时方式配置的例子，而在图68中，与图67不同，同时采用分时方式及分频方式而存在多个PLP。即，例如在时刻1存在PLP#1的码元和PLP#2的码元。这样，能够按照（由1时刻、1子载波构成的）每个码元分配不同的索引（#X；X=1，2，…）的PLP的码元。

另外，在图68中，简略地讲，在时刻1仅存在“#1”“#2”，但并不限定于此，也可以在时刻1存在“#1”“#2”的PLP以外的索引的PLP的码元，此外，时刻1的子载波与PLP的索引的关系并不限定于图68，对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。此外同样，在其他时刻也对子载波分配哪个索引的PLP的码元都可以。另一方面，也可以如时刻3那样，在某个时刻仅分配一个PLP的码元。即，将PLP的码元在时间—频率的帧方法中怎样分配都可以。

这样，在单位帧内不存在使用“仅发送流s1的传送方式”的PLP，所以能够抑制终端接收的接收信号的动态范围，所以能得到能够使得到良好的接收品质的可能性变高的效果。

另外，当在图68中说明时，以作为发送方法而选择“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”、“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”、“空时块码”的某个的例子进行了说明，但不需要能够选择全部这些发送方法，例如，也可以是，

在上述中，对在单位帧内存在多个PLP的情况进行了说明，下面对在单位帧内仅存在一个PLP的情况进行说明。

图69表示在单位帧内仅存在一个PLP的情况下的时间—频率轴中的流s1及s2的帧结构的一例。

在图69中记载为“控制码元”，但这意味着在上述中说明的P1码元及第1、第2 Signalling data等的码元。并且，在图69中，使用区间1发送第1单位帧，同样，使用区间2发送第2单位帧，使用区间3发送第3单位帧，使用区间4发送第4单位帧。

此外，在图69中，在第1单位帧中发送PLP#1-1的码元群6801，作为发送方法而选择了“空间复用MIMO传送方式或使用固定的预编码矩阵的MIMO方式”。

在第2单位帧中，发送PLP#2-1的码元群6802，作为发送方法而选择了“发送一个调制信号的方法”。

在第3单位帧中，发送PLP#3-1的码元群6803，作为发送方法而选择了“规则地切换预编码矩阵的预编码方式”。

在第4单位帧中，发送PLP#4-1的码元群6804，作为发送方法而选择了“空时块码”。另外，空时块码中的码元的配置并不限定于时间方向，也可以在频率轴方向上配置，也可以适当配置在由时间—频率形成的码元群中。此外，空时块码并不限定于在图50中说明的方法。

另外，在图69中，在s1，s2两者中，在相同子载波的相同时刻存在码元的情况下，在相同频率存在两个流的码元。另外，如在其他实施方式中说明那样，在进行包括规则地切换预编码矩阵的预编码的方法的预编码的情况下，将s1，s2使用预编码矩阵进行加权及合成，将z1，z2分别从天线输出。

通过这样，由于能够按照每个PLP，考虑数据的传送速度、终端的数据接收品质设定发送方法，所以能够实现数据的传送速度的提高和数据的接收品质的确保的两全。另外，P1码元、第1、第2 Signalling data的传送方法等的控制信息的构成方法的例子只要如上述表3到表6那样构成，就能够同样实施。不同的点是，在图64等的帧结构中，由于在一个单位帧中具有多个PLP，所以需要对于多个PLP的传送方法等的控制信息，但在图69的帧结构的情况下，由于在一个单位帧中仅存在一个PLP，所以仅需要对于该一个PLP的传送方法等的控制信息。

在本实施方式中，对将规则地切换预编码矩阵的预编码方法应用到使用DVB标准的系统中的情况下的应用方法进行了叙述。此时，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子中，是由实施方式1到实施方式16表示那样的。但是，关于规则地切换预编码矩阵的方法，并不限定于由实施方式1到实施方式16表示的方法，只要是准备多个预编码矩阵，从准备的多个预编码矩阵中按照时隙选择一个预编码矩阵进行预编码并按照每个时隙切换规则地使用的预编码矩阵的方式，本实施方式就同样能够实施。

此外，在本实施方式中，使控制信息为特别的叫法，但叫法并不给本发明带来影响。

（实施方式A2）

在本实施方式中，对在由实施方式A1说明的使用DVB-T2标准的通信系统中、使用采用规则地切换预编码矩阵的方法的方法时的接收方法及接收装置的结构详细地说明。

图73表示图63的广播站的发送装置应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时的终端的接收装置的结构的一例，对于与图7、图56同样动作的部分赋予相同的标号。

在图73中，P1码元检测、解码部7301将广播站发送的信号接收，以信号处理后的信号704_X，704_Y为输入，通过检测P1码元，在进行信号检测、时间频率同步的同时，（通过进行解调及纠错解码）得到包含在P1码元中的控制信息，将P1码元控制信息7302输出。OFDM方式关联处理部5600_X及5600_Y以P1码元控制信息7302为输入，基于该信息，将用于OFDM方式的信号处理方法变更（这是因为，如在实施方式A1中记载那样，广播站发送的信号的传送方法的信息包含在P1码元中）。

P2码元（也有包括Signalling PLP的情况）解调部7303以信号处理后的信号704_X，704_Y及P1码元控制信息7302为输入，基于P1码元控制信息进行信号处理，进行解调（包括纠错解码），将P2码元控制信息7304输出。

控制信息生成部7305以P1码元控制信息7302及P2码元控制信息7304为输入，收集（与接收动作有关的）控制信息，作为控制信号7306输出。并且，控制信号7306如图73所示，被输入到各部中。

信号处理部711以信号706_1，706_2，708_1，708_2，704_X，704_Y及控制信号7306为输入，基于包含在控制信号7306中的、为了传送各PLP而使用的传送方式、调制方式、纠错编码方式、纠错编码的编码率、纠错码的块尺寸等的信息，进行解调、解码的处理，将接收数据712输出。

此时，在为了传送PLP而使用空间复用MIMO传送方式、使用固定的预编码矩阵的MIMO方式、规则地切换预编码矩阵的预编码方法的某个传送方式的情况下，信号处理部711只要使用（数式41）的式（41）、（数式153）的式（143）的关系式进行解调处理就可以。另外，信道矩阵（H）能够根据信道变动推测部（705_1，705_2，707_1，707_2）的输出结果得到，预编码矩阵（F或W）根据使用的传送方式，其矩阵的结构不同。特别是，在使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，每次将使用的预编码矩阵切换、解调。此外，在使用空时块码时，也使用信道推测值、接收（基带）信号进行解调。

图74表示图72的广播站的发送装置应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时的终端的接收装置的结构的一例，对于与图7、图56、图73同样动作的部分赋予相同的标号。

图74的接收装置与图73的接收装置不同的点是，图73的接收装置能够接收DVB-T2标准和其以外的标准的信号而得到数据，相对于此，图74的接收装置能够仅接收DVB-T2标准以外的信号而得到数据。在图74中，P1码元检测解码部7301将广播站发送的信号接收，以信号处理后的信号704_X，704_Y为输入，通过检测P1码元，在进行信号检测、时间频率同步的同时，（通过进行解调及纠错解码）得到包含在P1码元中的控制信息，将P1码元控制信息7302输出。OFDM方式关联处理部5600_X及5600_Y以P1码元控制信息7302为输入，基于该信息变更用于OFDM方式的信号处理方法（这是因为，如在实施方式A1中记载那样，广播站发送的信号的传送方法的信息包含在P1码元中）。

第1、第2 Signalling data解调部7401以信号处理后的信号704_X，704_Y及P1码元控制信息7302为输入，基于P1码元控制信息进行信号处理，进行解调（包括纠错解码），将第1、第2 Signalling data控制信息7402输出。

控制信息生成部7305以P1码元控制信息7302及第1、第2 Signallingdata控制信息7402为输入，收集（与接收动作有关的）控制信息，作为控制信号7306输出。并且，控制信号7306如图73所示，被向各部输入。

图75表示对应于DVB-T2标准、且对应于DVB-T2以外的标准的终端的接收装置的结构，对于与图7、图56、图73同样动作的部分赋予相同的标号。

图75的接收装置与图73、图74的接收装置不同的点是，图75的接收装置具备P2码元或第1、第2 Signalling data解调部7501，以便对于DVB-T2标准和其以外的标准的信号的两者能够进行解调。

第1、第2 Signalling data解调部7501以信号处理后的信号704_X，704_Y及P1码元控制信息7302为输入，基于P1码元控制信息，判断接收到的信号是对应于DVB-T2标准的信号还是对应于其以外的标准的信号（例如能够通过表3判断），进行信号处理，进行解调（包括纠错解码），将包含有接收信号对应的标准是什么的信息的控制信息7502输出。关于其以外的部分，为与图73、图74同样的动作。

如以上那样，通过做成在本实施方式中表示那样的接收装置的结构，通过将在实施方式A1中记载的广播站的发送装置发送的信号接收，实施适当的信号处理，能够得到接收品质较高的数据。特别是，当接收到规则地切换预编码矩阵的预编码方法的信号时，在LOS环境中，能够实现数据的传送效率的提高和数据接收品质的提高的两全。

另外，在本实施方式中，对与在实施方式A1中叙述的广播站的发送方法对应的接收装置的结构进行了说明，所以对使接收天线数为两根时的接收装置的结构进行了说明，但接收装置的天线数并不限于两根，如果为3根以上，也同样能够实施，此时，由于分集增益提高，所以能够使数据的接收品质提高。此外，当使广播站的发送装置的发送天线数为3根以上、使发送调制信号数为3以上时，也通过使终端的接收装置的接收天线数增加而同样能够实施。此时，作为发送方法，优选的是应用规则地切换预编码矩阵的预编码方法。

此外，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子中，是由实施方式1到实施方式16表示那样的。但是，关于规则地切换预编码矩阵的方法，并不限定于在实施方式1到实施方式16中表示的方法，只要是准备多个预编码矩阵，从准备的多个预编码矩阵中按照时隙选择一个预编码矩阵进行预编码并按照每个时隙切换规则地使用的预编码矩阵的方式，本实施方式就同样能够实施。

（实施方式A3）

在由实施方式A1记载的、在DVB-T2标准中应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法的系统中，存在用L1 Pre-Signalling指定导频的插入模式的控制信息。在本实施方式中，对用L1 pre-signalling变更导频插入模式时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的应用方法进行说明。

图76、图77表示使用相同频带将多个调制信号从多个天线发送的发送方法时的、DVB-T2标准的频率—时间轴中的帧结构的一例。在图76、图77中，横轴表示频率，即载波号码，纵轴表示时间，（A）表示到此为止说明的实施方式的调制信号z1的帧结构，（B）表示到此为止说明的实施方式的调制信号z2的帧结构。作为载波号码而赋予“f0，f1，f2，…”、作为时间而赋予“t1，t2，t3，…”的索引。并且，在图76、图77中，相同载波号码、相同时间的码元为在相同频率、相同时刻存在的码元。

图76、图77是DVB-T2标准中的导频码元的插入位置的例子（在DVB-T2标准中，在使用多个天线发送多个调制信号的情况下，关于导频的插入位置的方法存在8种，而图76、图77表示了其中的两个）。在图76、图77中，记载了用于导频的码元、用于数据传送的码元的两种码元。如在其他实施方式中说明那样，当使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法或预编码矩阵固定的预编码方法时，用于调制信号z1的数据传送的码元为流s1与流s2的加权后合成后的码元，此外，用于调制信号z2的数据传送的码元也为流s1与流s2的加权合成后的码元。在使用空时块码、空间复用MIMO传送方式的情况下，用于调制信号z1的数据传送的码元为流s1或流s2的某个码元，此外，用于调制信号z2的数据传送的码元也为流s1或流s2的某个的码元。在图76、图77中，对用于导频的码元赋予“PP1”或“PP2”的索引的某个，在“PP1”和“PP2”中为不同的构成方法的导频码元。如在上述中也叙述那样，在DVB-T2标准中，广播站能够指定8种导频插入方法（导频码元的帧中的插入频度不同）的某个插入方法，图76、图77表示上述8种中的两种导频插入方法。并且，关于广播站从8种中选择的导频插入方法的信息被作为在实施方式A1中叙述的P2码元中的L1 Pre-Signalling data向作为发送对方的终端传送。

接着，对伴随着导频插入方法的、规则地切换预编码矩阵的预编码方法的应用方法进行说明。作为例子，设规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的准备的多个不同的预编码矩阵F为10种，将预编码矩阵表示为F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，F［4］，F［5］，F［6］，F［7］，F［8］，F［9］。将在图76的频率—时间轴上的帧结构中、进行应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵的分配时的状况表示在图78中，将在图77的频率—时间上的帧结构中、进行应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法时的预编码矩阵的分配时的状况表示在图79中。例如，图78（A）的调制信号z1的帧结构、图78（B）的调制信号z2的帧结构都在f1，t1的码元中记载为“#1”，但这意味着f1，t1的码元被使用F［1］的预编码矩阵进行预编码。因而，在图78，图79中，在载波fx（x=0，1，2，…），ty（y=1，2，3，…）的码元中记载为“#Z”的情况下，意味着fx，ty的码元使用F［Z］的预编码矩阵进行预编码。

当然，在图78、图79的频率—时间轴上的帧结构中，导频码元的插入方法（插入间隔）不同。此外，对于导频码元，没有应用规则的切换预编码矩阵的预编码方法。因此，在图78、图79中，都是即使应用了相同周期（作为规则地切换预编码矩阵的预编码方法而准备的不同的预编码矩阵的数量）的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，由图78、图79可知，在图78、图79中，也发生即便是相同载波、相同时间的码元、被分配的预编码矩阵也不同的情况。例如，图78的f5，t2的码元表示为“#7”，在F［7］中通过预编码矩阵进行预编码。另一方面，图79的f5，t2的码元表示为“#8”，在F［8］中通过预编码矩阵进行预编码。

因而，广播站通过L1 Pre-Signalling data发送表示导频模式（导频插入方法）的控制信息，但表示该导频模式的控制信息在表示导频插入方法的同时，在通过表4或表5的控制信息选择了规则地切换预编码矩阵的预编码方法作为广播站传送PLP的传送方法的情况下，也可以表示规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法。因而，接收广播站发送的调制信号的终端的接收装置通过得到L1 Pre-Signalling data中的表示导频模式的控制信息，能够知道规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法（此时，以通过表4或表5的控制信息选择了规则地切换预编码矩阵的预编码方法作为广播站传送PLP的传送方法为前提）。另外，这里使用L1 Pre-Signalling data说明，但在不存在P2码元的图70的帧结构的情况下，表示导频模式及规则地切换预编码矩阵的预编码方法中的预编码矩阵的分配方法的控制信息存在于第1、第2 Signalling data中。

以下，说明再其他的例子。例如如表2那样，在指定调制方式的同时决定在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的情况下，能够与上述说明同样地考虑，通过仅传送P2码元的导频模式的控制信息、PLP的传送方法的控制信息和调制方式的控制信息，终端的接收装置通过得到这些控制信息，能够推测规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法。同样，在如表1B那样在指定调制方式及纠错编码的方法的同时决定在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中使用的预编码矩阵的情况下，通过仅传送P2码元的导频模式的控制信息、PLP的传送方法的控制信息和调制方式的控制信息、纠错码的方法，终端的接收装置通过得到这些控制信息，能够推测规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法。

但是，与表1B、表2不同，即使决定调制方式，也能够选择两种以上的不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的某个（例如，能够从周期不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法中选择或者能够从预编码矩阵自身不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法中选择），或者即使决定了调制方式、纠错方式，也能够选择两种以上的不同的规则地切换预编码矩阵的方法的某个，或者即使决定了纠错方式，也在能够从两种以上的不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法中选择的情况下，如表5那样传送规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵切换方法，但除此以外，也可以传送关于规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法的信息。

