CN103403817B - 电抗器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明的电抗器包括具有伸入到空芯线圈的空芯部的突起部的磁芯，在突起部的前端或其附近的截面积为S，突起部之间的间隙长为g，间隙的导磁率为μ₀，目标电感为L，匝数为N，线圈电流为I时的间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效(突起基端部)截面积Se分别定义为ge=μ₀·N·I／Bc、Se=L·ge／μ₀／N²并求出，并且求出定义为α=N／N₀、β=ge／g、γ=Se／S的标准化参数α、β、γ，以满足α/β<1或者在所述目标电感L恒定的条件下满足α·γ>1的方式，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、空芯线圈的匝数N、突起部的前端截面积S、突起部的高度、以及突起部的基底形状。

Description

电抗器及其设计方法

技术领域

本发明涉及设计电抗器的电抗器设计方法以及具有由该设计方法确定的适宜形状的电抗器，尤其涉及为了提高电感而在空芯线圈的两端部和外周部配置了磁芯的电抗器。

背景技术

作为以往技术，例如有本发明人的专利文献1中示出的电抗器。图48是用于说明该专利文献1的电抗器DP的制作方法的立体图。为了提高电感，如图48的(A)至(B)所示，将长条的带状导体110沿其厚度方向卷绕成空芯线圈101，如图48的(C)至(D)所示，将该空芯线圈101收纳入由一对磁芯部件103、104构成的磁芯102，从而形成该电抗器DP。磁芯部件103、104包括圆筒形的外周部103a、104a和封闭外周部的一端的端板103b、104b。在以此方式形成的凹槽103c、104c中收纳空芯线圈101。

此外，外周部103a、104a只要能够形成磁路(磁轭(yoke))即可，也可以是其他形状。例如，一个磁芯部件103是长度为两个外周部103a、104a的长度之和的外周部，另一个磁芯部件104仅仅是嵌入该外周部的端板103b等，上述外周部103a、104a的分配方法任意。但是，通过以相等的高度形成两个外周部103a、104a，磁芯部件103、104的形状相同(能够用相同模型形成)，这种分配方法较为理想。

并且，在该专利文献1中，磁芯部件103、104的端板103b、104b中，在其中央部，为了使空芯线圈101产生的磁通量顺利通过并提高电感，作为磁极的突起部103d、104d以伸入线圈101的空芯部SP内的方式形成。并且，为了避免局部的磁通量集中，该突起部103d、104d以前端对置面为平面的方式形成为圆锥台形。此外，在该专利文献1中，首先，突起部103d、104d的高度a为带状导体110的宽度W的1/3以下。并且，在该专利文献1中，在空芯线圈101的空芯部SP的半径为r，带状导体110的宽度为W的情况下，突起部103d、104d的底面(对置面)的半径A形成为即，在专利文献1中，与从电抗器DP(空芯线圈101)的中心P0到突起部103d、104d的外周缘P1的距离R1相比，空芯部的半径r形成得较大，以空芯线圈101与突起部103d、104d相距较远的方式构成电抗器DP。由此，电抗器DP构成为突起部103d、104d的泄漏磁通量不会到达空芯线圈101的内周侧的带状导体110，抑制了带状导体10的涡流损耗。

在上述以往技术中，为了使磁芯部件103、104呈三维形状，例如由对软磁性铁粉加压成形得到的材料或者铁氧体磁芯等在磁气上具有各向同性的材料形成，设想其导磁率μ较高。

另外，上述以往技术在用途上设想为例如用于混合动力汽车或者电动汽车的数十千瓦级别，例如还期望用于二轮车或太阳能发电装置的转换器的数千瓦级别。对此，上述以往技术的电抗器DP在上述数十千瓦级别这种功率较大的情况下，由于电流较大，所以为了避免磁饱和，需要将突起部103d、104d的各前端对置面之间的距离即间隙g形成得较大，而在上述数千瓦级别这种功率较小的情况下，电抗器需要使间隙g’较小，通过较多的磁通量。

即，上述以往技术的电抗器DP抑制了由泄漏磁通量I产生的带状导体110的涡流损耗，但本发明人发现，如上所述，在磁芯的材质较为低级、或者容量较小时，磁芯的磁滞损耗也成为问题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特许第4654317号公报

发明内容

本发明是鉴于上述情况而作的发明，其目的在于提供能够确保电感，同时减少磁芯的磁滞损耗的电抗器以及电抗器的设计方法。

本发明所涉及的电抗器包括：空芯线圈；以及磁芯，配置在所述空芯线圈的外侧，包括伸入所述空芯线圈的空芯部的突起部，在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效(突起基端部)截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，以满足α/β＜1或者在所述目标电感L恒定的条件下满足α·γ＞1的方式，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、空芯线圈的匝数N、突起部的前端截面积S、突起部的高度、以及突起部的基底形状。这种结构的电抗器能够确保电感，同时减少磁芯的磁滞损耗。并且，本发明的电抗器的设计方法通过上述标准化参数α、β、γ进行设计。

本发明的上述及其他目的、特征以及优点通过下面的详细记载和附图变得清楚明了。

附图说明

图1是表示用于说明实施方式的电抗器的基本结构的组装状态的立体图。

图2是表示在图1所示的电抗器中，使其磁芯为C字形磁芯时的磁路模型的立体图。

图3是电气表示图2所示的磁路模型的等效电路。

图4是用于说明实施方式的电抗器中的磁芯的磁芯结构参数的截面图。

图5是表示基于从上述磁芯结构参数求出的标准化参数的组合的相图的一例的图。

图6是表示图5所示的相图中示出的多个样本中的部分具体电抗器的截面形状和产生的磁感线的图。

图7是表示图6中的另一部分样本的磁通量密度变化的图。

图8是表示图1所示的电抗器的其他的第一方式的磁芯结构的立体图。

图9是表示图1所示的电抗器的其他的第二方式的磁芯结构的立体图。

图10是表示铁粉磁芯的各密度下的磁通量密度-相对磁导率特性的图。

图11是表示电抗器的结构与磁感线的关系的图。

图12是表示在实施方式和比较例的电抗器中，相对于电流变化的电感变化的实验结果的图。

图13是具有扁绕绕组结构的空芯线圈的电抗器的截面图。

图14是表示平绕绕组结构和扁绕绕组结构的电抗器的频率与损失的关系的曲线图。

图15是用于说明构成空芯线圈的导体部件的纵横比的图。

图16是用于说明磁芯的平行度的计算方法的图。

图17是基于仿真的所述平行度为-1/10时的磁感线的图。

图18是基于仿真的所述平行度为1/10时的磁感线的图。

图19是基于仿真的所述平行度为1/100时的磁感线的图。

图20是表示空芯线圈的轴芯到外周面的半径与构成空芯线圈的带状导体的宽度W的比为10的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图21是表示所述比为5的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图22是表示所述比为3.3的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图23是表示所述比为2.5的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图24是表示所述比为2的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图25是表示所述比为1.7的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图26是表示所述比为1.4的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图27是表示所述比为1.3的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图28是表示所述比为1.1的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图29是表示所述比为1的情况下的磁感线分布的仿真结果的图。