在表7中表示关于此时规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法的信息的控制信息的结构例。

［表7］

例如，假设广播站的发送装置作为导频的插入模式而选择了图76，并且作为规则地切换预编码矩阵的预编码方法而选择了A的方法。此时，假设广播站的发送装置作为预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法而能够选择图78、图80的某个。例如，在广播站的发送装置选择了图78的情况下，将表7的“MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT”设定为“00”，在选择了图80的情况下，将表7的“MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT”设定为“01”。并且，终端的接收装置通过得到表7的控制信息，能够知道预编码矩阵的（频率—时间轴中的）分配方法。另外，表7的控制信息能够通过P2码元传送，此外，还能够通过第1、第2 Signalling data传送。

如以上这样，通过实现基于导频插入方法的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵的分配方法，并且将该分配方法的信息可靠地传送给发送对方，能得到作为发送对方的终端的接收装置能够实现数据的传送效率的提高和数据的接收品质的提高的两全的效果。

另外，在本实施方式中，说明了将广播站的发送信号数设为2的情况，但当将广播站的发送装置的发送天线数设为3根以上、将发送调制信号数设为3以上时也同样能够实施。此外，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子中，是在实施方式1到实施方式16中表示那样的。但是，关于规则地切换预编码矩阵的方法，并不限定于在实施方式1到实施方式16中表示的方法，只要是准备多个预编码矩阵，从准备的多个预编码矩阵中按照时隙选择一个预编码矩阵进行预编码并按照每个时隙切换规则地使用的预编码矩阵的方式，本实施方式就同样能够实施。

（实施方式A4）

在本实施方式中，对在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中用来使数据的接收品质提高的重复（repetition）方法进行叙述。

应用了规则地切换预编码矩阵的预编码方法的发送装置的结构是图3、图4、图13、图40、图53所示那样的，在本实施方式中，说明对规则地切换预编码矩阵的预编码方法应用了重复的情况下的应用例。

图81表示应用重复时的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的信号处理部的结构的一例。图81在用图53考虑的情况下，相当于信号处理部5308。

图81的基带信号8101_1相当于图53的基带信号5307_1，是映射后的基带信号，为流s1的基带信号。同样，图81的基带信号8101_2相当于图53的基带信号5307_2，是映射后的基带信号，为流s2的基带信号。

信号处理部（复制部）8102_1以基带信号8101_1、控制信号8104为输入，基于包含在控制信号8104中的重复次数的信息，进行基带信号的复制。例如，在包含在控制信号8104中的重复次数的信息表示4次的重复的情况下，在基带信号8101_1相对于时间轴为s11，s12，s13，s14，…的信号的情况下，信号处理部（复制部）8102_1将各信号复制4次并输出。因而，信号处理部（复制部）8102_1的输出，即复制后的基带信号8103_1相对于时间轴，如s11，s11，s11，s11那样将s11输出4个，然后，如s12，s12，s12，s12那样将s12输出4个，然后，输出s13，s13，s13，s13，s14，s14，s14，s14，…。

信号处理部（复制部）8102_2以基带信号8101_2、控制信号8104为输入，基于包含在控制信号8104中的重复次数的信息进行基带信号的复制。例如，在包含在控制信号8104中的重复次数的信息表示4次的重复的情况下，在基带信号8101_2相对于时间轴为s21，s22，s23，s24，…的信号的情况下，信号处理部（复制部）8102_2将各信号复制4次并输出。因而，信号处理部（复制部）8102_2的输出，即复制后的基带信号8103_2相对于时间轴，如s21，s21，s21，s21那样将s21输出4个，然后，如s22，s22，s22，s22那样将s22输出4个，然后输出s23，s23，s23，s23，s24，s24，s24，s24，…。

加权合成部（预编码运算部）8105以复制后的基带信号8103_1，8103_2，控制信号8104为输入，实施基于包含在控制信号8104中的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的信息的预编码，即对复制后的基带信号8103_1，8103_2进行加权合成，将预编码后的基带信号8106_1（这里，表示为z1（i））、预编码后的基带信号8106_2（这里，表示为z2（i））输出（其中，i表示（时间或频率的）顺序）。

如果将复制后的基带信号8103_1，8103_2分别设为y1（i），y2（i），

将预编码矩阵设为F（i），则以下的关系成立。

［数式561］

(\begin{matrix} z 1 (i) \\ z 2 (i) \end{matrix}) = F (i) (\begin{matrix} y 1 (i) \\ y 2 (i) \end{matrix})

式(475)

其中，如果设为了规则地切换预编码矩阵的预编码方法准备的N（N是2以上的整数）个预编码矩阵为F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，…，F［N-1］，则在式（475）中，预编码矩阵F（i）使用F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，…，F［N-1］的某个。

这里，例如假设在i是0，1，2，3时，y1（i）是4个复制基带信号s11，s11，s11，s11，y2（i）是4个复制基带信号s21，s21，s21，s21。于是，以下的条件成立是重要的。

［数式562］

在

中，F（α）≠F（β）成立。

（forα、β=0，1，2，3，并且α≠β）

将以上一般化考虑。设重复次数为K次，假设在i为g₀，g₁，g₂，…，g_K-1（即，g_j，j是从0到K-1的整数）时，y1（i）是s11。于是，以下的条件成立是重要的。

［数式563］

在

中，F（α）≠F（β）成立。

（forα、β=g_j（j是从0到K-1的整数），并且α≠β）

同样，设重复次数为K次，假设在i为h₀，h₁，h₂，…，h_K-1（即，h_j，j是从0到K-1的整数）时，y2（i）是s21。于是，以下的条件成立是重要的。

［数式564］

在

中，F（α）≠F（β）成立。

（forα、β=h_j（j是从0到K-1的整数），并且α≠β）

此时，g_j=h_j既可以成立，也可以不成立。通过这样，将通过重复而产生的相同的流利用不同的预编码矩阵传送，所以能够得到数据的接收品质提高的效果。

另外，在本实施方式中，说明了使广播站的发送信号数为2的情况，但在使广播站的发送装置的发送天线数为3根以上、使发送调制信号数为3以上时，也同样能够实施。在设发送信号数为Q时，设重复次数为K次，假设在i为g₀，g₁，g₂，…，g_K-1（即，g_j，j是0到K-1的整数）时yb（i）是sb1（b是从1到Q的整数）。于是，以下的条件成立为重要的。

［数式565］

在

中，F（α）≠F（β）成立。

（forα、β=g_j（j是从0到K-1的整数），并且α≠β）

其中，F（i）为设发送信号数为Q时的预编码矩阵。

接着，使用图82说明与图81不同的实施例。在图82中，对于与图81同样动作的部分赋予相同的标号。在图82中，与图81不同的点是进行了数据的排序以将相同的数据从不同的天线发送。

图82的基带信号8101_1相当于图53的基带信号5307_1，是映射后的基带信号，为流s1的基带信号。同样，图81的基带信号8101_2相当于图53的基带信号5307_2，是映射后的基带信号，为流s2的基带信号。

信号处理部（复制部）8102_1以基带信号8101_1、控制信号8104为输入，基于包含在控制信号8104中的重复次数的信息进行基带信号的复制。例如，在包含在控制信号8104中的重复次数的信息表示4次的重复的情况下，在基带信号8101_1相对于时间轴为s11，s12，s13，s14，…的信号的情况下，信号处理部（复制部）8102_1将各信号复制4次并输出。因而，信号处理部（复制部）8102_1的输出，即复制后的基带信号8103_1相对于时间轴，如s11，s11，s11，s11那样将s11输出4个，然后，如s12，s12，s12，s12那样将s12输出4个，然后，输出s13，s13，s13，s13，s14，s14，s14，s14，…。

信号处理部（复制部）8102_2以基带信号8101_2、控制信号8104为输入，基于包含在控制信号8104中的重复次数的信息进行基带信号的复制。例如，在包含在控制信号8104中的重复次数的信息表示4次的重复的情况下，在基带信号8101_2相对于时间轴为s21，s22，s23，s24，…的信号的情况下，信号处理部（复制部）8102_2将各信号复制4次并输出。因而，信号处理部（复制部）8102_2的输出，即复制后的基带信号8103_2相对于时间轴，如s21，s21，s21，s21那样将s21输出4个，然后，如s22，s22，s22，s22那样将s22输出4个，然后，输出s23，s23，s23，s23，s24，s24，s24，s24，…。

排序部8201以复制后的基带信号8103_1、复制后的基带信号8103_2、控制信号8104为输入，基于包含在控制信号8104中的重复方法的信息进行数据的排序，将排序后的基带信号8202_1及8202_2输出。例如，复制后的基带信号8103_1相对于时间轴，如s11，s11，s11，s11那样将s11用4个构成，同样，复制后的基带信号8103_2相对于时间轴，如s21，s21，s21，s21那样将s21用4个构成。在图82中，将s11作为式（475）的y1（i），y2（i）的两者输出，同样，将s21作为式（475）的y1（i），y2（i）的两者输出。因而，对（s12，s13，…）也实施与s11同样的排序，此外，对（s22，s23，…）也实施与s21同样的排序。因而，排序后的基带信号8202_1成为s11，s21，s11，s21，s12，s22，s12，s22，s13，s23，s13，s23，…，这相当于式（475）的y1（i）。另外，s11，s21的顺序（这里，设为s11，s21，s11，s21）并不限定于此，为怎样的顺序都可以，同样，关于s12，s22、还有s13，s23，顺序也为怎样的顺序都可以。并且，排序后的基带信号8202_2成为s21，s11，s21，s11，s22，s12，s22，s12，s23，s13，s23，s13，…，这相当于式（475）的y2（i）。另外，s11，s21的顺序（这里，设为s21，s11，s21，s11）并不限定于此，为怎样的顺序都可以，同样，关于s12，s22、还有s13，s23，顺序也为怎样的顺序都可以。

加权合成部（预编码运算部）8105以排序后的基带信号8202_1及8202_2、控制信号8104为输入，实施基于包含在控制信号8104中的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的信息的预编码，即对排序后的基带信号8202_1及8202_2进行加权合成，将预编码后的基带信号8106_1（这里，表示为z1（i））、预编码后的基带信号8106_2（这里，表示为z2（i））输出（其中，i表示（时间或频率的）顺序）。

如果将排序后的基带信号8202_1及8202_2分别如上述那样设为y1（i），y2（i），将预编码矩阵设为F（i），则式（475）的关系成立。

其中，如果设为了规则地切换预编码矩阵的预编码方法而准备的N（N是2以上的整数）个预编码矩阵为F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，…，F［N-1］，则在式（475）中，预编码矩阵F（i）使用F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，…，F［N-1］的某个。

在上述中，设重复次数为4次而进行了说明，但并不限定于此。并且，与使用图81说明时同样，对于图82的结构时，也如果数式304到数式307的条件成立，则能够得到较高的接收品质。

接收装置的结构是在图7、图56中表示那样的，利用式（144）及式（475）的关系成立，在信号处理部中，进行由（s11，s12，s13，s14，…）分别发送的比特的解调，此外，进行由（s21，s22，s23，s24，…）分别发送的比特的解调。另外，各个比特既可以作为对数似然比计算，此外也可以作为硬判定值得到。此外，例如s11由于进行K次的重复，所以通过利用它，能够得到可靠性较高的、由s1发送的比特的推测值。对于（s12，s13，…）及（s21，s22，s23，…）也同样，能够得到可靠性较高的发送的比特的推测值。

在本实施方式中，对于在进行重复时应用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的方法进行了说明。此时，当存在进行重复而发送数据的时隙和不进行重复而发送数据的时隙的两者时，不进行重复而发送数据的时隙的通信方式也可以使用包括规则地切换预编码矩阵的预编码方法、预编码矩阵固定的预编码方法的某个传送方式。即，对于进行了重复的时隙使用本实施方式的发送方法自身在接收装置中在得到较高的数据的接收品质方面是重要的。

此外，在由实施方式A1到实施方式A3说明的与DVB标准关联的系统中，由于P2码元、第1、第2 signallingdata与PLP相比更需要确保接收品质，所以作为传送P2码元、第1、第2 signalling data的方式，如果应用在本实施方式中说明的应用了重复的、规则地切换预编码矩阵的预编码方法，则控制信息的接收装置的接收品质提高，所以对于使系统稳定地动作是重要的。

另外，在本实施方式中，规则地切换预编码矩阵的预编码方法的例子是如在实施方式1到实施方式16中表示那样的。但是，关于规则地切换预编码矩阵的方法，并不限定于在实施方式1到实施方式16中表示的方法，只要是准备多个预编码矩阵，从准备的多个预编码矩阵中按照时隙选择一个预编码矩阵进行预编码并按照每个时隙切换规则地使用的预编码矩阵的方式，本实施方式就同样能够实施。

（实施方式A5）

在本实施方式中，说明对在实施方式A1中说明的发送方法通过进行共用放大而发送调制信号的方法。

图83表示发送装置的结构的一例，对于与图52同样动作的部分赋予相同的标号。

图83的调制信号生成部#1到#M（5201_1到5201_M）是用来从输入信号（输入数据）生成图63或图72的P1码元用处理后的信号6323_1及6323_2的，将调制信号z1（5202_1到5202_M）及调制信号z2（5203_1到5203_M）输出。

图83的无线处理部8301_1以调制信号z1（5202_1到5202_M）为输入，进行频率变换等的信号处理，进行放大，将调制信号8302_1输出，使调制信号8302_1从天线8303_1作为电波输出。

同样，无线处理部8301_2以调制信号z2（5203_1到5203_M）为输入，进行频率变换等的信号处理，进行放大，将调制信号8302_2输出，使调制信号8302_2从天线8303_2作为电波输出。

如以上这样，对于实施方式A1的发送方法，也可以采取将不同的频带的调制信号一次进行频率变换、放大的发送方法。

（实施方式B1）

以下，说明在上述各实施方式中表示的发送方法及接收方法的应用例和使用它的系统的结构例。

图84是表示包括执行在上述实施方式中表示的发送方法及接收方法的装置的系统的结构例的图。在上述各实施方式中表示的发送方法及接收方法在图84所示那样的包括广播站、电视机（电视）8411、DVD记录机8412、STB（Set Top Box：机顶盒）8413、计算机8420、车载的电视机8441及便携电话8430等的各种各样种类的接收机的数字广播用系统8400中实施。具体而言，广播站8401将复用了影像数据及声音数据等的复用数据使用在上述各实施方式中表示的发送方法向规定的传送频带发送。

从广播站8401发送的信号被内置在各接收机中的或设置在外部与该接收机连接的天线（例如，天线8560、8440）接收。各接收机将在天线中接收到的信号使用在上述各实施方式中表示的接收方法解调，取得复用数据。由此，数字广播用系统8400能够得到在上述各实施方式中说明的本发明的效果。

这里，将包含在复用数据中的影像数据使用例如依据MPEG（MovingPicture Experts Group）2、MPEG4-AVC（Advanced Video Coding）、VC-1等的标准的动态图像编码方法编码。此外，将包含在复用数据中的声音数据用例如杜比AC（Audio Coding）-3、Dolby Digital Plus、MLP（MeridianLossless Packing）、DTS（Digital Theater Systems）、DTS-HD、线性PCM（Pulse Coding Modulation）等的声音编码方法编码。