图30是表示相对于上述比的变化的、电感及其稳定度的变化的曲线图。

图31是表示磁芯与空芯线圈之间存在有绝缘部件时的多种方式的截面图。

图32是切去第二实施方式的电抗器的一部分并进行显示的立体图。

图33是用矢量表示图32所示电抗器的磁通量密度的图。

图34是比较显示图1所示的电抗器与图32所示的电抗器的电感特性的曲线图。

图35是从内部观察第三实施方式的电抗器中的磁芯部件的正视图。

图36是第四实施方式中的第一形式的电抗器的轴线方向截面图。

图37是第四实施方式中的第二形式的电抗器的轴线方向截面图。

图38是第四实施方式中的第三形式的电抗器的轴线方向截面图。

图39是第五实施方式的电抗器的正视图和截面图(之一)。

图40是第五实施方式的电抗器的正视图和截面图(之二)。

图41是用于说明第六实施方式的电抗器中使用的带状导体部件的图。

图42是用于说明第七实施方式的电抗器中使用的空芯线圈的图。

图43是用于说明第七实施方式的电抗器中使用的空芯线圈的其他的第一形式的图。

图44是用于说明第七实施方式的电抗器中使用的空芯线圈的其他的第二形式的图。

图45是示意性地表示第八实施方式的电抗器的平面图。

图46是图1所示的电抗器中的磁感线图。

图47是表示使图1所示的电抗器为小功率时的磁芯结构的截面图。

图48是表示用于说明以往的电抗器的基本结构的组装状态的立体图。

具体实施方式

下面基于附图说明本发明的一实施方式。此外，各图中标注了相同符号的结构表示是相同结构，适当省略其说明。另外，在本说明书中，在总称时用省略下标的参考符号表示，在指个别结构时用带有下标的参考符号表示。

(第一实施方式)

在本实施方式中，后述的实施方式也相同，如前所述，在代替理想的高导磁率和低磁滞损耗的高级电磁钢板，使用压粉磁芯或者铁氧体磁芯这种具有较低导磁率和较大磁滞特性(回线)的廉价的低级磁性材料作为磁芯的情况下，规定磁芯几何结构，从而能够在该低级磁芯材料的广泛材质范围内，实现尽可能接近使用电磁钢板的情况下的低损耗的电抗器性能。如前所述，低级磁芯材的电抗器损耗中，材料的磁滞损耗占大部分。该磁滞损耗的值与磁芯材料中的磁通量密度Bc成比例。因此，为了规定上述磁芯几何结构，关键是实现使该磁通量密度Bc较小的最佳设计。另一方面，电抗器的最重要的性能是电感L。因此，在上述设计中，需要在实现目标电感L的同时，使磁通量密度Bc最小。

在此，假设绕组的匝数为N，磁极空隙的间隔(间隙长)为g，磁极空隙的导磁率为μ₀，磁极面积为S的情况下，电感L可以用下式(1)表示。

L＝μ₀·(S·N²)/g(1)

其中，假设磁极内的导磁率μc与磁极空隙的导磁率μ₀相比足够大。

另一方面，假设流入绕组的电流为I，则磁通量密度Bc可以用下式(2)表示。

Bc＝μ₀·N·I/g(2)

假定磁芯材料内的磁通量密度大致相等，通过基于磁场分析的最优化消除局部集中等，则磁通量密度Bc表示间隙中央附近的磁通量密度。因此，为了实现上述目的，对使磁通量密度Bc最小的几何结构参数(N，g，S)的组合进行最优化即可。

但是，用实际的磁芯材料(导磁率μc：∞＞＞μc＞μ₀)制作的、实际的磁极结构(磁路)的情况下的电感L或磁通量密度Bc的表达式与上述式(1)、(2)相比是非常复杂的函数。对此，在本实施方式中，根据数值分析模型的结果，逆向，作为间隙长g和磁极面积S的有效值，定义下式(3)和(4)。

ge＝μ₀·N·I/Bc(3)

Se＝L·ge/μ₀/N²(4)

此外，使用理想磁芯材料(μc＞＞μ₀)的情况下的匝数N₀也用下式(5)进行定义。

$N_0=\sqrt{\mathrm{}}(L\&CenterDot;g/{\mathrm{\&mu;}}_0/S)---\left(5\right)$

此外，在本实施方式中，如下式(6)～(8)所示，还导入用各几何结构参数(N₀，ge，Se)与实际几何结构参数(N，g，S)的比定义的独创的标准化参数α、β、γ。并且，通过这些标准化参数α、β、γ的各值的组合，对电抗器的材质和结构进行设计，并决定其最优形状。

α＝N/N₀(6)

β＝ge/g(7)

γ＝Se/S(8)

更具体而言，本实施方式中的电抗器如下所述。图1是表示用于说明实施方式的电抗器的基本结构的组装状态的立体图。图46是图1所示的电抗器中的磁感线图。图47是表示使图1所示的电抗器为小功率电抗器时的磁芯结构的截面图。图2是表示在图1所示的电抗器中，使其磁芯为C字形磁芯时的磁路模型的立体图。图3是电气表示图2所示的磁路模型的等效电路。图4是用于说明实施方式的电抗器中的磁芯的磁芯结构参数的截面图。

如图1所示，第一实施方式的电抗器D1包括：空芯线圈1，以使带状导体部件10的宽度方向沿着线圈1的轴向的方式卷绕该带状导体部件10而形成；以及磁芯2，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在空芯线圈1的外侧。磁芯2包括：外周部3a、4a，覆盖空芯线圈1的外周的至少一部分；端板3b、4b，覆盖空芯线圈1的两端部的至少一部分；以及突起部3d、4d，形成于端板3b、4b的中央并伸入空芯线圈1的空芯部，使磁通量通过。更具体而言，磁芯2包括一对磁芯部件3、4，这两个磁芯部件3、4包括圆筒形的外周部3a、4a和封闭外周部的一端的端板3b、4b。在以此方式形成的凹槽3c、4c中收纳空芯线圈1。

此外，外周部3a、4a只要能够形成磁路(磁轭(yoke))即可，也可以是其他形状。例如，一个磁芯部件3是长度为两个外周部3a、4a的长度之和的外周部，另一个磁芯部件4仅仅是嵌入该外周部的端板3b等，上述外周部3a、4a的分配方法任意。