图85是表示实施在上述各实施方式中说明的接收方法的接收机8500的结构的一例的图。如图85所示，作为接收机8500的一个结构的一例，可以考虑将调制解调器部分用一个LSI（或芯片组）构成、将编解码器的部分用另一个LSI（或芯片组）构成的构成方法。图85所示的接收机8500相当于图84所示的具备电视机（电视）8411、DVD记录机8412、STB（SetTop Box）8413、计算机8420、车载的电视机8441及便携电话8430等的结构。接收机8500具备将由天线8560接收到的高频信号变换为基带信号的调谐器8501、和将频率变换后的基带信号解调而取得复用数据的解调部8502。在上述各实施方式中表示的接收方法在解调部8502中实施，由此能够得到在上述各实施方式中说明的本发明的效果。

此外，接收机8500具有从由解调部8502得到的复用数据分离影像数据和声音数据的流输入输出部8520、使用与分离后的影像数据对应的动态图像解码方法将影像数据解码为影像信号、使用与分离后的声音数据对应的声音解码方法将声音数据解码为声音信号的信号处理部8504、将解码后的声音信号输出的扬声器等的声音输出部8506、和显示解码后的影像信号的显示器等的影像显示部8507。

例如，用户使用遥控器（远程控制器）8550，将选台的频道（选台的（电视）节目、选台的声音广播）的信息向操作输入部8510发送。于是，接收机8500在由天线8560接收到的接收信号中，将与选台的频道对应的信号解调，进行纠错解码等的处理，得到接收数据。此时，接收机8500通过得到包含在与所选台的频道对应的信号中的包括传送方法（在上述实施方式中叙述的传送方式、调制方式、纠错方式等）（对此，已在实施方式A1～实施方式A4中叙述，此外，是在图5、图41中记载那样的）的信息的控制码元的信息，通过正确地设定接收动作、解调方法、纠错解码等的方法，能够得到在由广播站（基站）发送的数据码元中包含的数据。在上述中，说明了用户通过遥控器8550对频道进行选择的例子，但如果使用接收机8500搭载的选台键选择频道，也为与上述同样的动作。

通过上述结构，用户能够视听接收机8500通过在上述各实施方式中表示的接收方法接收到的节目。

此外，本实施方式的接收机8500具备将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据（根据情况，也有对由解调部8502解调得到的信号不进行纠错解码的情况。此外，接收机8500也有在纠错解码后实施其他信号处理的情况。对于以后，关于进行同样的表现的部分，这一点也是同样的）中包含的数据、或相当于该数据的数据（例如，通过将数据压缩而得到的数据）、将动态图像、声音加工得到的数据记录到磁盘、光盘、非易失性的半导体存储器等的记录介质中的记录部（驱动器）8508。这里，所谓光盘，例如是DVD（Digital Versatile Disc）或BD（Blu-ray Disc）等的、使用激光进行信息的存储和读出的记录介质。所谓磁盘，例如是FD（Floppy Disk）（注册商标）或硬盘（Hard Disk）等的、通过使用磁束将磁性体磁化而存储信息的记录介质。所谓非易失性的半导体存储器，是例如闪存存储器或强电介体存储器（Ferroelectric Random Access Memory）等的、由半导体元件构成的记录介质，可以举出使用闪存存储器的SD卡或FlashSSD（Solid State Drive）等。另外，这里举出的记录介质的种类只不过是其一例，当然也可以使用上述记录介质以外的记录介质进行记录。

通过上述结构，用户将接收机8500通过在上述各实施方式中表示的接收方法接收到的节目记录并保存，能够在节目被广播的时间以后的任意的时间将记录的数据读出并视听。

另外，在上述说明中，接收机8500将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码而得到的复用数据用记录部8508记录，但也可以将在复用数据中包含的数据中的一部分数据提取并记录。例如，在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含影像数据或声音数据以外的数据广播服务的内容(content)等的情况下，记录部8508也可以从由解调部8502解调后的复用数据中提取影像数据及声音数据，记录复用后的新的复用数据。此外，记录部8508也可以仅将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的影像数据及声音数据中的某一方记录到复用的新的复用数据中。并且，记录部8508也可以将在上述中叙述的复用数据中包含的数据广播服务的内容记录。

进而，在电视机、记录装置（例如，DVD记录机、Blu-ray记录机、HDD记录机、SD卡等）、便携电话中搭载有在本发明中说明的接收机8500的情况下，在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含有用来将用于使电视机或记录装置动作的软件的缺陷（漏洞）修正的数据、或用来将用于防止个人信息或记录的数据流出的软件的缺陷（漏洞）修正的数据的情况下，也可以通过将这些数据安装来修正电视机或记录装置的软件的缺陷。并且，在数据中包含有用来将接收机8500的软件的缺陷（漏洞）修正的数据的情况下，也可以通过该数据将接收机8500的缺陷修正。由此，能够使接收机8500搭载的电视机、记录装置、便携电话更稳定地动作。

这里，从在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的多个数据中提取一部分数据并复用的处理例如由流输入输出部8503进行。具体而言，流输入输出部8503通过来自未图示的CPU等的控制部的指示，将由解调部8502解调后的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等的多个数据，从分离后的数据中仅提取指定的数据并复用，生成新的复用数据。另外，关于从分离后的数据提取哪个数据，例如既可以由用户决定，也可以按照记录介质的每个种类预先决定。

通过上述结构，接收机8500在视听所记录的节目时能够仅将需要的数据提取并记录，所以能够将记录的数据的数据尺寸削减。

此外，在上述说明中，记录部8508将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据记录，但也可以将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码而得到的复用数据中包含的影像数据变换为用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法来编码的影像数据，以使数据尺寸或比特率变得比该影像数据低，将变换后的影像数据记录到复用的新的复用数据中。此时，对原来的影像数据实施的动态图像编码方法和对变换后的影像数据实施的动态图像编码方法既可以依据相互不同的标准，也可以依据相同的标准、仅在编码时使用的参数不同。同样，记录部8508也可以将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码而得到的复用数据中包含的声音数据变换为用与对该声音数据实施的动态图像编码方法不同的声音编码方法来编码的声音数据，以使数据尺寸或比特率变得比该声音数据低，将变换后的声音数据记录到复用的新的复用数据中。

这里，将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码而得到的复用数据中包含的影像数据或声音数据变换为数据尺寸或比特率不同的影像数据或声音数据的处理例如由流输入输出部8503及信号处理部8504进行。具体而言，流输入输出部8503通过来自CPU等的控制部的指示，将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等的多个数据。信号处理部8504根据来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据变换为用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码的影像数据的处理，以及将分离后的声音数据变换为用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码的声音数据的处理。流输入输出部8503根据来自控制部的指示，将变换后的影像数据与变换后的声音数据复用，生成新的复用数据。另外，信号处理部8504既可以根据来自控制部的指示，仅对影像数据和声音数据中的某一方进行变换的处理，也可以对两者进行变换的处理。此外，变换后的影像数据及声音数据的数据尺寸或比特率既可以由用户决定，也可以按照记录介质的每个种类预先决定。

通过上述结构，接收机8500能够匹配于能够记录到记录介质中的数据尺寸及记录部8508进行数据的记录或读出的速度而变更影像数据及声音数据的数据尺寸或比特率而进行记录。由此，在能够记录到记录介质中的数据尺寸比由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据的数据尺寸小的情况下、或记录部进行数据的记录或读出的速度比由解调部8502解调的复用数据的比特率低的情况下，记录部也能够记录节目，所以用户能够将在节目被广播的时间以后的任意的时间将记录的数据读出并视听。

此外，接收机8500具备将由解调部8502解调后的复用数据经由通信媒体8530对外部设备发送的流输出IF（Interface：接口）8509。作为流输出IF8509的一例，可以举出将使用依据Wi-Fi（注册商标）（IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等）、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth（注册商标）、Zigbee（注册商标）等的无线通信标准的无线通信方法调制的复用数据经由无线媒体（相当于通信媒体8530）向外部设备发送的无线通信装置。此外，流输出IF8509也可以是将使用依据以太网（注册商标）或USB（Universal Serial Bus）、PLC（Power Line Communication）、HDMI（High-Definition Multimedia Interface）等的有线通信标准的通信方法调制的复用数据经由连接在该流输出IF8509上的有线传送路（相当于通信媒体8530）向外部设备发送的有线通信装置。

通过上述结构，用户能够用外部设备利用接收机8500通过由上述各实施方式表示的接收方法接收到的复用数据。这里所述的复用数据的利用，是用户使用外部设备实时地视听复用数据、或用装备在外部设备中的记录部记录复用数据、或从外部设备对再另外的外部设备发送复用数据等。

另外，在上述说明中，在接收机8500中，流输出IF8509将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据输出，但也可以将复用数据中包含的数据中的一部分数据提取并输出。例如，由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含影像数据及声音数据以外的数据广播服务的内容等的情况下，流输出IF8509也可以将从由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中提取影像数据及声音数据并复用的新的复用数据输出。此外，流输出IF8509也可以输出仅将在由解调部8502解调的复用数据中包含的影像数据及声音数据中的某一方复用的新的复用数据输出。

这里，从在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的多个数据中提取一部分数据并复用的处理例如由流输入输出部8503进行。具体而言，流输入输出部8503通过来自未图示的CPU（CentralProcessing Unit）等的控制部的指示，将由解调部8502解调后的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等的多个数据，从分离后的数据中仅提取指定的数据并复用，生成新的复用数据。另外，关于从分离后的数据提取哪个数据，例如既可以由用户决定，也可以按照流输出IF8509的每个种类预先决定。

通过上述结构，接收机8500能够仅提取外部设备需要的数据而输出，所以能够削减通过复用数据的输出消耗的通信频带。

此外，在上述说明中，流输出IF8509将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据记录，但也可以将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的影像数据变换为用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码的影像数据，以使数据尺寸或比特率变得比该影像数据低，输出将变换后的影像数据复用的新的复用数据。此时，对原来的影像数据实施的动态图像编码方法与对变换后的影像数据实施的动态图像编码方法既可以依据相互不同的标准，也可以依据相同的标准，仅在编码时使用的参数不同。同样，流输出IF8509也可以将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的声音数据变换为用与对该声音数据实施的动态图像编码方法不同的声音编码方法编码的声音数据，以使数据尺寸或比特率变得比该声音数据低，输出将变换后的声音数据复用的新的复用数据。

这里，将在由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据中包含的影像数据或声音数据变换为数据尺寸或比特率不同的影像数据或声音数据的处理例如由流输入输出部8503及信号处理部8504进行。具体而言，流输入输出部8503根据来自控制部的指示，将由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据分离为影像数据、声音数据、数据广播服务的内容等的多个数据。信号处理部8504根据来自控制部的指示，进行将分离后的影像数据变换为用与对该影像数据实施的动态图像编码方法不同的动态图像编码方法编码的影像数据的处理、以及将分离后的声音数据变换为用与对该声音数据实施的声音编码方法不同的声音编码方法编码的声音数据的处理。流输入输出部8503根据来自控制部的指示，将变换后的影像数据与变换后的声音数据复用，生成新的复用数据。另外，信号处理部8504根据来自控制部的指示，既可以仅对影像数据和声音数据中的某一方进行变换的处理，也可以对两者进行变换的处理。此外，变换后的影像数据及声音数据的数据尺寸或比特率既可以由用户决定，也可以按照流输出IF8509的每个种类预先决定。

通过上述结构，接收机8500能够匹配于与外部设备之间的通信速度将影像数据或声音数据的比特率变更而输出。由此，即使在与外部设备之间的通信速度比由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据的比特率低的情况下也能够从流输出IF向外部设备输出新的复用数据，所以用户能够在其他通信装置中利用新的复用数据。

此外，接收机8500具备对于外部设备、将由信号处理部8504解码后的影像信号及声音信号对外部的通信媒体输出的AV（Audio and Visual）输出IF（Interface）8511。作为AV输出IF8511的一例，可以举出将使用依据Wi-Fi（注册商标）（IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等）、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth（注册商标）、Zigbee（注册商标）等的无线通信标准的无线通信方法调制的影像信号及声音信号经由无线媒体向外部设备发送的无线通信装置。此外，流输出IF8509也可以是将使用依据以太网（注册商标）或USB、PLC、HDMI等的有线通信标准的通信方法调制的影像信号及声音信号经由连接在该流输出IF8509上的有线传送路向外部设备发送的有线通信装置。此外，流输出IF8509也可以是连接将影像信号及声音信号以模拟信号的原状输出的电缆的端子。

通过上述结构，用户能够用外部设备利用由信号处理部8504解码后的影像信号及声音信号。

进而，接收机8500具备受理用户操作的输入的操作输入部8510。接收机8500基于根据用户的操作输入到操作输入部8510中的控制信号，进行电源的ON/OFF的切换、接收的频道的切换、字幕显示的有无及显示的语言的切换、从声音输出部8506输出的音量的变更等的各种各样的动作的切换、能够接收的频道的设定等的设定的变更。

此外，接收机8500也可以具备将表示由该接收机8500接收中的信号的接收品质的天线水平显示的功能。这里，所谓天线水平(antenna level)，例如是基于接收机8500接收到的信号的RSSI（Received Signal StrengthIndication，Received Signal Strength Indicator，接收信号强度）、接收电场强度、C/N（Carrier-to-noise power ratio）、BER（Bit Error Rate：误比特率）、包错误率、帧错误率、信道状态信息（Channel State Information）等计算的表示接收品质的指标，是信号电平，表示信号的优劣的信号。在此情况下，解调部8502具备测量接收到的信号的RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等的接收品质测量部，接收机8500根据用户的操作，将天线水平（信号电平，表示信号的优劣的信号）以用户能够识别的形式显示在影像显示部8507上。天线水平（信号电平，表示信号的优劣的信号）的显示形式既可以是显示与RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等对应的数值的形式，也可以是根据RSSI、接收电场强度、C/N、BER、包错误率、帧错误率、信道状态信息等而显示不同的图像那样的形式。此外，接收机8500也可以显示按使用在上述各实施方式中表示的接收方法接收并分离的多个流s1，s2，…的每个所求出的多个天线水平（信号电平，表示信号的优劣的信号），也可以显示根据多个流s1，s2，…的每个求出的1个天线水平（信号电平，表示信号的优劣的信号）。此外，在将构成节目的影像数据或声音数据使用层级传送方式发送的情况下，也可以按照每个层级显示信号的水平（表示信号的优劣的信号）。

通过上述结构，用户能够在数值上或视觉上掌握使用由上述各实施方式表示的接收方法接收的情况下的天线水平（信号电平，表示信号的优劣的信号）。

另外，在上述说明中，举接收机8500具备声音输出部8506、影像显示部8507、记录部8508、流输出IF8509及AV输出IF8511的情况为例进行了说明，但并不需要具备这些结构的全部。只要接收机8500具备上述结构中的至少某一个，用户就能够利用由解调部8502解调、通过进行纠错的解码得到的复用数据，所以各接收机只要匹配于该用途将上述结构任意地组合而具备就可以。

（复用数据）

下面，详细说明复用数据的结构的一例。作为用于广播的数据结构，一般是MPEG2-传输流（TS），在此举出MPEG2-TS为例进行说明。但是，以上述各实施方式中所示的发送方法及接收方法传输的复用数据的数据结构当然不限于MPEG2-TS，其他的任何数据结构都能获得上述的各实施方式中所说明的效果。

图86是表示复用数据的结构的一例的附图。如图86所示，复用数据是构成在各服务中提供的节目（programe或者作为其一部分的event）的要素，例如是通过将视频流、音频流、演示图形流（PG）及交互式图形流（IG）等基本流中的1个以上复用而得到的。在以复用数据提供的节目是电影的情况下，视频流示出电影的主影像及副影像，音频流示出电影的主声音部分和与该主声音混合的副声音，演示图形流示出电影的字幕。这里，主影像表示显示于画面上的正常影像，副影像是在主影像中用小的画面显示的影像（例如示出电影梗概的文本数据的影像等）。另外，交互式图形流示出通过在画面上配置GUI部件来制作的对话画面。

复用数据中包含的各流通过分配给各流的作为识别符的PID来识别。例如，对用于电影的影像的视频流分配0x1011，对音频流分配从0x1100到0x111F，对演示图形分配从0x1200到0x121F，对交互式图形流分配从0x1400到0x141F，对用于电影副影像的视频流分配从0x1B00到0x1B1F，对用于和主声音混合的副声音的音频流分配从0x1A00到0x1A1F。

图87是模式表示复用数据如何被复用的一例的图。首先，将由多个视频帧组成的视频流8701以及由多个音频帧组成的音频流8704，分别变换为PES数据包序列8702及8705，并变换为TS数据包8703及8706。同样，将演示图形流8711及交互式图形8714的数据分别变换为PES数据包序列8712及8715，并变换为TS数据包8713及8716。复用数据8717通过将这些TS数据包（8703、8706、8713、8716）复用为1个流而构成。

图88更加详细地示出在PES数据包序列内如何存储视频流。图88中的第1段表示视频流的视频帧列。第2段表示PES数据包序列。如图88的箭头yy1、yy2、yy3、yy4所示，视频流中的多幅作为Video Presentation Unit的I图片、B图片及P图片按每幅图片进行分割，并保存在PES数据包的有效载荷中。各PES数据包具有PES包头，在PES包头中，存储作为图片的显示时刻的PTS（Presentation Time-Stamp）和作为图片的解码时刻的DTS（Decoding Time-Stamp）。

图89示出在复用数据中最终写入的TS数据包的形式。TS数据包是188字节固定长度的数据包，包括：4字节的TS包头，具有识别流的PID等的信息；184字节的TS有效载荷，保存数据；上述PES数据包被分割，并保存在TS有效载荷中。在BD-ROM的情况下，对TS数据包赋予4字节的TP_Extra_Header，构成192字节的源数据包，写入复用数据中。在TP_Extra_Header中记述ATS（Arrival_Time_Stamp）等信息。ATS表示该TS数据包向解码器的PID滤波器的传送开始时刻。在复用数据中，如图89下段所示那样排列源数据包，从复用数据的开头起增量的号码被称为SPN（源数据包号码）。

另外，在复用数据中包含的TS数据包内，除视频流、音频流及演示图形流等的各流之外，还有PAT（Program Association Table）、PMT（ProgramMap Table）及PCR（Program Clock Reference）等。PAT表示在复用数据中利用的PMT的PID是什么，PAT本身的PID用0来登记。PMT具有复用数据中包含的影像·声音·字幕等各流的PID和与各PID对应的流的属性信息（帧速率、纵横比等），并且具有与复用数据有关的各种描述符。在描述符中，存在指示复用数据的复制允许·不允许的复制控制信息等。PCR为了取得作为ATS的时间轴的ATC（Arrival Time Clock）和作为PTS·DTS的时间轴的STC（System Time Clock）的同步，具有与该PCR数据包传送给解码器的ATS对应的STC时间的信息。

图90是详细说明PMT的数据结构的图。在PMT的开头，配置有PMT包头，该PMT包头记述了该PMT中包含的数据的长度等。在其后面，配置多个与复用数据有关的描述符。上述复制控制信息等作为描述符来记述。在描述符的后面，配置多个与复用数据中包含的各流有关的流信息。流信息由流描述符构成，该流描述符记述了用于识别流的压缩解压器的流类型、流的PID及流的属性信息（帧速率、纵横比等）。流描述符存在复用数据中存在的流的个数。

在记录于记录介质等中的情况下，上述复用数据和复用数据信息文件一起记录。

图91是表示该复用数据信息文件的结构的图。复用数据信息文件如图91所示，是复用数据的管理信息，和复用数据1对1地对应，包括复用数据信息、流属性信息和入口映射。

复用数据信息如图91所示，包括系统速率、再现开始时刻及再现结束时刻。系统速率表示复用数据向后述的系统目标解码器的PID滤波器的最大传送速率。复用数据中包含的ATS的间隔被设定为系统速率以下。再现开始时刻是复用数据的开头的视频帧的PTS，再现结束时刻设定为在复用数据的末端的视频帧的PTS中加上1帧量的再现间隔的时刻。

图92是表示复用数据信息文件中包含的流属性信息的结构的图。流属性信息如图92所示，按每个PID登记有关复用数据中包含的各流的属性信息。属性信息按视频流、音频流、演示图形流及交互式图形流的每个具有不同的信息。视频流属性信息具有该视频流由什么样的压缩解压缩器压缩、构成视频流的各个图片数据的分辨率是多少、纵横比是多少及帧速率是多少等的信息。音频流属性信息具有该音频流由什么样的压缩解压缩器压缩、该音频流中包含的频道数是多少、对应于哪种语言及取样频率是多少等的信息。这些信息用于播放器再现之前的解码器初始化等。

在本实施方式中，利用上述复用数据中的、包含于PMT中的流类型。另外，在记录介质中记录有复用数据的情况下，利用复用数据信息中包含的视频流属性信息。具体而言，在上述各实施方式所示的动态图像编码方法或者装置中设置下述步骤或者机构，该步骤或者机构对PMT中包含的流类型或者视频流属性信息设定固有的信息，该固有的信息表示是由上述各实施方式中所示的动态图像编码方法或者装置所生成的影像数据这一情况。通过该结构，能够识别由上述各实施方式所示的动态图像编码方法或者装置生成的影像数据和依据其他标准的影像数据。

图93示出包括接收装置9304的影像声音输出装置9300的结构的一例，该接收装置9304接收从广播站（基站）发送的、包含影像及声音的数据或者用于数据广播的数据在内的调制信号。还有，接收装置9304的结构对应于图85的接收装置8500。在影像声音输出装置9300中，例如搭载有OS（Operating System：操作系统），并且搭载有用于与因特网连接的通信装置9306（例如无线LAN（Local Area Network）或用于以太网的通信装置）。因此，在显示影像的部分9301上，能够同时显示影像及声音的数据，或者用于数据广播的数据中的影像9302以及在因特网上提供的超文本（WorldWide Web（万维网：WWW））9303。而且，通过操作遥控器（也可以是移动电话或键盘）9307，来选择用于数据广播的数据中的影像9302、在因特网上提供的超文本9303的某一个，从而变更动作。例如，在选择出了因特网上提供的超文本9303的情况下，通过操作遥控器，来变更当前显示的WWW的站点。另外，在选择了影像及声音的数据或者用于数据广播的数据中的影像9302的情况下，通过遥控器9307，发送所选出的频道（选出的（电视）节目、选出的声音广播）的信息。于是，IF9305取得由遥控器发送的信息，接收装置9304对与选出的频道对应的信号进行解调、纠错解码等的处理，获得接收数据。此时，接收装置9304通过取得包括与选出的频道对应的信号中包含的传输方法（关于这一点，在实施方式A1～实施方式A4中叙述，另外如图5、图41所述。）的信息在内的控制码元的信息，正确设定接收动作、解调方法及纠错解码等的方法，以此就能够取得由广播站（基站）所发送的数据码元中包含的数据。在上面，虽然说明了用户通过遥控器9307，来选择频道的例子，但是即便使用影像声音输出装置9300所搭载的选择按键，来选择频道，也成为和上面相同的动作。

另外，也可以利用因特网来操作影像声音输出装置9300。例如，从其他的连接在因特网上的终端，对影像声音输出装置9300进行录制（存储）的预约。（因此，影像声音输出装置9300如图85那样，具有记录部8508。）然后，在开始录制之前，选择频道，接收装置9304对与选出的频道对应的信号进行解调，执行纠错解码等的处理，取得接收数据。此时，接收装置9304通过取得包括与选出的频道对应的信号中包含的传输方法（上述实施方式中所述的传输方式、调制方式及纠错方式等）（关于这一点，在实施方式A1～实施方式A4中叙述，另外如图5、图41所述。）的信息在内的控制码元的信息，正确设定接收动作、解调方法及纠错解码等的方法，由此，能够取得由广播站（基站）发送的数据码元中包含的数据。

（实施方式C1）

在本实施方式中，在实施方式2中，就规则地切换预编码矩阵的预编码方式进行了说明，此时作为考虑到接收恶劣点的预编码矩阵的设定方法，说明（例1）、（例2）。在本实施方式中，对将实施方式2的（例1）、（例2）一般化的情况进行说明。

将在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中、为了周期N而准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式566］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# 1)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）。在本实施方式中，处置酉矩阵，将式（#1）的预编码矩阵用下式表示。

［数式567］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 2)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）（如果考虑发送装置、接收装置中的映射的简单化，则优选的是设为λ=0弧度，π/2弧度，π弧度，（3π）/2弧度，优选的是设为这3个值的某个固定值）。在实施方式2中特别设为α=1而处置，将式（#2）如以下这样表示。

［数式568］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{{jθ}_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 3)

为了如实施方式2那样将接收恶劣点在复平面上相对于相位配置为均匀分布，在式（#1）或式（#2）中给出<条件#101>或<条件#102>。

［数式569］

<条件#101>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (\frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

［数式570］

<条件#102>

\begin{matrix} \frac{e^{j (θ_{11} (x + 1) - θ_{21} (x + 1))}}{e^{j (θ_{11} (x) - θ_{21} (x))}} = e^{j (- \frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

特别是，在将θ₁₁（i）不取决于i而设为固定值的情况下，能够给出<条件#103>或<条件#104>。

［数式571］

<条件#103>

\begin{matrix} \frac{e^{j θ_{21} (x + 1)}}{e^{j θ_{21} (x)}} = e^{j (\frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

［数式572］

<条件#104>

\begin{matrix} \frac{e^{j θ_{21} (x + 1)}}{e^{j θ_{21} (x)}} = e^{j (- \frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

同样，在将θ₂₁（i）不取决于i而设为固定值的情况下，能够给出<条件#105>或<条件#106>。

［数式573］

<条件#105>

\begin{matrix} \frac{e^{j θ_{11} (x + 1)}}{e^{j θ_{11} (x)}} = e^{j (\frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

［数式574］

<条件#106>

\begin{matrix} \frac{e^{j θ_{11} (x + 1)}}{e^{j θ_{11} (x)}} = e^{j (- \frac{π}{N})} & for &ForAll; x (x = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, N - 2) \end{matrix}

接着，举出在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中使用在上述中叙述的酉矩阵的预编码矩阵的例子。将基于式（#2）的、为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#2）中，将λ设为0弧度，将θ₁₁（i）设为0弧度）。

［数式575］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} [i] + π)} \end{matrix}) - - - (# 10)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0），满足<条件#103>或<条件#104>。此外，只要将θ₂₁（i=0）例如如0弧度那样设定某个值就可以。

作为与上述不同的另一例，将在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#2）中，设λ为π弧度，设θ₁₁（i）为0弧度）。

［数式576］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{jπ} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j θ_{21} [i]} \end{matrix}) - - - (# 9)

作为与上述不同的另一例，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#2）中，设λ为0弧度，设θ₂₁（i）为0弧度）。

［数式577］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i))} \\ α \times e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (# 12)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0），满足<条件#105>或<条件#106>。此外，只要将θ₁₁（i=0）例如如0弧度那样设定某个值就可以。

作为与上述不同的另一例，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#2）中，设λ为π弧度，设θ₂₁（i）为0弧度）。

［数式578］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix}) - - - (# 13)

如果用实施方式2的例子考虑，则作为另一例，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#3）中，设λ为0弧度，设θ₁₁（i）为0弧度）。

［数式579］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} [i] + π)} \end{matrix}) - - - (# 14)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1，满足<条件#103>或<条件#104>。此外，只要将θ₂₁（i=0）例如如0弧度那样设定某个值就可以。

作为与上述不同的另一例，将在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#3）中，设λ为π弧度，设θ₁₁（i）为0弧度）。

［数式580］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j θ_{21} (i)} & e^{j θ_{21} (i)} \end{matrix}) - - - (# 15)

作为与上述不同的另一例，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示（在式（#3）中，设λ为0弧度，设θ₂₁（i）为0弧度）。

［数式581］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i))} \\ e^{j 0} & e^{jπ} \end{matrix}) - - - (# 16)

此时，i=0，1，2，…，N-2，N-1，满足<条件#105>或<条件#106>。此外，只要将θ₁₁（i=0）例如如0弧度那样设定某个值就可以。

作为与上述不同的另一例，将为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。（在式（#3）中，设λ为π弧度，设θ₂₁（i）为0弧度）。

［数式582］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + π)} \\ α \times e^{j 0} & e^{j 0} \end{matrix}) - - - (# 17)

当与在实施方式9中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法比较时，本实施方式的预编码方法即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。为了进一步提高上述效果，例如优选的是如图4那样设为具有一个编码器，并具有分配编码数据的结构的发送装置，还有与其对应的接收装置。

另外，作为上述例子中的α的一个优选的例子，有实施方式18那样的方法，但并不一定限定于此。

在本实施方式中，对用于时间周期N的预编码跳跃方法的N个不同的预编码矩阵的构成方法进行了说明。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，在单载波传送方式时，在时间轴（或频率轴）方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列，但并不一定限定于此，也能够将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的N个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式C2）

对于使实施方式C1与实施方式9融合的、与实施方式C1不同的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，即对利用在实施方式9中使周期为奇数的情况而实现实施方式C1的方法进行说明。

将在周期N的规则地切换预编码矩阵的方法中为了周期N准备的预编码矩阵用下式表示。

［数式583］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + δ)} \end{matrix}) - - - (# 18)

［数式584］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & α \times e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ α \times e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 19)

此时，为i=0，1，2，…，N-2，N-1（设α>0）（如果考虑发送装置、接收装置中的映射的简单化，则优选的是设为λ=0弧度，π/2弧度，π弧度，（3π）/2弧度，优选的是设为这3个值的某个固定值）。特别是设为α=1而处置，将式（#19）如以下这样表示。

［数式585］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11} (i)} & e^{j (θ_{11} (i) + λ)} \\ e^{j θ_{21} (i)} & e^{j (θ_{21} (i) + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 20)

将本实施方式的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵用上述形式表示，而本实施方式的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的周期N表示为奇数、即N=2n+1是特征。并且，为了实现周期N=2n+1而准备的不同的预编码矩阵（另外，关于不同的预编码在后面进行说明）为n+1个。并且，通过将n+1个不同的预编码中的n个预编码矩阵在1周期内分别使用两次，将1个预编码使用1次，实现周期N=2n+1。以下，对此时的预编码矩阵详细地说明。

设为了实现周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法而需要的n+1个不同的预编码矩阵为F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］（i=0，1，2，…，n-2，n-1，n）。此时，将基于式（#19）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］如以下这样表示。

［数式586］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{{jθ}_{11}} & α \times e^{j (θ_{11} + λ)} \\ α \times e^{j (θ_{11} + \frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{21} + \frac{2 iπ}{2 n + 1} + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 21)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#21）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中，通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。为了进一步提高上述效果，例如优选的是如图4那样设为具有一个编码器、分配编码数据的结构的发送装置、还有与其对应的接收装置。

并且，特别在设为λ=0弧度，θ₁₁=0弧度的情况下，上式可以如以下这样表示。

［数式587］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{j 0} \\ α \times e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 22)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#22）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中，通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

此外，在设为λ=π弧度，θ₁₁=0弧度的情况下，如以下这样表示。

［数式588］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{α^{2} + 1}} (\begin{matrix} e^{j 0} & α \times e^{jπ} \\ α \times e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 23)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#23）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