并且，如图1的(A)至(B)所示，将长条的带状导体10沿其厚度方向卷绕成空芯线圈1，如图1的(C)至(D)所示，将该空芯线圈1收纳入由一对磁芯部件3、4构成的磁芯2，从而形成该电抗器D1。

并且，在本实施方式中，根据期望电感L和磁芯部件3、4的材质(导磁率μc)，基于上述考虑方法来确定空芯线圈1中的带状导体10的匝数N、磁芯部件3、4的形状、以及突起部3d、4d的形状(截面积S、Se以及间隙长g)等几何结构。突起部3d、4d的形状尤其是通过基端部的面积变化进行变化，代表性地，在图1及图46所示的圆锥台形到图47所示的圆柱形之间进行变化。

在此，首先说明间隙长g的有效值ge。图2是表示在图1所示的电抗器中，使其磁芯为C字形磁芯时的磁路模型的立体图。

在该图2中，作为突起部3d、4d的形状，使用图47所示的圆柱形状，空芯线圈1在间隙部分处分割表示。并且，如该图2所示，在磁芯2(旁轭部)的磁通量密度为By，突起部3d、4d(磁极)的磁通量密度为Bp，间隙的磁通量密度为Bg，磁芯2的截面积为Sy，突起部3d、4d的截面积为Sp，间隙的截面积为Sg的情况下，下式(9)的关系成立。

Bg·Sg＝Bp·Sp＝By·Sy(9)

并且，在空芯线圈1产生的磁通量为2·N·I的情况下，上述间隙、突起部3d、4d以及磁芯2消耗的磁通量的关系可以用下式(10)表示。因此，可以用下式(11)在电气上表示为图3所示的等效电路。

2·N·I＝(Bg/μ₀)·g+2(Bp/μp)·Lp+(By/μy)·Ly

＝(Bg·Sg)·{g/(μ₀·Sg)+2·Lp/(μp·Sp)+(Ly/(μy·Sy))(10)

2V＝I·(Rg+2Rp+Ry)(11)

在此，假设μ₀＜＜μp，μy，则变为下式(12)，因此，取出与上述间隙长的有效值ge对应的因子后变为下式(13)。因此，该式(13)表示，与实际的间隙长g相比，有效值ge变大，与之相应地，图46中从突起部3d、4d的外周缘产生参考符号I所示的泄漏磁通量。

$B_g=\left(2NI\right)\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0}{g}\&times;\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0}{{\mathrm{\&mu;}}_p}\frac{2L_p}{g}\frac{S_g}{S_p}+\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0}{{\mathrm{\&mu;}}_y}\frac{L_y}{g}\frac{S_g}{S_y}}...\left(12\right)$

$g_e\&equiv;g\left(1+\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0}{{\mathrm{\&mu;}}_p}\frac{2L_p}{g}\frac{S_g}{S_p}+\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0}{{\mathrm{\&mu;}}_y}\frac{L_y}{g}\frac{S_g}{S_y}\right)>g...\left(13\right)$

另外，关于上述截面积的有效值Se，在图4中突起部3d、4d的前端部的半径为R₀的情况下，可以用下式(14)表示与截面积S的关系。

$R_0=\sqrt{S/\mathrm{\&pi;}}...\left(14\right)$

对此，有效值Se可以与从间隙泄漏到线圈附近的磁通量面积对应，解释为对磁感线的积分进行了矩形近似的情况下的截面积，可以用下式(15)表示。

$\begin{array}{c}{R}_e=\sqrt{S_e/\mathrm{\&pi;}}\\ ={\left(\frac{1}{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;Bc}\underset{0}{\overset{r_{zero}}{\&Integral;}}{B}_{\left(r\right)}2\mathrm{\&pi;}r\&CenterDot;dr\right)}^{\frac{1}{2}}\end{array}...\left(15\right)$

图4中还示出突起部3d、4d的前端部附近的截面积S及其有效值即基端部附近的截面积Se的关系。

接着说明标准化参数α、β、γ。在本实施方式中，标准化参数α、β、γ的空间可以用所谓三元合金的相图的方式表示，为了容易认识对各标准化参数α、β、γ的变化的结果，设定了三个标准化参数α、β、γ。在本实施方式的相图中，三边所有的刻度均为对数刻度，根据次数进行放大，若为倒数则反转表示。

这是因为，由于期望电感L的范围能够用下式(16)表示，所以若设使用理想磁芯材料的电抗器的参数为L₀、g₀、S₀，则下式(17)成立，取其对数后得到下式(18)。

L＝μ₀·(S·N²)/g～N²·S/g(16)

L/L₀～(N/N₀)²·(S/S₀)/(g/g₀)(17)

Ln(L/L₀)～2ln(N/N₀)+ln(S/S₀)-ln(g/g₀)(18)

上式(18)与上述三元合金相图的式(19)的关系类似，通过适当调整轴的比例尺和极性，能够用上述相图的方式表示。图5是本发明人制成的相图的一例。

x+y+z＝100％(19)

图5是表示从上述磁芯结构参数求出的标准化参数的组合所构成的相图的一例的图。图5中尽量放大显示后述的各参数α、β、γ的可取值范围(实际使用区域)，如前所述对轴的比例尺和极性进行适当调整，各参数α、β、γ的一个值并不位于相图的中心。图5中，基于所得到的参数α、β、γ的各值映射表示本发明实际计算出的9个样本A～I。作为该映射基础的各几何结构参数(L，N₀，g，S，N，ge，Se)的计算结果在表1中示出。

[表1]

在表1和图5中，样本A～F是用于功率较小的二轮车、太阳能发电装置的转换器等的数千瓦级别的样本，样本G～I是用于功率较大的混合动力汽车或电动汽车等的数十千瓦级别的样本。

此外，表1中还一起示出突起部3d、4d的有效截面积Se的分析结果。该分析通过如下方式进行，即如前述的图4所示，对从突起部3d、4d的空隙泄漏到线圈区域的磁感线进行积分，对该积分结果进行矩形近似。即，在分析中使用了下式(20)。如表1所记载，理解为与有效Se大致一致。

Se＝∫B(r)2πr·dr/Bc(20)

根据表1和图5，说明相图中的映射位置与实际的几何学磁芯结构的特征的若干关系。首先，样本A为高级磁性钢板的样本，带状导体部件10的匝数N等于理想匝数N₀，间隙长的有效值ge也等于实际的间隙长g，突起部3d、4d的前端部的截面积S等于有效值Se即基端部的截面积，即，α、β、γ＝1。以该值为基点，若间隙为空(μc＞μ₀)，则必定β≥1。另外，间隙越窄，则β越接近1，γ也越接近1(β→1，γ→1)。