此外，如果如式（#19）和式（#20）的关系那样设α=1，则式（#21）可以如以下这样表示。

［数式589］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j θ_{11}} & e^{j (θ_{11} + λ)} \\ e^{j (θ_{11} + \frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (θ_{11} + \frac{2 iπ}{2 n + 1} + + λ + π)} \end{matrix}) - - - (# 24)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#24）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中，通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，在式（#22）中，如果设α=1，则如以下这样表示。

［数式590］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{j 0} \\ e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1} + π)} \end{matrix}) - - - (# 25)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#25）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中，通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

同样，在式（#23）中，如果设α=1，则如以下这样表示。

［数式591］

F [i] = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} e^{j 0} & e^{jπ} \\ e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} & e^{j (\frac{2 iπ}{2 n + 1})} \end{matrix}) - - - (# 26)

其中，设i=0，1，2，…，n-2，n-1，n。在式（#26）的n+1个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，…，F［i］，…，F［n-1］，F［n］中，通过将F［0］使用1次，并且将F［1］～F［n］分别使用两次（将F［1］使用两次，将F［2］使用两次，…，将F［n-1］使用两次，将F［n］使用两次），通过设为周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，与在实施方式9中将周期设为奇数的情况下的规则地切换预编码矩阵的预编码方法同样，接收装置能够得到良好的数据的接收品质。此时，即使设为实施方式9中的周期的约一半的周期，也有可能能够得到较高的数据接收品质，能够减少准备的预编码矩阵，所以能得到能够削减发送装置、接收装置的电路规模的效果。

另外，作为上述例子中的α的一个优选的例子，有实施方式18那样的方法，但并不限定于此。

在本实施方式中，将用于周期N=2n+1的预编码跳跃方法（周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法）的预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］（其中，W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］由F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］构成）在单载波传送方式时，在时间轴（或频率轴）方向上以W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］的顺序排列，但并不一定限定于此，也能够将预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N=2n+1的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］以使其具有规则的周期。

此外，在周期H（H为比上述规则地切换预编码矩阵的方式的周期N=2n+1大的自然数）的预编码矩阵切换方法中，如果包含本实施方式的n+1个不同的预编码矩阵，则带来良好的接收品质的可能性变高。

（实施方式C3）

在本实施方式中，如非专利文献12～非专利文献15所示，对使用QC（Quasi Cyclic：准循环）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（其中，也可以是不为QC-LDPC码的LDPC（块）码）、LDPC码和BCH符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode）的连接码等的块码、使用Turbo码等的块码时的、特别是在实施方式16到实施方式26、实施方式C1中叙述的规则地切换预编码矩阵的方法时详细地说明。这里，作为一例，以发送s1，s2的两个流的情况为例进行说明。其中，在使用块码进行编码时，当不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数（但是，在其中也可以包含以下记载那样的控制信息等）一致。在使用块码进行编码时，当需要控制信息等（例如，CRC（cyclic redundancy check）、传送参数等）时，构成编码后的块的比特数也有是构成块码的比特数与控制信息等的比特数的和的情况。

图97是表示在使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图。图97是表示例如如图4的发送装置所示那样发送s1，s2的两个流、并且发送装置具有1个编码器的情况下的“当使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图”（此时，作为传送方式，使用单载波传送、OFDM那样的多载波传送哪种都可以）。

如图97所示，假设构成块码中的1个编码后的块的比特数是6000比特。为了将该6000比特发送，在调制方式为QPSK时需要3000码元，在16QAM时需要1500码元，在64QAM时需要1000码元。

并且，在图4的发送装置中，为了将两个流同时发送，当调制方式是QPSK时，将上述3000码元对s1分配1500码元，对s2分配1500码元，所以为了发送用s1发送的1500码元和用s2发送的1500码元，需要1500个时隙（这里命名为“时隙”）。

如果同样考虑，则当调制方式为16QAM时，为了将构成1个编码后的块的全部的比特发送而需要750个时隙，当调制方式为64QAM时，为了将构成1个编码后的块的全部的比特发送而需要500个时隙。

接着，对在规则地切换预编码矩阵的方法中、上述定义的时隙与预编码矩阵的关系进行说明。

这里，设为了规则地切换预编码矩阵的方法准备的预编码矩阵的数量为5。即，为了图4的发送装置的加权合成部准备5个不同的预编码矩阵（加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵选择一个预编码矩阵，进行预编码）。将这5个不同的预编码矩阵表示为F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，F［4］。

当调制方式为QPSK时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的1500个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是300个时隙。这是因为，如果在使用的预编码矩阵中有偏倚，则成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收品质。

同样，当调制方式为16QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的750个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是150个时隙。

同样，当调制方式为64QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的500个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是100个时隙。

如以上这样，在规则地切换预编码矩阵的方式中，在设不同的预编码矩阵为N个（将N个不同的预编码矩阵表示为F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］）时，在将构成1个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵F［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵F［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵F［N-1］的时隙数为K_N-1时，优选的是

<条件#107>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_N-1，即，K_a=K_b，（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）。

并且，在通信系统支持多个调制方式、从支持的调制方式选择使用的情况下，在所支持的调制方式中，优选的是<条件#107>成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般通过各调制方式能够用1码元发送的比特数不同（根据情况也有相同的情况），根据情况，也有存在不能满足<条件#107>的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#107>而满足以下的条件。

<条件#108>

K_a与K_b的差是0或1，即，|K_a-K_b|是0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

图98是表示在使用块码时在两个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图。图98是当如图3的发送装置及图13的发送装置所示那样将s1，s2的两个流发送、并且发送装置具有两个编码器的情况下的“表示当使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图”（此时，作为传送方式，使用单载波传送、OFDM那样的多载波传送的哪种都可以）。

如图98所示，假设构成块码中的1个编码后的块的比特数是6000比特。为了将该6000比特发送，在调制方式为QPSK时需要3000码元，在16QAM时需要1500码元，在64QAM时需要1000码元。

并且，在图3的发送装置及图13的发送装置中，将两个流同时发送，此外，由于存在两个编码器，所以成为在两个流中传送不同的码块。因而，当调制方式为QPSK时，通过s1，s2将两个编码块在相同区间内发送，所以例如通过s1发送第1编码后的块，通过s2发送第2编码块，所以为了发送第1、第2编码后的块而需要3000个时隙。

如果同样考虑，则当调制方式为16QAM时，为了将构成两个编码后的块的全部的比特发送而需要1500个时隙，当调制方式为64QAM时，为了将构成22块的全部的比特发送而需要1000个时隙。

这里，设为了规则地切换预编码矩阵的方法准备的预编码矩阵的数量为5。即，为了图3的发送装置及图13的发送装置的发送装置的加权合成部而准备5个不同的预编码矩阵（加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵选择一个预编码矩阵进行预编码）。将该5个不同的预编码矩阵表示为F［0］，F［1］，F［2］，F［3］，F［4］。

当调制方式为QPSK时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的3000个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是600个时隙。这是因为，如果在使用的预编码矩阵中有偏倚，则成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收品质。

此外，为了发送第1编码块，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是600次，此外，为了发送第2编码块，优选的是使用预编码矩阵F［0］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是600次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是600次。

同样，在调制方式为16QAM时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的1500个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是300个时隙。

此外，为了发送第1编码块，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是300次，此外，为了发送第2编码块，优选的是使用预编码矩阵F［0］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是300次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是300次。

同样，在调制方式为64QAM时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的1000个时隙中，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［1］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［4］的时隙是200个时隙。

此外，为了发送第1编码块，需要使用预编码矩阵F［0］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是200次，此外，为了发送第2编码块，优选的是使用预编码矩阵F［0］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［1］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵F［3］的时隙是200次，使用预编码矩阵F［4］的时隙是200次。

如以上这样，在规则地切换预编码矩阵的方式中，在将不同的预编码矩阵设为N个（将N个不同的预编码矩阵表示为F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］）时，优选的是，在将构成两个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵F［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵F［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵F［N-1］的时隙数为K_N-1时，是

<条件#109>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_N-1，即，K_a=K_b，（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b），

在将构成第1编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的次数为K_0，1、使用预编码矩阵F［1］的次数为K_1，1、使用预编码矩阵F［i］的次数为K_i，1（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵F［N-1］的次数为K_N-1，1时，是

<条件#110>

K_0，1=K_1，1=…=K_i，1=…=K_N-1，1，即，K_a，1=K_b，1，（for

在将构成第2编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的次数为K_0，2、使用预编码矩阵F［1］的次数为K_1，2、使用预编码矩阵F［i］的次数为K_i，2（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵F［N-1］的次数为K_N-1，2时，是

<条件#111>

K_0，2=K_1，2=…=K_i，2=…=K_N-1，2，即，K_a，2=K_b，2，（for

并且，在通信系统支持多个调制方式，从支持的调制方式选择使用的情况下，在支持的调制方式中，优选的是<条件#109><条件#110><条件#111>成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般通过各调制方式能够用1码元发送的比特数不同（根据情况，也有可能相同），根据情况，也有存在不能满足<条件#109><条件#110><条件#111>的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#109><条件#110><条件#111>而满足以下的条件。

<条件#112>

K_a与K_b的差是0或1，即，|K_a-K_b|是0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

<条件#113>

K_a，1与K_b，1的差是0或1，即，|K_a，1-K_b，1|是0或1

（for其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

<条件#114>

K_a，2与K_b，2的差是0或1，即，|K_a，2-K_b，2|是0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

如以上那样，通过进行编码后的块与预编码矩阵的关系建立，在为了传送编码块而使用的预编码矩阵中不再有偏倚，所以在接收装置中能够得到数据的接收品质提高的效果。

在本实施方式中，在规则地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N的预编码跳跃方法而需要N个不同的预编码矩阵。此时，作为N个不同的预编码矩阵而准备F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］，也有在频率轴方向上以F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］的顺序排列的方法，并不一定限定于此，通过将在本实施方式中生成的N个不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［N-2］，F［N-1］与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据的接收品质的可能性较高。

此外，也可以如在实施方式15中说明那样，存在空间复用MIMO传送方式、预编码矩阵固定的MIMO传送方式、空时块编码方式、仅发送1个流、规则地切换预编码矩阵的方法的模式，发送装置（广播站、基站）能够从这些模式中选择某个发送方法。此时，在空间复用MIMO传送方式、预编码矩阵固定的MIMO传送方式、空时块编码方式、仅发送1个流、规则地切换预编码矩阵的方法的模式中选择了规则地切换预编码矩阵的方法的（子）载波群中，优选的是实施本实施方式。

（实施方式C4）

在本实施方式中，如非专利文献12～非专利文献15所示，对使用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（其中，也可以是不为QC-LDPC码的LDPC（块）码）、LDPC码和BCH符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode）的连接码等的块码、使用Turbo码等的块码时的、特别是在实施方式C2中叙述的规则地切换预编码矩阵的方法时详细地说明。这里，作为一例，以发送s1，s2的两个流的情况为例进行说明。其中，在使用块码进行编码时，当不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数（但是，在其中也可以包含以下记载那样的控制信息等）一致。在使用块码进行编码时，当需要控制信息等（例如，CRC（cyclic redundancy check）、传送参数等）时，构成编码后的块的比特数也有是构成块码的比特数与控制信息等的比特数的和的情况。

图97是表示在使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图。图97是表示例如如图4的发送装置所示那样发送s1，s2的两个流并且发送装置具有1个编码器的情况下的“当使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图”（此时，作为传送方式，使用单载波传送、OFDM那样的多载波传送哪种都可以）。

这里，在实施方式C2中，将用来实现周期5的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的5个预编码矩阵表示为W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］（发送装置的加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵选择一个预编码矩阵，进行预编码）。

在调制方式为QPSK时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的1500个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是300个时隙。这是因为，如果在使用的预编码矩阵中有偏倚，则成为使用较多的数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收品质。

同样，在调制方式为16QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的750个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是150个时隙。

同样，在调制方式是64QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的500个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是100个时隙。

如以上这样，在实施方式C2的规则地切换预编码矩阵的方式中，在用来实现周期N=2n+1的预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］（其中，W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］由F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］构成（参照实施方式C2））时，在将构成1个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵W［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵W［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，2n-1，2n）、使用预编码矩阵W［2n］的时隙数为K_2n时，

<条件#115>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_2n，即，K_a=K_b，（for

其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b）。

在实施方式C2的规则地切换预编码矩阵的方式中，在用来实现周期N=2n+1的不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］中，在将构成1个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的时隙数为G₀、使用预编码矩阵F［1］的时隙数为G₁、使用预编码矩阵F［i］的时隙数为G_i（i=0，1，2，…，n-1，n）、使用预编码矩阵F［n］的时隙数为G_n时，<条件#115>可以如以下这样表示。

<条件#116>

2×G₀=G₁=…=G_i=…=G_n，即，2×G₀=G_a，（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））

并且，在通信系统支持多个调制方式，从支持的调制方式中选择使用的情况下，优选的是在支持的调制方式中<条件#115>（<条件#116>）成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般通过各调制方式能够用1码元发送的比特数不同（根据情况，也有相同的情况），根据情况，也有存在不能满足<条件#115>（<条件#116>）的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#115>而满足以下的条件。

<条件#117>

K_a与K_b的差为0或1，即，|K_a-K_b|为0或1

（for其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b）

如果使<条件#117>为别的表现，则为以下的条件。

<条件#118>

G_a与G_b的差为0或1或2，即，|G_a-G_b|为0或1或2

（for

其中，a，b=1，2，…，n-1，n（a，b是1到n的整数），a≠b）

及

2×G₀与G_a的差为0或1或2，即，|2×G₀-G_a|为0或1或2

（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））

图98是表示在使用块码时在两个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图。图98是如图3的发送装置及图13的发送装置所示那样将s1，s2的两个流发送、并且发送装置具有两个编码器的情况下的“表示当使用块码时在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图”（此时，作为传送方式，使用单载波传送、OFDM那样的多载波传送的哪种都可以）。

如图98所示，假设构成块码中的1个编码后的块的比特数是6000比特。为了将该6000比特发送，当调制方式为QPSK时需要3000码元，当16QAM时需要1500码元，当64QAM时需要1000码元。

并且，在图3的发送装置及图13的发送装置中，成为将两个流同时发送，此外，由于存在两个编码器，所以成为用两个流传送不同的码块。因而，当调制方式为QPSK时，通过s1，s2将两个编码块在相同区间内发送，所以成为例如通过s1将第1编码后的块发送、通过s2将第2编码块发送，所以为了将第1、第2编码后的块发送而需要3000个时隙。

如果同样考虑，则当调制方式为16QAM时，为了将构成两个编码后的块的全部的比特发送而需要1500个时隙，当调制方式为64QAM时，为了将构成两个块的全部的比特发送而需要1000个时隙。

接着，对在规则地切换预编码矩阵的方法、由上述定义的时隙与预编码矩阵的关系进行说明。

这里，在实施方式C2中，假设将用来实现周期5的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的5个预编码矩阵表示为W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］（发送装置的加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，进行预编码）。

当调制方式为QPSK时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的3000个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是600个时隙。这是因为，如果在使用的预编码矩阵中有偏倚，则成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收品质。

此外，为了将第1编码块发送，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是600次，此外，为了将第2编码块发送，优选的是使用预编码矩阵W［0］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是600个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是600次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是600次。

同样，当调制方式为16QAM时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的1500个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是300个时隙。

此外，为了将第1编码块发送，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是300次，此外，为了将第2编码块发送，优选的是使用预编码矩阵W［0］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是300次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是300次。

同样，当调制方式为64QAM时，在用来将构成两个编码后的块的比特数6000×2比特发送的上述所述的1000个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是200个时隙。