另一方面，间隙越宽，形状为圆锥台形且基底(裾野)越宽(顶上平坦部越窄)，则γ越大。另外，在磁芯2(旁轭部)的磁阻Ry大于间隙的磁阻Rg的不平衡设计中，γ＜1。另外，α大于1则铜损增加，小于1则铜损减少，但应该按照与磁滞损耗(∝△Bc∝α/β)的总和来考虑整体损失。因此在表1中，除了几何和分析参数以外，对部分样本还以与样本A之差的方式记载了实测损失。在本实施方式中，以上述事项为设计方针，对磁芯2的形状进行最优化。

作为该形状最优化的条件，即使是相同电感的电抗器，为了使磁滞损耗更小，即如前所述使磁通量密度Bc更小，对于理想的磁通量密度Bc₀，有下式(21)，因而由此首先得到α/β＜1这一条件。

Bc/Bc₀＝(μ₀·N·I/ge)/(μ₀·N₀·I/g)

＝(N/N₀)/(ge/g)＝α/β＜1(21)

另外，通过使用L＝恒定，即α²·γ/β＝1，根据式(21)得到α·γ＞1这一条件。由此，在本实施方式的电抗器中，根据磁芯(磁轭)2和突起部(磁极)3d、4d的材质，确定在确保所需的电感L的同时，能够减少磁芯2的磁滞损耗，减少损失的几何形状。

进一步缩小条件，规定磁通量密度Bc的减少效果显著(80％以下)的范围后，根据式(21)得到α/β＜0.8或者α·γ＞1.25。此外，出于使用现实磁芯材料的、现实的磁路设计的立场，还存在以下限制条件。

首先，只要使用实际的低导磁率磁芯材料，则限制条件就为2g＞ge＞g，即1＜β＜2。另外，在间隙长g为最大值，即不存在突起部(磁极)3d、4d的情况下，为了使得即使磁感线泄漏也不超出线圈外形(R/W＜4)，Se＜3S即1≤γ＜3为真正的解决方案。此外，若匝数N过大，则带状导体部件10的长度过大，截面积过小，导致铜损增大，因此较为理想的是1/2＜α＜2。图5中，满足α/β＜1或α·γ＞1并且1/2＜α＜2、1＜β＜2、1≤γ＜3的区域用阴影线示出。

通过以此方式构成，能够将磁极间隙(间隙长g)开得较宽，使磁感线漏至空芯线圈1，增大磁极(突起部)表面的有效截面积Se，减少磁极内的磁通量密度Bc。

上述γ＞1即Se的增大允许磁感线漏至空芯线圈1的绕组部，因而为了抑制由于泄漏磁通量产生的线圈导体内的涡流损耗，电抗器D1最好使带状导体10的厚度t为趋肤厚度δ以下，如后所述，使空芯线圈1为相对于泄漏磁通量大致平行的平放型。

另一方面，标准化参数α、β、γ与电抗器特性的关系如下所述。首先，作为几何结构和材料的特征参数，使Bc为间隙的中间点或其周边的磁通量密度的最大值，求出间隙长的有效值ge以及突起部(磁极)3d、4d的有效截面积Se，则分别得到下式(22)和式(23)，这两个参数可以根据磁场分析结果容易地求出。

ge＝μ₀·N·I/Bc(22)

Se＝∫B(r)2πrdr/Bc

(或者Se＝∫B(x，y)dx·dy/Bc)(23)

并且，使用这些参数，电气特性用下式(24)～式(26)表示。

V≡L·dl/dt(L的定义)(24)

＝N·dΦ/dt(法拉第定律，将N提到外面)(25)

＝N·Se·dB/dt(定义磁通量根据Φ≡BS)(26)

因此，每单位升压性能的磁通量密度变化(≈铁损)△B为下式(27)，与偏置电流I相伴随的平均磁通量密度(≈磁饱和的程度≈磁滞损耗)B为下式(28)。

△B＝1/(N·Se)·∫V·dt

＝1/(N·Se)·△V(27)

B≈μ₀·N·I/g(28)

因此，本实施方式的电抗器D1的设计方针是，在确保式(16)所示的期望电感L的同时，为了使空芯线圈1的匝数N较少，突起部(磁极)3d、4d的有效截面积Se较大，并且使间隙的有效长尽可能变大，选择合适的磁芯和磁极(突起部3d、4d)的几何形状，从而减少磁芯2(磁极和旁轭)的经验磁通量密度，(移动纯铁特性的使用区域从而)减少铁损(主要是磁滞损耗)。

对此，返回图5和表1，样本A如上所述是使用高级电磁钢板作为磁芯材料的以往的电抗器的一例，是使磁芯材料体积较小(使S较小)，匝数N较多的设计。与此相对，剩余的样本B～I是对磁芯2使用铁粉压缩成形的磁芯材料的例子，是基于上述设计方针，以样本B为原型，按照B→C→D→E进行改良而得到的样本。在图5和表1中，关于样本B～G，更具体的电抗器的截面形状和产生的磁感线与图6的(B)～(G)相配合地进行表示。通过一起参考该图6，可以更好地理解磁芯形状。另外，关于样本B～D，在图7的(B)～(D)中，与磁感线一起示出通过间隙中间点的轴直角截面的磁通量密度Bc的变化。图6是表示图5所示的相图中示出的多个样本中的部分具体电抗器的截面形状和产生的磁感线的图。图7是表示图6中的部分样本的磁通量密度变化的图。

对于样本B、C而言，γ稍稍小于1。这是因为，根据图7可以看出，旁轭部的磁通量密度较高，即(主要由于磁芯部件3、4的端板3b、4b较薄)旁轭部的磁阻Ry大于间隙的磁阻Rg，相应地，增大了旁轭部的磁滞损耗。如前所述，γ＜1意味着间隙与旁轭部的磁阻的不平衡。另外，对于样本B而言，α＞1，则匝数过多所导致的铜损增加也对损失增大产生显著影响。

为此，样本C是减少了α即减少了匝数N的样本，由于该匝数N的减少，空芯线圈1变得紧凑，相应地，如图7(B)至(C)所示，扩大磁芯2(使端板3b、4b变厚)。但是，由此，磁通量密度Bc变高，磁滞损耗增加。对此，样本D如图7(C)至(D)所示扩大间隙长g，使磁通量密度Bc降低，减少了磁滞损耗，是更优的设计。即，通过从C到D的改善，γ变得稍稍大于1。

另一方面，样本E增大带状导体部件10的纵横比t/W，使空芯线圈1为扁平状。该样本E的N＝N₀，间隙长的有效值ge也变大。但是在图6(E)中，如参考符号11所示，间隙部分的泄漏磁通量大量进入空芯线圈1的部分，增加了铜损。样本F与该样本E相比降低了磁芯2中的铁粉的密度，因此在增加匝数N的同时，间隙长的有效值ge变小。