此外，为了将第1编码块发送，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是200次，此外，为了将第2编码块发送，优选的是使用预编码矩阵W［0］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［1］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［2］的时隙是200个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是200次，使用预编码矩阵W［4］的时隙是200次。

如以上这样，在实施方式C2的规则地切换预编码矩阵的方式中，在设用来实现周期N=2n+1的预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］（其中，W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］由F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］构成（参照实施方式C2））时，优选的是，在将构成两个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵W［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵W［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，2n-1，2n）、使用预编码矩阵W［2n］的时隙数为K_2n时，是

<条件#119>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_2n，即，K_a=K_b，（for

其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b），

在将构成第1编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的次数为K_0，1、使用预编码矩阵W［1］的次数为K_1，1、使用预编码矩阵W［i］的次数为K_i，1（i=0，1，2，…，2n-1，2n）、使用预编码矩阵W［2n］的次数为K_2n，1时，是

<条件#120>

K_0，1=K_1，1=…=K_i，1=…=K_2n，1，即，K_a，1=K_b，1，（for其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b），

在将构成第2编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的次数为K_0，2、使用预编码矩阵W［1］的次数为K_1，2、使用预编码矩阵W［i］的次数为K_i，2（i=0，1，2，…，2n-1，2n）、使用预编码矩阵W［2n］的次数为K_2n，2时，是

<条件#121>

K_0，2=K_1，2=…=K_i，2=…=K_2n，2，即，K_a，2=K_b，2，（for其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b）。

在实施方式C2的规则地切换预编码矩阵的方式中，在用来实现周期N=2n+1的不同的预编码矩阵F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］中，优选的是，在将构成两个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的时隙数为G₀、使用预编码矩阵F［1］的时隙数为G₁、使用预编码矩阵F［i］的时隙数为G_i（i=0，1，2，…，n-1，n）、使用预编码矩阵F［n］的时隙数为G_n时，<条件#119>可以如以下这样表示。

<条件#122>

2×G₀=G₁=…=G_i=…=G_n，即，2×G₀=G_a，（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数）），

在将构成第1编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的次数为G_0，1、使用预编码矩阵F［1］的次数为K_1，1、使用预编码矩阵F［i］的次数为G_i，1（i=0，1，2，…，n-1，n）、使用预编码矩阵F［n］的次数为G_n，1时，是

<条件#123>

2×G_0，1=G_1，1=…=G_i，1=…=G_n，1，即，2×G_0，1=G_a，1，（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数）），

在将构成第2编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵F［0］的次数为G_0，2、使用预编码矩阵F［1］的次数为G_1，2、使用预编码矩阵F［i］的次数为G_i，2（i=0，1，2，…，n-1，n）、使用预编码矩阵F［n］的次数为G_n，2时，是

<条件#124>

2×G_0，2=G_1，2=…=G_i，2=…=G_n，2，即，2×G_0，2=G_a，2，（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））。

并且，在通信系统支持多个调制方式，从支持的调制方式选择使用的情况下，优选的是在支持的调制方式中<条件#119><条件#120><条件#121>（<条件#122><条件#123><条件#124>）成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般通过各调制方式能够用1码元发送的比特数不同（根据情况，也有相同的情况），根据情况，也有存在不能满足<条件#119><条件#120><条件#121>（<条件#122><条件#123><条件#124>）的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#119><条件#120><条件#121>而满足以下的条件。

<条件#125>

K_a与K_b的差为0或1，即，|K_a-K_b|为0或1

<条件#126>

K_a，1与K_b，1的差为0或1，即，|K_a，1-K_b，1|为0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，2n-1，2n（a，b是0到2n的整数），a≠b）

<条件#127>

K_a，2与K_b，2的差为0或1，即，|K_a，2-K_b，2|为0或1

（for

如果使<条件#125><条件#126><条件#127>为不同的表现，则为以下的条件。

<条件#128>

G_a与G_b的差为0或1或2，即，|G_a-G_b|为0或1或2

（for

其中，a，b=1，2，…，n-1，n（a，b是1到n的整数），a≠b）

及

2×G₀与G_a的差为0或1或2，即，|2×G₀-G_a|为0或1或2

（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））

<条件#129>

G_a，1与G_b，1的差为0或1或2，即，|G_a，1-G_b，1|为0或1或2

（for

其中，a，b=1，2，…，n-1，n（a，b是1到n的整数），a≠b）

及

2×G_0，1与G_a，1的差为0或1或2，即，|2×G_0，1-G_a，1|为0或1或2

（for其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））

<条件#130>

G_a，2与G_b，2的差为0或1或2，即，|G_a，2-G_b，2|为0或1或2

（for

其中，a，b=1，2，…，n-1，n（a，b是1到n的整数），a≠b）

及

2×G_0，2与G_a，2的差为0或1或2，即，|2×G_0，2-G_a，2|为0或1或2

（for

其中，a=1，2，…，n-1，n（a是1到n的整数））

如以上这样，通过进行编码后的块与预编码矩阵的关系建立，在为了将编码块传送而使用的预编码矩阵中不再有偏倚，所以在接收装置中，能够得到数据的接收品质提高的效果。

在本实施方式中，将用于在实施方式C2中叙述的周期N=2n+1的预编码跳跃方法（周期N=2n+1的规则地切换预编码矩阵的预编码方法）的预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］（其中，W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］由F［0］，F［1］，F［2］，…，F［n-1］，F［n］构成）在单载波传送方式时在时间轴（或频率轴）方向上以W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］的顺序排列，但并不一定限定于此，也可以将预编码矩阵W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］应用到OFDM传送方式等的多载波传送方式中。关于该情况下的应用方法，与实施方式1同样，通过对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N=2n+1的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用W［0］，W［1］，…，W［2n-1］，W［2n］以使其具有规则的周期。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据的接收品质的可能性较高。

（实施方式C5）

在本实施方式中，如非专利文献12～非专利文献15所示，对使用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（其中，也可以是不为QC-LDPC码的LDPC（块）码）、LDPC码和BCH符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode）的连接码等的块码、使用Turbo码等的块码时的、特别是使实施方式C3、实施方式C4一般化的情况进行说明。这里，作为一例，以发送s1，s2的两个流的情况为例进行说明。其中，在使用块码进行编码时，当不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数（但是，在其中也可以包含以下记载那样的控制信息等）一致。在使用块码进行编码时，当需要控制信息等（例如，CRC（cyclicredundancy check）、传送参数等）时，构成编码后的块的比特数也有是构成块码的比特数与控制信息等的比特数的和的情况。

接着，对在规则地切换预编码矩阵的方法中、由上述定义的时隙与预编码矩阵的关系进行说明。

这里，将用于周期5的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵设为W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］。其中，在W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］中，只要至少包括两个以上不同的预编码矩阵就可以（在W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］中包含相同的预编码矩阵也可以）。在图4的发送装置的加权合成部中，假设使用W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］（加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，进行预编码）。

当调制方式为QPSK时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的1500个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是300个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是300个时隙。这是因为，如果在使用的预编码矩阵中有偏倚，则成为使用较多数量的预编码矩阵的影响较大的数据的接收品质。

同样，当调制方式为16QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的750个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是150个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是150个时隙。

同样，当调制方式为64QAM时，在用来将构成1个编码后的块的比特数6000比特发送的上述所述的500个时隙中，需要使用预编码矩阵W［0］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［1］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［2］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［3］的时隙是100个时隙，使用预编码矩阵W［4］的时隙是100个时隙。

如以上这样，将周期N的规则地切换预编码矩阵的方式的预编码矩阵表示为W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］。其中，W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］由至少两个以上的不同的预编码矩阵构成（在W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］中也可以包括相同的预编码矩阵）。在将构成1个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵W［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵W［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，N-1），使用预编码矩阵W［N-1］的时隙数为K_N-1时，优选的是

<条件#131>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_N-1，即，K_a=K_b，（for

并且，在通信系统支持多个调制方式、从支持的调制方式中选择而使用的情况下，优选的是在支持的调制方式中<条件#94>成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般能够通过各调制方式用1码元发送的比特数不同（根据情况，也有可能相同），根据情况，也有存在不能满足<条件#131>的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#131>而满足以下的条件。

<条件#132>

K_a与K_b的差为0或1，即，|K_a-K_b|为0或1（for其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

如图98所示，假设构成块码的1个编码后的块的比特数是6000比特。为了将该6000比特发送，当调制方式为QPSK时需要3000码元，当16QAM时需要1500码元，当64QAM时需要1000码元。

并且，在图3的发送装置及图13的发送装置中，将两个流同时发送，此外，由于存在两个编码器，所以成为用两个流传送不同的码块。因而，当调制方式为QPSK时，通过s1，s2将两个编码块在相同区间内发送，所以例如通过s1将第1编码后的块发送，通过s2将第2编码块发送，所以为了将第1、第2编码后的块发送而需要3000个时隙。

接着，对在规则地切换预编码矩阵的方法中由上述定义的时隙与预编码矩阵的关系进行说明。

这里，设用于周期5的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的预编码矩阵为W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］。其中，在W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］中，只要至少包括两个以上不同的预编码矩阵就可以（在W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］中也可以包括相同的预编码矩阵）。为了图3的发送装置及图13的发送装置的发送装置的加权合成部而使用W［0］，W［1］，W［2］，W［3］，W［4］（加权合成部在各时隙中从多个预编码矩阵中选择一个预编码矩阵，进行预编码）。

如以上这样，将周期N的规则地切换预编码矩阵的方式的预编码矩阵表示为W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］。其中，设W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］由至少两个以上的不同的预编码矩阵构成（也可以在W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］中包含相同的预编码矩阵）。优选的是，在将构成两个编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的时隙数为K₀、使用预编码矩阵W［1］的时隙数为K₁、使用预编码矩阵W［i］的时隙数为K_i（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵W［N-1］的时隙数为K_N-1时，是

<条件#133>

K₀=K₁=…=K_i=…=K_N-1，即，K_a=K_b，（for

在将构成第1编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的次数为K_0，1、使用预编码矩阵W［1］的次数为K_1，1、使用预编码矩阵W［i］的次数为K_i，1（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵W［N-1］的次数为K_N-1，1时，是

<条件#134>

K_0，1=K_1，1=…=K_i，1=…=K_N-1，1，即，K_a，1=K_b，1，（for其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b），

在将构成第2编码后的块的比特全部发送时，当设使用预编码矩阵W［0］的次数为K_0，2、使用预编码矩阵W［1］的次数为K_1，2、使用预编码矩阵W［i］的次数为K_i，2（i=0，1，2，…，N-1）、使用预编码矩阵W［N-1］的次数为K_N-1，2时，是

<条件#135>

K_0，2=K_1，2=…=K_i，2=…=K_N-1，2，即，K_a，2=K_b，2，（for

并且，在通信系统支持多个调制方式，从支持的调制方式中选择使用的情况下，优选的是在支持的调制方式中<条件#133><条件#134><条件#135>成立。

但是，在支持多个调制方式的情况下，一般能够通过各调制方式用1码元发送的比特数不同（根据情况，也可能相同），根据情况，也有存在不能满足<条件#133><条件#134><条件#135>的调制方式的情况。在此情况下，优选的是代替<条件#133><条件#134><条件#135>而满足以下的条件。

<条件#136>

K_a与K_b的差为0或1，即，|K_a-K_b|为0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

<条件#137>

K_a，1与K_b，1的差为0或1，即，|K_a，1-K_b，1|为0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

<条件#138>

K_a，2与K_b，2的差为0或1，即，|K_a，2-K_b，2|为0或1

（for

其中，a，b=0，1，2，…，N-1（a，b是0到N-1的整数），a≠b）

如以上这样，通过进行编码后的块与预编码矩阵的关系建立，在为了传送编码块而使用的预编码矩阵中不再有偏倚，所以在接收装置中能够得到数据的接收品质提高的效果。

在本实施方式中，在规则地切换预编码矩阵的方法中，为了周期N的预编码跳跃方法而准备N个预编码矩阵W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］，也有在频率轴方向上以W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］的顺序排列的方法，但并不一定限定于此，通过将在本实施方式中生成的N个预编码矩阵W［0］，W［1］，W［2］，…，W［N-2］，W［N-1］与实施方式1同样，对频率轴、频率—时间轴配置码元，能够变更预编码权重。另外，设为周期N的预编码跳跃方法进行了说明，但如果随机地使用N个预编码跳跃方法也能够得到同样的效果，即，并不一定需要使用N个不同的预编码矩阵以使其具有规则的周期。此时，如果满足在本实施方式中叙述的条件，则接收装置能够得到良好的数据的接收品质的可能性较高。

（其他补充）

在本说明书中，具备发送装置的可以考虑例如是广播站、基站、接入点、终端、便携电话（mobile phone）等的通信、广播设备，此时，具备接收装置的可以考虑是电视机、收音机、终端、个人计算机、便携电话、接入点、基站等的通信设备。此外，本发明的发送装置、接收装置也可以考虑是具有通信功能的设备，是该设备能够经由某种接口（例如USB）连接到电视机、收音机、个人计算机、便携电话等的用来执行应用的装置上那样的形态。

此外，在本实施方式中，数据码元以外的码元，例如导频码元（前同步码、独特字、后同步码、参照码元等）、控制信息用的码元等，怎样配置在帧中都可以。并且，这里命名为导频码元、控制信息用的码元，但进行怎样的命名方式都可以，功能自身为重要的。

导频码元只要是例如在收发机中使用PSK调制进行了调制的已知的码元（或者，也可以通过接收机取同步，接收机能够知道发送机发送的码元）就可以，接收机使用该码元进行频率同步、时间同步、（各调制信号的）信道推测（CSI（Channel State Information）的推测）、信号的检测等。

另外，本发明并不限定于上述实施方式1～5，能够进行各种变更而实施。例如，在上述实施方式中，说明了作为通信装置进行的情况，但并不限定于此，也可以将该通信方法作为软件进行。

此外，在上述中，说明了将两个调制信号从两个天线发送的方法中的预编码切换方法，但并不限定于此，在对4个映射后的信号进行预编码而生成4个调制信号、从4个天线发送的方法，即对N个映射后的信号进行预编码而生成N个调制信号、从N个天线发送的方法中，也同样能够作为同样变更预编码权重（矩阵）的预编码切换方法实施。

在本说明书中，使用“预编码”“预编码权重”“预编码矩阵”等的用语，但叫法自身是怎样都可以（例如也可以称作码本（codebook）），在本发明中，该信号处理自身为重要的。

此外，在本说明书中，在接收装置中使用ML运算、APP、Max-log APP、ZF、MMSE等进行了说明，其结果得到发送装置发送的数据的各比特的软判定结果（对数似然、对数似然比）或硬判定结果（“0”或“1”），但也可以将它们总称作检波、解调、检测、推测、分离。

在对于两个流的基带信号s₁（i），s₂（i）（某个调制方式的映射后的基带信号）（其中，i表示（时间或频率（载波）的）顺序）进行规则地切换预编码矩阵的预编码而生成的预编码后的基带信号z₁（i），z₂（i）中，设预编码后的基带信号z₁（i）的同相I成分为I₁（i）、正交成分为Q₁（i），设预编码后的基带信号z₂（i）的同相I成分为I₂（i）、正交成分为Q₂（i）。此时，也可以进行基带成分的替换，

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为Q₂（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为Q₁（i），在相同时刻使用相同频率将相当于替换后的基带信号r₁（i）的调制信号从发送天线1发送、将相当于替换后的基带信号r₂（i）的调制信号从发送天线2发送那样，将相当于替换后的基带信号r₁（i）的调制信号和替换后的基带信号r₂（i）从不同的天线在相同时刻使用相同频率发送。此外，也可以是，