另外，样本G、H、I是电感L较大的大功率用的电抗器，满足α/β＜0.8或α·γ＞1.25并且1/2＜α＜2、1＜β＜2、1≤γ＜3。并且，样本G、H、I的密度分别为7g/cm³、6g/cm³、5g/cm³。样本I与样本G、H相比，γ即突起部(磁极)3d、4d的形状不变，但间隙长的有效值ge变大，匝数N也变多。样本D、E、F在尤为理想的范围α/β＜0.8或α·γ＞1.25之外，但这是由于在小功率用途中，除了电气特性以外，还需要满足尺寸或重量等要求规格，无法降低磁通量密度Bc。

图8是表示图1所示的电抗器的其他的第一方式的磁芯结构的立体图。图9是表示图1所示的电抗器的其他的第二方式的磁芯结构的立体图。

此外，在本实施方式的电抗器D1中，磁芯2中，轭部分即磁芯部件3、4中，除了作为磁极的突起部3d、4d部分之外的外周部3a、4a以及端板3b、4b的部分无须覆盖空芯线圈1的整个外周部，如上所述，与间隙部的磁通量密度Bg相比，将轭的磁通量密度By维持得较高即可。因此，电抗器D1为了通气，可以构成为一部分向外开放的筐形，或者如图8的电抗器D1’所示，磁芯2’通过组合U字形的磁芯部件3’、4’而构成等。例如，根据磁性材料不同，有时轭共计覆盖空芯线圈1的外周部的半周以上即可。

另外，如上所述，一对磁芯部件3、4只要以相同形状形成，可以在任意位置处组合，但在此情况下，在轴向上使外周部3a、4a的端面紧贴即可，但在径向上容易产生错位。对此，如图9的磁芯部件3”(4”)所示，通过在一对磁芯部件3、4的外周部3a、4a中的一个端面上设置突起部3b1(4b1)，在另一个端面上设置对应的凹槽4b2(3b2)，能够消除一对磁芯部件的上述径向的错位。另外，如图9的磁芯部件3”(4”)所示，在相同的外周部3a(4a)上，突起部3b1(4b1)和凹槽3b2(4b2)各自在周向上以等间距(图9中为180°)且交互(图9中为90°)形成，由此，能够共用两个磁芯部件3”、4”，用相同的模具制成。

另外，作为磁芯部件3、4的材料，为了降低成本，最好使用同一材料，尤其是为了能够容易地实现期望的磁气特性(较高的导磁率)，并且容易地形成期望的形状，该磁芯部件3、4最好是通过对软磁性体粉末进行成形而形成的。

上述软磁性粉末为强磁性的金属粉末，更具体而言，可举出纯铁粉、铁基合金粉末(Fe-Al合金、Fe-Si合金、铝硅铁粉、坡莫合金等)以及非晶态粉末、表面上形成了磷酸系转化涂层等电气绝缘涂层的铁粉等。这些软磁性粉末可以通过雾化法等制造。另外，一般而言，即使是相同的导磁率，由于饱和磁通量密度较大，所以在上述软磁性粉末中，最好使用上述纯铁粉、铁基合金粉末、以及非晶态粉末等金属材料。

例如通过使用公知的常规手段，将这种软磁性粉末以指定密度进行压粉成形，从而得到磁芯部件3、4。该压粉(铁粉)磁芯例如具有图10所示的磁通量密度-相对磁导率特性。图10是表示压粉(铁粉)磁芯的各密度的磁通量密度-相对磁导率特性的图。图10的横轴为磁通量密度[T]，纵轴为相对磁导率[H/m]。

如图10所示，对于密度6.00[g/cc]以上的部件(在该例中，密度5.99[g/cc](□)、密度6.50[g/cc](×)、密度7.00[g/cc](△)、密度7.50[g/cc](◆))而言，磁通量密度-相对磁导率特性的分布是，从较高的初始相对磁导率开始，随着磁通量密度的增加，相对磁导率逐渐增加并到达峰值(最大值)，随后，随着磁通量密度的增加，相对磁导率逐渐减少。

例如，对于密度约7.00[g/cc]的部件而言，磁通量密度-相对磁导率特性的分布是，从约120[H/m]的初始相对磁导率开始，磁通量密度增加后，磁通量密度为0.35[T]时相对磁导率急剧增加到约200[H/m]，随后，随着磁通量密度的增加，相对磁导率逐渐减少。对于该图10所示的例子(密度7.00[g/cc])的部件而言，相对磁导率从初始相对磁导率开始随着磁通量密度的增加再次到达初始相对磁导率时的磁通量密度约为1T。

另外，密度约5.99[g/cc]的部件、密度约6.5[g/cc]的部件以及密度约7.5[g/cc]的部件的初始相对磁导率分别为约70、约90、以及约160[H/m]。这样，初始导磁率约为50～250[H/m]的材料，在该例中是约70～约160[H/m]的材料，其磁通量密度-相对磁导率特性为大致相同的分布，为较高的相对磁导率的材料。

接着，图11中示出电抗器的结构与磁感线的关系。图11(A)表示比较例1的电抗器的结构，图11(B)表示本实施方式的电抗器D1的结构，图11(C)表示比较例2的电抗器的结构。该比较例1的电抗器未设置磁芯2，仅有空芯线圈1，比较例2的电抗器是没有间隙，即突起部(磁极)3d、4d作为圆柱15在端板3b、4b之间连接的结构。上述图11(A)至(C)是半径长度的轴线方向截面图。另外，图11(D)是比较例1的电抗器的磁感线图，图11(E)是本实施方式的电抗器D1的磁感线图，图11(F)是比较例2的电抗器的磁感线图。此外，考虑图的视认性，在图11(D)～(F)中，省略相邻绕组间的边界线的记载。

另外，图12是表示在本实施方式和比较例1、2的电抗器中，使电流在0～200[A]的范围内变化时的电感变化相关的实验结果的图。图12中，曲线A是表示比较例1的电抗器的电感变化的曲线，曲线B是表示本实施方式的电抗器D1的电感变化的曲线，并且，曲线C是表示比较例2的电抗器的电感变化的曲线。

参考图12的曲线A，对于比较例1的电抗器而言，在上述电流的整个范围内稳定地得到大致恒定的电感。但是，如图11(D)所示，该电抗器中，空芯线圈内的磁感线与轴向不平行，因此涡流损耗较大。因此，如图12的曲线A所示，电感的绝对值较小。另外，如图11(D)所示，从电抗器向外部漏出的磁感线非常多。

另外，如图12的曲线C所示，对于比较例2的电抗器而言，在电流较小的0～约30[A]的范围内得到较大的电感。另外，由于该电抗器具有磁芯2，所以能够防止或抑制磁感线从电抗器向外部漏出。但是，对于比较例2的电抗器而言，电流变得比该范围大时，磁性体发生磁饱和，电感急剧降低。这样，电感变化大，则微小的误差就会造成电感特性发生较大变化，因此搭载该电抗器的转换器的控制性能较差。

与此相对，对于本实施方式的电抗器D1而言，与比较例2的电抗器相同，由于存在磁芯2，所以可以与比较例2的电抗器同等程度地防止或抑制磁感线从电抗器D1向外部漏出。另外还具有的优点是，如图12的曲线B所示，在上述电流的整个范围内得到稳定的电感特性，并且该电感相对于比较例1的电抗器而言较大。

接着，说明如本实施方式这样具有平绕绕组(flatwisewinding)结构的空芯线圈1的优点，该平绕绕组结构是以与径向重叠的方式卷绕带状导体部件10的结构。图13是具有扁绕绕组(edgewisewinding)结构的空芯线圈1x的电抗器的截面图。图14是表示平绕绕组结构和扁绕绕组结构的电抗器的频率与损失的关系的曲线图。图14的横轴为频率f，其纵轴为损失。图15是用于说明构成空芯线圈的导体部件的纵横比的图。图15放大显示空芯线圈1、1y的半径长度的截面形状。

在图13所示的扁绕绕组结构的电抗器中，与上述图1等类似，对应的部分标注显示同一参考符号，省略其说明。

空芯线圈1、1x由导体部件10形成，因而对该空芯线圈1、1x通电后，一般而言，在与磁力线垂直的面(正交面)上产生涡电流，由此产生损失(损耗)。在磁通量密度相同的情况下，该涡电流的大小与同磁感线交叉的面积，即垂直于磁通量方向的连续的面的面积成比例。在空芯线圈1、1x内，磁通量方向沿着轴向，因而涡电流与形成该空芯线圈1、1x的带状导体部件10的、正交于轴向的径向的面的面积成比例。

因此，对于扁绕绕组结构的电抗器而言，如图13所示，在导体部件10中，径向的面积较大，容易产生涡电流，因而与由电阻产生的损失相比，由涡电流产生的损失是决定性的。因此，对于扁绕绕组结构的电抗器而言，损失依赖于通电电流的频率，如图14所示，随着频率的增加，损失增大，由于较小的电阻，初始损失较小。

另一方面，对于本实施方式的电抗器D1中采用的平绕绕组结构而言，如图1所示，在带状导体部件10中，径向的面积较小，不易产生涡电流，另一方面，轴向面积较大。因此，在平绕绕组结构的电抗器D1中，几乎不产生涡电流，如图14所示，损失不依赖于通电电流的频率，而是大致恒定，由于较小的电阻，初始损失也较小。

进而，如图13的箭头所示，对于扁绕绕组结构的电抗器而言，上述导体部件10是与轴向重叠的结构，而如图1所示，对于平绕绕组结构的电抗器D1而言，上述导体部件10的宽度方向与轴向大致一致并且连续，因此平绕绕组结构的电抗器D1与扁绕绕组结构的电抗器相比能够有效进行导热。因此，在上述损失和导热方面，平绕绕组结构的电抗器D1均优于上述扁绕绕组结构的电抗器。

此外，在本实施方式中，平绕绕组结构的电抗器D1中，如图15(A)所示，构成空芯线圈1的导体部件10是其宽度W在其径向长度(以下称为厚度)t之上的带状导体。换言之，在本实施方式中，由具有矩形截面的导体部件10构成电抗器D1的空芯线圈10，上述矩形截面的厚度t对宽度W的纵横比(t/W)为1以下。

据此，如图15(B)所示，与具备由具有所述厚度t大于所述宽度W的矩形截面的导体部件10y构成的空芯线圈1y的电抗器相比，本实施方式的电抗器D1的径向面积较小。其结果是，在上述损失方面，基于与平绕绕组结构的电抗器D1优于扁绕绕组结构的电抗器的理由相同的理由，能够减小涡流损耗。尤其是，在导体部件10的相对于厚度t的宽度W的纵横比(t/W)为1/10以下时，能够大幅减少涡流损耗的产生。

在此基础上，若将带状导体部件10的厚度t设定为相对于该电抗器D1的驱动频率的趋肤厚度δ以下，则涡流损耗几乎可以可靠地消除。趋肤厚度δ由下式(29)表示。

$\mathrm{\&delta;}=\sqrt{\mathrm{}}(2/\mathrm{\&omega;\&mu;\&sigma;})---\left(29\right)$

其中，ω为角频率，μ为导磁率，并且σ为电导率。

另外，在本实施方式的电抗器D1中，与空芯线圈1的上下两端面分别对置的磁芯部件3、4的端板3b、4b的内壁面至少在覆盖线圈端部的区域中相互平行地形成。另外，这些端板3b、4b的各内壁面与空芯线圈1的带状导体10的宽度方向正交配置。在不满足这些条件时，即使设定带状导体10的截面形状有关的条件，通过空芯线圈1的内部的磁感线也会脱离平行于轴向的状态。对此，在本实施方式中，如以下所说明，定义使端板3b、4b的内壁面相互平行的平行度。

图16是磁芯的平行度的计算方法的说明图。如图16所示，在端板3b、4b的各内壁面的间隔中，假设最内周侧的位置(以下称为最内周位置)的间隔为L1，最外周侧的位置(以下称为最外周位置)的间隔为L2。另外，假设从最内周位置到最外周位置的范围中的间隔的平均值为L3。此外，平均值L3是在最内周位置与最外周位置之间径向上以指定间隔划分的多个位置的间隔的平均值。在此情况下，将空芯线圈1的最内周位置的端板3b、4b的各内壁面的间隔L1与最外周位置的间隔L2的差(L1-L2)除以平均值L3得到的值((L1-L2)/L3)定义为上述平行度。

图17至图19是表示基于本发明人的仿真实验的各平行度的磁感线的图。图17表示上述平行度为-1/10的情况，图18表示上述平行度为1/10的情况，并且，图19表示上述平行度为1/100的情况。如图19所示，在平行度为1/100的情况下，通过空芯线圈1内部的磁感线(由虚线表示的部分的磁感线)平行于轴向。另一方面，如图17和图18的箭头Q1、Q2所示，在平行度为-1/10、1/10的情况下，通过空芯线圈1内部的磁感线不平行于轴向。在通过空芯线圈1内部的磁感线不平行的情况下，如前所述，涡流损耗增大，电感的绝对值变小。