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为I₂（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为Q₂（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为Q₂（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为I₂（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为Q₂（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为I₂（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为I₂（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为I₂（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为Q₂（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为Q₂（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为I₂（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为Q₂（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i）、正交成分为Q₂（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为I₂（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i）、正交成分为Q₁（i）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i）、正交成分为I₁（i），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i）、正交成分为I₂（i）。

此外，在上述中，对两个流的信号进行预编码，说明了预编码后的信号的同相成分与正交成分的替换，但并不限定于此，也可以对比两个流多的信号进行预编码，进行预编码后的信号的同相成分和正交成分的替换。

此外，在上述例子中，说明了相同时刻（相同频率（（子）载波））的基带信号的替换，但也可以不是相同时刻的基带信号的替换。作为例子，可以如以下这样记述

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为I₁（i+v）、正交成分为Q₂（i+w），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为I₂（i+w）、正交成分为Q₁（i+v）

·使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Q₂（i+w）、正交成分为I₁（i+v），使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Q₁（i+v）、正交成分为I₂（i+w）

图96是用来说明上述记载的图。如图96所示，在预编码后的基带信号z₁（i），z₂（i）中，使预编码后的基带信号z₁（i）的同相I成分为I₁（i）、正交成分为Q₁（i），使预编码后的基带信号z₂（i）的同相I成分为I₂（i）、正交成分为Q₂（i）。并且，如果使替换后的基带信号r₁（i）的同相成分为Ir₁（i）、正交成分为Qr₁（i），使替换后的基带信号r₂（i）的同相成分为Ir₂（i）、正交成分为Qr₂（i），则替换后的基带信号r₁（i）的同相成分Ir₁（i）、正交成分Qr₁（i）、替换后的基带信号r₂（i）的同相成分Ir₂（i）、正交成分Qr₂（i）是在上述中说明的某种。另外，在该例中，对相同时刻（相同频率（（子）载波））的预编码后的基带信号的替换进行了说明，但也可以如上述那样，是不同的时刻（不同的频率（（子）载波））的预编码后的基带信号的替换。

并且，如在相同时刻使用相同频率将相当于替换后的基带信号r₁（i）的调制信号从发送天线1发送、将相当于替换后的基带信号r₂（i）的调制信号从发送天线2发送那样，将相当于替换后的基带信号r₁（i）的调制信号和替换后的基带信号r₂（i）从不同的天线在相同时刻使用相同频率发送。

发送装置的发送天线、接收装置的接收天线都在图中记载的1个天线也可以由多个天线构成。

在本说明书中，

表示全称量词（universal quantifier），

表示存在量词（existential quantifier）。

此外，在本说明书中，复平面中的例如偏角那样的相位的单位为“弧度（radian）”。

如果利用复平面，则作为通过复数的极坐标的显示可以用极形式显示。当使复平面上的点（a，b）对应于复数z=a+jb（a，b都是实数，j是虚数单位）时，如果将该点用极坐标表示为［r，θ］，则

a=r×cosθ，

b=r×sinθ

［数式592］

r = \sqrt{a^{2} + b^{2}}

成立，r是z的绝对值（r=|z|），θ为偏角（argument）。并且，将z=a+jb表示为re^jθ。

在本发明的说明中，基带信号、s1，s2，z1，z2为复信号，但所谓复信号，当设同相信号为I、正交信号为Q时，将复信号表示为I+jQ（j是虚数单位）。此时，I也可以为零，Q也可以为零。

在图59中表示使用在本说明书中说明的规则地切换预编码矩阵的方法的广播系统的一例。在图59中，影像编码部5901以影像为输入，进行影像编码，将影像编码后的数据5902输出。声音编码部5903以声音为输入，进行声音编码，将声音编码后的数据5904输出。数据编码部5905以数据为输入，进行数据的编码（例如数据压缩），将数据编码后的数据5906输出。将它们集中，成为信息源编码部5900。

发送部5907以影像编码后的数据5902、声音编码后的数据5904、数据编码后的数据5906为输入，将这些数据的某个或这些数据全部作为发送数据，实施纠错编码、调制、预编码等的处理（例如图3的发送装置中的信号处理），将发送信号5908_1到5908_N输出。并且，将发送信号5908_1到5908_N分别通过天线5909_1到5909_N作为电波发送。

接收部5912以由天线5910_1到5910_M接收到的接收信号5911_1到5911_M为输入，实施频率变换、预编码的解码、对数似然比计算、纠错解码等的处理（例如图7的接收装置中的处理），将接收数据5913、5915、5917输出。信息源解码部5919以接收数据5913、5915、5917为输入，影像解码化部5914以接收数据5913为输入，进行影像用的解码，将影像信号输出，将影像显示在电视机、显示器上。此外，声音解码化部5916以接收数据5915为输入。进行声音用的解码，将声音信号输出，声音从扬声器播放。此外，数据解码化部5918以接收数据5917为输入，进行数据用的解码，将数据的信息输出。

此外，在进行本发明的说明的实施方式中，如以前也说明那样，在OFDM方式那样的多载波传送方式中，发送装置拥有的编码器的数量是什么都可以。因而，例如当然也可以如图4那样，发送装置具备1个编码器，将分配输出的方法应用到OFDM方式那样的多载波传送方式中。此时，只要将图4的无线部310A、310B替换为图13的OFDM方式关联处理部1301A、1301B就可以。此时，OFDM方式关联处理部的说明是实施方式1那样的。

此外，在由实施方式A1到实施方式A5及实施方式1叙述的码元的配置方法中，作为与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的使用多个预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法，也同样能够实施。此外，关于其他实施方式也是同样的。另外，以下对不同的多个预编码矩阵补充说明。

将为了规则地切换预编码矩阵的预编码方法而准备N个的预编码用F［0］，F［1］，F［2］，…F［N-3］，F［N-2］，F［N-1］表示。此时，在上述中叙述的“不同的多个预编码矩阵”，是满足以下的两个条件（条件^*1及条件^*2）的矩阵。

［数式593］

条件*1

\begin{matrix} F [x] &NotEqual; F [y] & for &ForAll; x, &ForAll; y (x, y = 0,1,2 \cdot \cdot \cdot, N - 3, N - 2, N - 1; x &NotEqual; y) \end{matrix}

“（x是0到N-1的整数，y是0到N-1的整数，x≠y），并且对于满足上述的全部的x、全部的y，F［x］≠F［y］成立”。

［数式594］

条件*2

F[x]＝k×F[y]

x是0到N-1的整数，y是0到N-1的整数，对于设为x≠y时的全部的x、全部的y，不存在满足上式的实数或复数的k。

另外，以2×2的矩阵为例进行补充。将2×2的矩阵R，S如以下这样表示。

［数式595］

R = (\begin{matrix} a & b \\ c & d \end{matrix})

［数式596］

S = (\begin{matrix} e & f \\ g & h \end{matrix})

设用a=Ae^jδ11，b=Be^jδ12，c=Ce^jδ21，d=De^jδ22及e=Ee^jγ11，f=Fe^jγ12，g=Ge^jγ21，h=He^jγ22表示。其中，a，B，C，D，E，F，G，H为0以上的实数，设δ11，δ12，δ21，δ22，γ11，γ12，γ21，γ22的单位用弧度表示。此时，所谓R≠S，为当（1）a≠e，（2）b≠f，（3）c≠g，（4）d≠h时，（1）（2）（3）（4）中的至少一个成立。

此外，作为预编码矩阵，在矩阵R中，也可以使用a，b，c，d的某一个是“零”的矩阵。即也可以是，（1）a是零，b，c，d不是零；（2）b是零，a，c，d不是零；（3）c是零，a，b，d不是零；（4）d是零，a，b，c不是零。

并且，在本发明的说明中表示的系统例中，公开了将两个调制信号从两个天线发送、将其分别用两个天线接收的MIMO方式的通信系统，但本发明当然也能够应用到MISO（Multiple Input Single Output）方式的通信系统中。在MISO方式的情况下，在发送装置中应用将多个预编码矩阵规则地切换的预编码方法这一点是到目前为止的说明那样的。另一方面，接收装置为图7所示的结构中的没有天线701_Y、无线部703_Y、调制信号z1的信道变动推测部707_1、调制信号z2的信道变动推测部707_2的结构，但即使是该情况，也通过执行在本说明书中表示的处理，能够推测发送装置发送的数据。另外，在相同频带、相同时间中，能够将发送的多个信号用1个天线接收并解码是周知的（在1天线接收中，只要实施ML运算等（Max-log APP等）的处理就可以），在本发明中，在图7的信号处理部711中，只要进行考虑到在发送侧使用的规则地切换的预编码方法的解调（检波）就可以。

并且，上述各实施方式等的各结构典型地也可以作为集成电路即LSI（Large Scale Integration）实现。它们既可以单独地1芯片化，也可以包含各实施方式的全部的结构或一部分的结构而1芯片化。这里设为LSI，但根据集成度的差异，也有称作IC（Integrated Circuit）、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI的情况。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以由专用电路或通用处理器实现。也可以利用在LSI制造后能够编程的FPGA（Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列）或能够再构成LSI内部的电路单元的连接及设定的可重构处理器。

在实施方式A1到实施方式A5及实施方式1中所述的码元的配置方法中，作为使用与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的多个预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法，也同样能够实施。另外，“不同的多个预编码矩阵”是上述说明那样的。

在上述中，记载了如果设为“在由实施方式A1到实施方式A5及实施方式1所述的码元的配置方法中，使用与在本说明书中叙述的“切换不同的预编码矩阵的方法”不同的多个预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法，也同样能够实施。”，但作为“使用不同的多个预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法”，也可以准备上述N个不同的预编码矩阵，使用该N个不同的预编码矩阵实现周期H（H为比N大的自然数）的预编码矩阵切换方法（作为一例，有实施方式C2那样的方法）。

此外，在由实施方式1叙述的码元的配置方法中，如果使用在实施方式C1到实施方式C5中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法也同样能够实施。同样，作为实施方式A1到实施方式A5规则地切换预编码矩阵的预编码方法，使用在实施方式C1到实施方式C5中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法也同样能够实施。

（实施方式D1）

对如非专利文献12～非专利文献15所示那样、使用QC（Quasi Cyclic）LDPC（Low-Density Prity-Check）码（也可以是非QC-LDPC码的LDPC码）、LDPC码和BCH码（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）的连接码、使用咬尾的(Tail Biting)Turbo码或使用Duo-Binary Turbo Code等的块码时的规则地切换预编码矩阵的方法详细地说明。另外，规则地切换预编码矩阵的方法不论是将用复数表现的预编码矩阵规则地切换的方法、还是在下述中说明的将用实数表现的预编码矩阵规则地切换的方法的哪种情况，都能够实施本实施方式。

这里，作为一例，以将s1，s2的两个流发送的情况为例进行说明。其中，在使用块码进行编码时，当不需要控制信息等时，构成编码后的块的比特数与构成块码的比特数（其中，也可以在这之中包含以下记载那样的控制信息等）一致。当使用块码进行编码时，当需要控制信息等（例如，CRC（cyclic redundancy check）、传送参数等）时，也有构成编码后的块的比特数是构成块码的比特数与控制信息等的比特数的和的情况。

图97是表示使用块码时、在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图。图97例如是如图4的发送装置所示那样将s1，s2的两个流发送、并且发送装置具有1个编码器的情况下的“表示使用块码时、在1个编码后的块中需要的码元数、时隙数的变化的图”（此时，作为传送方式，使用单载波传送、OFDM那样的多载波传送哪种都可以）。

如图97所示，假设构成块码中的1个编码后的块的比特数是6000比特。为了将该6000比特发送，当调制方式为QPSK时需要3000码元，当16QAM时需要1500码元，当64QAM时需要1000码元。

并且，在图4的发送装置中，由于将两个流同时发送，所以当调制方式为QPSK时，上述3000码元对s1分配1500码元，对s2分配1500码元，所以为了将用s1发送的1500码元和用s2发送的1500码元发送，需要1500个时隙（这里命名为“时隙”）。

如果同样考虑，则当调制方式为16QAM时，为了将构成1个编码后的块的全部的比特发送而需要750个时隙，当调制方式为64QAM时，为了将构成1块的全部的比特发送而需要500个时隙。

在本实施方式中，说明在图4的发送装置的情况下、在对图4的发送装置对应OFDM方式那样的多载波方式的情况下、使用在本说明书中说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方式时的预编码矩阵的初始化方法。

接着，考虑用图99那样的帧结构、发送装置发送调制信号的情况。图99（a）表示调制信号z1（用天线312A发送）的时间及频率轴中的帧结构。此外，图99（b）表示调制信号z2（用天线312B发送）的时间及频率轴中的帧结构。此时，假设调制信号z1使用的频率（带）与调制信号z2使用的频率（带）是相同的，在相同时刻存在调制信号z1和调制信号z2。

如图99（a）所示，发送装置在区间A中将前同步码（控制码元）发送，是用来对通信对象传送控制信息的码元，特别假设这里包含有用来传送第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B中将第1编码块发送。发送装置在区间C中将第2编码块发送。

发送装置在区间D中发送前同步码（控制码元），是用来对通信对象传送控制信息的码元，特别假设这里包含用来传送第3，第4，…，编码块的调制方式的信息。发送装置用区间E发送第3编码块。发送装置用区间F发送第4编码块。

如图99（b）所示，发送装置在区间A中发送前同步码（控制码元），是用来对通信对象传送控制信息的码元，特别假设这里包含有用来传送第1、第2编码块的调制方式的信息。发送装置在区间B中发送第1编码块。发送装置在区间C中发送第2编码块。

发送装置在区间D中发送前同步码（控制码元），是用来对通信对象传送控制信息的码元，特别假设这里包含用来传送第3，第4，…，编码块的调制方式的信息。发送装置在区间E中发送第3编码块。发送装置在区间F中发送第4编码块。

图100表示在如图97那样传送编码块的情况下、特别在第1编码块中作为调制方式使用16QAM的情况下使用的时隙数，为了传送第1编码块，需要750个时隙。

同样，表示在第2编码块中作为调制方式而使用QPSK的情况下使用的时隙数，为了传送第1编码块而需要1500个时隙。

图101表示在如图97那样传送编码块的情况下、特别在第3编码块中作为调制方式而使用QPSK的情况下使用的时隙数，为了传送第3编码块而需要1500个时隙。

并且，如在本说明书中说明那样，考虑对于调制信号z1、即用天线312A发送的调制信号不进行相位变更，对于调制信号z2、即用天线312B发送的调制信号进行相位变更的情况。此时，在图100、图101中，表示规则地切换预编码矩阵的方法。

首先，作为前提，为了规则地切换预编码矩阵而准备7个预编码矩阵，将7个预编码矩阵命名为#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6。此外，假设预编码矩阵规则地且周期地使用。即，预编码矩阵如#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，…那样，规则地且周期地进行变更。

如图100所示，首先，在第1块编码块中，由于存在750个时隙，所以如果将预编码矩阵从#0开始使用，则为#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，#0，#1，#2，…，#4，#5，#6，#0，第750个时隙使用#0结束。

接着，对第2编码块的各时隙应用预编码矩阵。在本说明书中，由于设想了应用到组播通信、广播中的情况，所以可以考虑某个接收终端不需要第1编码块、仅提取第2编码块的情况。在此情况下，正因为为了发送第1编码块的最后的时隙而使用了预编码矩阵#0，为了传送第2编码块而最先使用预编码矩阵#1。于是，可以考虑

（a）上述的终端监视第1编码块被怎样发送，即，监视在第1编码块的最后的时隙的发送中预编码矩阵是哪个模式，推测在第2编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵，