对此，本发明人对平行度进行各种变更并验证了磁感线的分布。其结果是，本发明人发现，为了使通过空芯线圈1内部的磁感线平行，需要将平行度的绝对值设定为1/50以下，设定为1/100以下尤佳。进而，本发明人还发现，带状导体部件10的宽度方向需要配置为与端板3b、4b的内壁面正交。通过以此方式构成，通过空芯线圈1内部的磁感线平行于轴向，能够减小该带状导体部件10中的涡流损耗，能够增大电感L。因此，能够将带状导体部件10的宽度方向上产生的磁通量高效地取入磁芯2。

此外，本发明人着眼于从空芯线圈1的轴芯到该空芯线圈1的外周面的半径R(参考图46)与形成空芯线圈1的导体部件10的宽度W的比R/W，针对使比R/W变化的情况下的磁感线分布的形态进行了仿真实验。图20至图29是表示在电抗器D1的整体体积、导体部件10的矩形截面的截面积、空芯线圈1的匝数分别为恒定值的情况下，各个上述比R/W的磁感线的图。图20表示上述比R/W为10的情况，图21表示上述比R/W为5的情况，图22表示上述比R/W为3.3的情况，图23表示上述比R/W为2.5的情况，图24表示上述比R/W为2的情况，图25表示上述比R/W为1.7的情况，图26表示上述比R/W为1.4的情况，图27表示上述比R/W为1.3的情况，图28表示上述比R/W为1.1的情况，并且图29表示上述比R/W为1的情况。在上述图20至图29中，省略相邻绕组间的边界线的记载。

根据这些磁感线图可以看出，在上述比R/W设定为5以上的情况(图20和图21所示的情况)下，磁通量泄漏到磁芯部2的外部，有可能对周边设备造成影响，因此存在实用上的问题。另外，在上述比R/W设定为1.3以下的情况(图27至图29所示的情况)下，通过空芯线圈1内部的磁感线不平行于轴向，因此涡流损耗增大，有可能效率降低。

另一方面，为了使搭载电抗器D1的转换器具有良好的控制性能，需要使电感L相对于电流变化的变化较少并且较为稳定。对此，在本实施方式中，作为表示该电感L的稳定性的指标，定义了下式(30)。

稳定度I(％)＝{(Lmax-Lmin)/Lav}×100(30)

其中，Lmin是可对上述转换器供应的电流范围(以下称为使用范围)中的最小电流时的电感(以下称为最小电感)，Lmax是上述电流范围中最大电流时的电感(以下称为最大电感)，Lav是与上述电流范围中的多个电流值分别对应的多个电感的平均值(以下称为平均电感)。根据上式(30)，稳定度I的值越小，则电感的稳定性越高。

本发明人研究了该稳定度I与比R/W的关系。图30是表示相对于上述比的变化的、电感及其稳定度的变化的曲线K。图30的横轴为上述比R/W，该纸面右侧的纵轴为上述稳定度I。此外，该图30中，各电抗器的电感用纸面左侧的纵轴表示，由此还示出表示相对于比R/W的变化的、最大电感Lmax、最小电感Lmin、以及平均电感Lav的各变化的曲线。

如图30所示，最大电感Lmax与上述比R/W大致成比例地增大，最小电感Lmin的变化方式是具有在上述比R/W约为6时达到最大的山形波形。另外，平均电感Lav的变化方式是具有在上述比R/W约为8时达到最大的山形波形。其结果是得到如下实验结果，即稳定度I的增加率根据上述比R/W的值不同而异，但是总体上随着上述比R/W增大而增大。

对此，如上所述，为了使转换器具有良好的控制性能，需要将稳定度I抑制为10％以下。因此，参考图30，需要将比R/W设定为4以下(R/W≤4)。因此，通过从1.3以上且4以下的范围中选择比R/W，能够抑制电抗器D1的涡流损耗，同时也使电感L较为稳定。

在实现上述在磁气上具有各向同性的磁芯的情况下，通过作为磁芯部件3、4使用对软磁性粉末进行了压粉成型的压粉磁芯，将原料粉末放入模具中成型即可制成所需形状，并且材料费低廉，能够比较容易地得到所需的磁气特性(密度)。另一方面，通过作为磁芯部件3、4使用铁氧体磁芯，将原料粉末放入模具中成型(烧结)即可制成所需形状。此外，由于磁通量密度较高者能够抑制泄漏磁通量，并且能够实现小型化，所以与软铁氧体相比，铁系软磁性粉末的压粉磁芯更为理想。

另外，较为理想的是，在空芯线圈1与至少磁芯2的端板3b、4b的空芯线圈1的对置面之间，为了进一步提高绝缘耐性，配置绝缘部件。图31是表示磁芯与空芯线圈之间存在有绝缘部件的多种方式的截面图。图31(A)表示具有绝缘部件IS1(IS1-1、IS1-2)的第一方式的电抗器D1a，图31(B)表示具有绝缘部件IS2(IS2-1、IS2-2)的第二方式的电抗器D1b，并且，图31(C)表示具有绝缘部件IS3的第三方式的电抗器D1c。绝缘部件IS(IS1、IS2、IS3)例如是PEN(聚对萘二甲酸乙二酯)或PPS(聚苯硫醚树脂)等具有耐热性的树脂的片材。

图31(A)所示的电抗器D1a的绝缘部件IS1-1、IS1-2配置在空芯线圈1的端部与对置的磁芯部件3、4的端板3b、4b的内壁面之间。另外，图31(B)所示的电抗器D1b的绝缘部件IS2-1、IS2-2不仅具有与端板3b、4b对置的部分，还具有覆盖空芯线圈1的内周侧和外周侧的一部分的筒状的直立部。另外，图31(C)所示的电抗器D1c的绝缘部件IS3是将绝缘部件IS2-1、IS2-2的直立部延长并相互连接而得到的部件。即，绝缘部件IS3形成为环状的管道，其内部收容空芯线圈21。通过还具有这种结构的绝缘部件IS，能够进一步提高空芯线圈1与磁芯2之间的绝缘耐力。

表2表示在图31(A)所示结构的电抗器D1a中，相对于绝缘部件IS1-1、IS1-2的材料和厚度(μm)的变化的、绝缘耐压(2.0kV)的变化。在表2的实验中，在绝缘部件IS1-1、IS1-2为聚酰亚胺片(Polyimide)的情况下，将其厚度分别改变为25μm、50μm、以及100μm，对各情况下的片材施加2.0kV的电压，试验了绝缘耐压(是否保持绝缘)。另外，在绝缘部件IS1-1、IS1-2为PEN片的情况下，将其厚度分别改变为75μm和125μm，对各情况下的片材施加2.0kV的电压，试验了绝缘耐压。并且，在绝缘部件IS1-1、IS1-2为PPS和NOMEX的情况下，使上述各厚度均为100μm，对各情况下的片材施加2.0kV的电压，试验了绝缘耐压。