（b）为了进行（a），考虑发送装置将在第2编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵的信息传送的方法。在（a）的情况下，终端需要监视第1编码块的传送，所以耗电增大，在（b）的情况下，导致数据的传送效率的下降。

因而，在上述那样的预编码矩阵的分配中存在改善的余地。所以，提出了将为了传送各编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵固定的方法。因而，如图100所示，为了传送第2编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵与为了传送第1编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵同样为#0。

同样，如图101所示，为了传送第3编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵不是为#3，而与为了传送第1、第2编码块的最初的时隙而使用的预编码矩阵同样为#0。

通过如以上这样，能得到能够抑制在（a）、（b）中发生的问题的效果。

另外，在本实施方式中，叙述了按照每个编码块将预编码矩阵初始化的方法，即在哪个编码块的最初的时隙中使用的预编码矩阵都固定为#0的方法，但作为别的方法也可以以帧单位进行。例如，在用来传送前同步码或控制码元传送后的信息的码元中，在最初的时隙中使用的预编码矩阵也可以固定为#0。

例如，在图99中，如果解释为将帧从前同步码开始，则在第1帧中，最初的编码块为第1编码块，在第2帧中，最初的编码块为第3编码块，如使用图100、图101在上述中说明那样的情况下，为上述“以帧单位在最初的时隙中使用的预编码矩阵固定（为#0）”的例子。

接着，对应用到使用DVB-T2标准的广播系统中的情况进行说明。关于使用DVB-T2标准的广播系统的帧结构，是在实施方式A1～实施方式A3中说明那样的。如使用图61、图70在实施方式A1～实施方式A3中说明那样，通过P1码元、P2码元、控制码元群，将各PLP的传送方法（例如，发送一个调制信号的发送方法、使用空时块码的发送方法、使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法的发送方法）及使用的调制方式的信息向终端传送。此时，如果终端仅将作为信息需要的PLP切取，进行解调（包括信号分离、信号检波）、纠错解码，则终端的耗电较少就足够。因而，与使用图99～图101说明的同样，作为传送方法，提出了在使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法而传送的PLP的开头的时隙中使用的预编码矩阵固定（为#0）的方法。

例如，假设通过图61及图70那样的帧结构，广播站发送了各码元。此时，作为一例，在图102中表示广播站将PLP（为了避免混乱而从#1变更为$1）$1和PLP$K使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法发送时的、频率—时间轴中的帧结构。

另外，作为前提，在以下的说明中，作为一例，在规则地切换预编码矩阵的预编码方法中，准备7个预编码矩阵，将7个预编码矩阵命名为#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6。此外，假设预编码矩阵规则且周期地使用。即，假设预编码矩阵如#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，#0，#1，#2，#3，#4，#5，#6，…那样规则地且周期地进行变更。

如图102那样，PLP$1以时刻T、载波3（图102的10201）为时隙的开头，以时刻T+4、载波4为时隙的最后（图102的10202），存在时隙（码元）（参照图102）。

即，对于PLP$1而言，时刻T、载波3是第1个时隙，第2个时隙是时刻T、载波4，第3个时隙是时刻T、载波5，…，第7个时隙是时刻T+1、载波1，第8个时隙是时刻T+1、载波2，第9个时隙是时刻T+1、载波3，…，第14个时隙是时刻T+1、载波8，第15个时隙是时刻T+2、载波0，…。

并且，PLP$K以时刻S、载波4（图102的10203）为时隙的开头，以时刻S+8、载波4为时隙的最后（图102的10204），存在时隙（码元）（参照图102）。

即，对于PLP$K而言，时刻S、载波4是第1个时隙，第2个时隙是时刻S、载波5，第3个时隙是时刻S、载波6，…，第5个时隙是时刻S、载波8，第9个时隙是时刻S+1、载波1，第10个时隙是时刻S+1、载波2，…，第16个时隙是时刻S+1、载波8，第17个时隙是时刻S+2、载波0，…。

另外，将包括各PLP的开头的时隙（码元）的信息和最后的时隙（码元）的信息的各PLP所使用的时隙的信息通过P1码元、P2码元、控制码元群等的控制码元传送。

此时，与使用图99～图101说明时同样，将作为PLP$1的开头的时隙的时刻T、载波3（图102的10201）使用由时隙使用的预编码矩阵#0进行预编码。同样，将作为PLP$K-1的最后的时隙的时刻S、载波3（图102的10205）不取决于在时隙中使用的预编码矩阵的号码，将作为PLP$K的开头的时隙的时刻S、载波4（图102的10203），时隙使用预编码矩阵#0进行预编码。

此外，使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法发送的其他PLP的开头的时隙使用预编码矩阵#0进行预编码。

通过如以上这样，能得到能够抑制在上述中叙述的（a）及（b）的问题的效果。

当然，接收装置从在P1码元、P2码元、控制码元群等的控制码元中包含的各PLP使用的时隙的信息中提取需要的PLP而进行解调（包括信号分离、信号检波）、纠错解码。此外，接收装置预先知道规则地切换预编码矩阵的预编码方法的规则（在有多个规则的情况下，发送装置将使用的规则的信息传送，接收装置得到该信息，知道使用的规则）。通过基于各PLP的开头的时隙的号码匹配预编码矩阵的切换规则的定时，能够进行信息码元的解调（包括信号分离、信号检波）。

接着，考虑广播站（基站）用图103那样的帧结构（将由图103的码元群构成的帧称作主帧）发送调制信号的情况。在图103中，对于与图61同样动作的部分赋予相同的标号。特征性的点是，在（终端的）接收装置中，在主帧中分离为将一个调制信号发送的子帧和将多个调制信号发送的子帧，以便容易调整接收信号的增益控制。另外，所谓“将一个调制信号发送”，也包括将一个调制信号从一个天线发送的情况、和生成多个相同的调制信号并将该多个信号从多个不同的天线发送的情况。

在图103中，通过PLP#1（6105_1）～PLP#N（6105_N）构成发送一个调制信号的子帧10300，子帧10300仅由PLP构成，并且不存在通过多个调制信号发送的PLP。并且，通过PLP$1（10302_1）～PLP$M（10302_M）构成将多个调制信号发送的子帧10301，子帧10301仅由PLP构成，并且不存在将一个调制信号发送的PLP。

此时，与到此为止说明时同样，在子帧10301中使用上述说明的规则地切换预编码矩阵的预编码方法的情况下，PLP（PLP$1（10302_1）～PLP$M（10302_M））的开头的时隙使用预编码矩阵#0进行预编码（称作预编码矩阵的初始化）。但是，在PLP$1（10302_1）～PLP$M（10302_M）中，使用别的发送方法，例如如在实施方式A1～实施方式A3中说明那样采用使用固定的预编码方法的发送方法、使用空间复用MIMO传送方式的发送方法、使用空时块码的发送方法的某种的PLP，与上述所述的预编码矩阵的初始化没有关系。

此外，如图104那样，假设PLP$1是将第X个主帧的多个调制信号发送的子帧的最初的PLP，PLP$1’是将第Y个主帧的多个调制信号发送的子帧的最初的PLP。并且，假设PLP$1，PLP$1’都使用规则地切换预编码矩阵的预编码方法。另外，在图104中，与图102同样的部分赋予相同的标号。

此时，作为将第X个主帧的多个调制信号发送的子帧的最初的PLP的PLP$1的开头的时隙（图104的10201（时刻T、载波3的时隙））使用预编码矩阵#0进行预编码。

同样，作为将第Y个主帧的多个调制信号发送的子帧的最初的PLP的PLP$1’的开头的时隙（图104的10401（时刻T’、载波7的时隙））使用预编码矩阵#0进行预编码。

如以上这样，其特征在于，在各主帧中，在将多个调制信号发送的子帧的最初的PLP的最初的时隙中，使用预编码矩阵#0进行预编码。

为了抑制上述所述的（a）及（b）的问题，这样做也是重要的。

另外，本实施方式如图97那样，以图4的发送装置中表示的将s1，s2的两个流发送、并且发送装置具有1个编码器的情况为例进行了说明，但如图98那样，对于如图3的发送装置那样将s1，s2的两个流发送、并且发送装置具有两个编码器的情况，也能够应用在本实施方式中说明的预编码矩阵的初始化。

（其他补充2）

另外，在上述各实施方式中，将加权合成部在预编码中使用的预编码矩阵用复数表现，但也可以将预编码矩阵用实数表现（称作“实数表现的预编码方法”）。

即，例如设两个映射后的（使用的调制方式的）基带信号为s₁（i），s₂（i）（其中，i是时间或频率），在预编码中得到的两个预编码后的基带信号为z₁（i），z₂（i）。并且，如果设映射后的（使用的调制方式的）基带信号s₁（i）的同相成分为Is₁（i）、正交成分为Qs₁（i），设映射后的（使用的调制方式的）基带信号s₂（i）的同相成分为Is₂（i）、正交成分为Qs₂（i），设预编码后的基带信号z₁（i）的同相成分为Iz₁（i）、正交成分为Qz₁（i），设预编码后的基带信号z₂（i）的同相成分为Iz₂（i）、正交成分为Qz₂（i），则如果使用由实数构成的预编码矩阵（实数表现的预编码矩阵）H_r，则以下的关系式成立。

［数式597］

(\begin{matrix} I_{z 1} (i) \\ Q_{z 1} (i) \\ I_{z 2} (i) \\ Q_{z 2} (i) \end{matrix}) = H_{r} (\begin{matrix} I_{s 1} (i) \\ Q_{s 1} (i) \\ I_{s 2} (i) \\ Q_{s 2} (i) \end{matrix})

其中，用实数构成的预编码矩阵H_r如以下这样表示。

［数式598］

H_{r} = (\begin{matrix} a_{11} & a_{12} & a_{13} & a_{14} \\ a_{21} & a_{22} & a_{23} & a_{24} \\ a_{31} & a_{32} & a_{33} & a_{34} \\ a_{41} & a_{42} & a_{43} & a_{44} \end{matrix})

此时，a₁₁，a₁₂，a₁₃，a₁₄，a₂₁，a₂₂，a₂₃，a₂₄，a₃₁，a₃₂，a₃₃，a₃₄，a₄₁，a₄₂，a₄₃，a₄₄是实数。其中，{a₁₁=0且a₁₂=0且a₁₃=0且a₁₄=0}不成立，{a₂₁=0且a₂₂=0且a₂₃=0且a₂₄=0}不成立，{a₃₁=0且a₃₂=0且a₃₃=0且a₃₄=0}不成立，{a₄₁=0且a₄₂=0且a₄₃=0且a₄₄=0}不成立。并且，{a₁₁=0且a₂₁=0且a₃₁=0且a₄₁=0}不成立，{a₁₂=0且a₂₂=0且a₃₂=0且a₄₂=0}不成立，{a₁₃=0且a₂₃=0且a₃₃=0且a₄₃=0}不成立，{a₁₄=0且a₂₄=0且a₃₄=0且a₄₄=0}不成立。

在实施方式A1到实施方式A5、实施方式7及实施方式1中叙述的码元的配置方法等的本发明的预编码方法的应用例中的、所谓“切换不同的预编码矩阵的方法”的使用，即使作为在上述说明的“实数表现的预编码方法”中使用不同的多个实数表现的预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法，也当然同样能够实施，本发明的预编码矩阵切换的有效性与使用不同的多个复数表现的预编码矩阵时是同样的。另外，所谓“不同的多个预编码矩阵”，是上述说明那样的。

在上述中记载有，“在实施方式A1到实施方式A5、实施方式7及实施方式1中叙述的码元的配置方法等的本发明的预编码方法的应用例中的、所谓“切换不同的预编码矩阵的方法”的使用，即使作为在上述说明的“实数表现的预编码方法”中使用不同的多个实数表现的预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法，也当然同样能够实施”，但作为“使用不同的多个实数表现的预编码矩阵规则地切换预编码矩阵的预编码方法”，也可以为准备N个不同的（实数表现的）预编码矩阵、使用该N个不同的（实数表现的）预编码矩阵进行的周期H（H为比N大的自然数）的预编码矩阵切换方法（作为一例，有实施方式C2那样的方法）。

此外，在实施方式1中叙述的码元的配置方法中，如果使用在实施方式C1到实施方式C5中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法也同样能够实施。同样，作为实施方式A1到实施方式A5的规则地切换预编码矩阵的预编码方法，使用在实施方式C1到实施方式C5中叙述的规则地切换预编码矩阵的预编码方法也同样能够实施。

产业上的可利用性

本发明能够广泛应用在从多个天线分别发送不同的调制信号的无线系统中，例如优选的是应用到OFDM-MIMO通信系统中。此外，对于在具有多个发送部位的有线通信系统（例如，PLC（Power Line Communication：电源线通信）系统、光通信系统、DSL（Digital Subscriber Line：数字用户线路）系统）中进行MIMO传送的情况也能够应用，此时，使用多个发送部位发送如在本发明中说明的多个调制信号。此外，也可以将调制信号从多个发送部位发送。

附图标记说明

302A、302B 编码器

304A、304B 交织器

306A、306B 映射部

314 加权合成信息生成部

308A、308B 加权合成部

310A、310B 无线部

312A、312B 天线

402 编码器

404 分配部

504#1、504#2 发送天线

505#1、505#2 接收天线

600 加权合成部

703_X 无线部

701_X 天线

705_1 信道变动推测部

705_2 信道变动推测部

707_1 信道变动推测部

707_2 信道变动推测部

709 控制信息解码部

711 信号处理部

803 INNER MIMO 检波部

805A、805B 对数似然计算部

807A、807B 解交织器

809A、809B 对数似然比计算部

811A、811B Soft-in/soft-out 解码器

813A、813B 交织器

815 存储部

819 加权系数生成部

901 Soft-in/soft-out 解码器

903 分配器

1301A、1301B OFDM 方式关联处理部

1402A、1402A 串行并行变换部

1404A、1404B 排序部

1406A、1406B 逆快速傅立叶变换部

1408A、1408B 无线部

2200 预编码权重生成部

2300 排序部

4002 编码器群

Claims

1.一种预编码方法，由多个基带信号生成以相同的频带且相同的时刻发送的多个预编码信号，其特征在于，

从规定对上述多个基带信号实施的预编码处理的N个矩阵F［i］中切换地选择一个矩阵，其中i=0，1，2，…，N；

使用规定的纠错块编码方式生成第1编码块及第2编码块；

对由上述第1编码块中包含的多个比特生成的第1基带信号s1、和由第2编码块中包含的多个比特生成的第2基带信号s2实施对应于上述选择的F［i］的预编码处理，生成第1预编码信号z1和第2预编码信号z2；

上述第1预编码信号z1及上述第2预编码信号z2满足（z1，z2）^T=F［i］（s1，s2）^T；

由上述第1编码块的开头的多个比特生成的上述第1基带信号、和由上述第2编码块的开头的多个比特生成的上述第2基带信号被使用相同的矩阵预编码。

2.一种预编码装置，由多个基带信号生成以相同的频带且相同的时刻发送的多个预编码信号，其特征在于，

具备：

加权合成信息生成部，从规定对上述多个基带信号实施的预编码处理的N个矩阵F［i］中切换地选择一个矩阵，其中i=0，1，2，…，N；

纠错编码部，使用规定的纠错块编码方式生成第1编码块及第2编码块；以及

加权合成部，对由上述第1编码块中包含的多个比特生成的第1基带信号s1、和由第2编码块中包含的多个比特生成的第2基带信号s2实施对应于上述选择的F［i］的预编码处理，生成第1预编码信号z1和第2预编码信号z2，

上述加权合成部使用相同的矩阵，对由上述第1编码块的开头的多个比特生成的上述第1基带信号、和由上述第2编码块的开头的多个比特生成的上述第2基带信号进行预编码。