表2

从表2可知，在绝缘部件IS1-1、IS1-2为厚度100μm的聚酰亚胺片(Polyimide)的情况下、绝缘部件IS1-1、IS1-2为厚度125μm的PEN片的情况下、绝缘部件IS1-1、IS1-2为厚度100μm的PPS的情况下、以及绝缘部件IS1-1、IS1-2为厚度100μm的NOMEX的情况下，在空芯线圈1与磁芯2之间取得良好的绝缘性。因此，绝缘部件IS的厚度最好为100μm以上。

或者，绝缘部件IS也可以不限于上述树脂，而是使用BN(氮化硼)陶瓷等。在此情况下，不限于上述片体，还可以通过化合物的填充形成绝缘部件IS。在磁芯部件3、4的内表面涂敷适量的填充材料后，收容空芯线圈1，粘合该磁芯部件3、4，由此可以实现填充。此外，填充材料的硬度依赖于用途规格，根据其用途(硬度)不同，有时还需要进行利用热或催化剂的硬化处理。这样，能够进一步提高空芯线圈1与磁芯2之间的绝缘耐力。

另外，尤其是通过填充材料等使轴向(上下方向)的导热性变好后，可以使空芯线圈1产生的焦耳热经由绝缘部件IS热传导至磁芯部件3、4，高效地向外部进行排热。另外，因此，通过构成为从外部冷却该磁芯部件3、4，能够进一步防止电抗器D1的内部变得过热。

在此，在填充材料使用磁性体的情况下，需要注意，磁性流体具有在振动等恶劣环境中也能够始终填充间隙并确保传热性能的优点。因此，在低导磁性的磁性体的效果较好的情况下，作为填充材料，也可以填充低导磁性的磁性体。

下面说明其他实施方式。

(第二实施方式)

图32是切去第二实施方式的电抗器的一部分并进行显示的立体图。第二实施方式的电抗器D2与上述图1所示的电抗器D1类似。上述电抗器D1中，空芯线圈1和磁芯2基本形成为圆筒状，但并不限定于此，也可以形成为四边筒状(截面为四边形的筒状)、六边筒状(截面为六边形的筒状)、以及八边筒状(截面为八边形的筒状)等多边筒状(截面为多边形的筒状)。另外，也可以采用空芯线圈1和磁芯2中的一者为圆筒状，另一者为多边筒状等组合。在图32所示的例子中，空芯线圈11和磁芯12均形成为四边筒状。因此，形成电抗器D2的磁芯12的磁芯部件13、14中的突起部13d、14d形成为四棱台，空芯线圈11的空芯部12具有四边筒状的空间。

这样，本实施方式的电抗器D2如图32所示包括：具有平绕绕组结构的空芯线圈11，以及覆盖空芯线圈11的磁芯12。构成磁芯12的一对磁芯部件13、14由具有磁气各向同性的材料构成，包括：四边筒状的外周部13a、14a和四边板状的端板13b、14b。在以此方式构成的四边筒状的凹槽13c、14c中收纳空芯线圈11。在端板13b、14b上与空芯线圈12对置的内壁面的中央部处，形成突起部13d、14d。此外，在如该空芯线圈12这样采用多边筒状的线圈的情况下，上述空芯线圈1的半径R可用从该空芯线圈12的中心到外周面的最短距离代替。

图33是用矢量表示图32所示电抗器的磁通量密度的图，是将磁芯12一分为二得到的轴线方向截面图。图34是比较显示图1所示的电抗器与图32所示的电抗器的电感特性的曲线图。在此，在图34中，以40A时的电感大致相同为条件，比较图1所示结构的电抗器D1与图32所示结构的电抗器D2。图34的横轴为电流[A]，其纵轴为标准化电感。

如图33所示，利用四边筒状的电抗器D2，空芯线圈11内的磁感线也大致平行于轴向，具有与图1所示的圆筒状电抗器D1相同的作用效果。并且，在外形的最大尺寸相同的情况下，从图34可知，该四边筒状的电抗器D2的电感大于圆筒状电抗器D1的电感。此外，四边筒状的电抗器D2的电感特性具有与圆筒状电抗器D1的电感特性相同的分布。这些电感特性在电流值较小的范围(在图34中是约80A以下的范围)中大致恒定，超过该范围后，随着通电电流的增加而逐渐减少。

下面说明其他实施方式。

(第三实施方式)

图35是从内部观察第三实施方式的电抗器中的磁芯部件23的正视图。该磁芯部件23与上述磁芯部件3、4类似，对与磁芯部件3对应的部分标示同一参考符号，并省略其说明。在本实施方式的磁芯部件23中，设置冷却用的凹沟23a、23b。凹沟23b形成为包围突起部3d周围的环状，多个凹沟23a在周向上等间隔设置，从凹沟23b向外周侧呈放射状延伸，贯通筒部3a并向外部开放。并且，空气或冷却水等冷却介质交替地供给到凹沟23b和排出。或者，冷却介质从以一条直径为边界一分为二得到的一个区域中设置的凹沟23b供给，从另一个区域中设置的凹沟23b排出。通过设置这种凹沟23a、23b，能够强制冷却磁芯，据此能够提高电抗器的散热性能。

下面说明其他实施方式。

(第四实施方式)

图36至图38是第四实施方式中的各种形式的电抗器的轴线方向截面图。图36表示第一方式的电抗器D4a，图37表示第二方式的电抗器D4b，并且图38表示第三方式的电抗器D4c。上述各图的(A)表示整体结构，各图的(B)是在图36(A)至图38(A)中，对空芯线圈1附近进行放大显示的截面图。

这些电抗器D4a、D4b、D4c与上述图1所示的电抗器D1和图31(C)所示的电抗器D1c类似，对于对应的部分标示同一参考符号，并省略其说明。这些电抗器D4a、D4b、D4c在磁芯2的外部还包括散热装置HS。

构成磁芯2的磁芯部件3、4中的一者(在图36至图38中是磁芯部件4)经由传热部件PG1固定于散热装置HS。也可以在磁芯部件3、4这两者上设置散热装置HS。通过以此方式构成，能够将电抗器D4a、D4b、D4c产生的热释放到外部。

并且，在电抗器D4a、D4b、D4c中，用于在构成空芯线圈1的带状导体部件10之间进行绝缘的绝缘材料还设置于端面侧，作为将该空芯线圈1的热传导至磁芯部件3、4的传热部件使用。更具体而言，在图36所示的第一形式的电抗器D4a中，在空芯线圈1的一端侧(散热装置HS侧)设置传热部件PG2，在图37所示的第二形式的电抗器D4b中，在空芯线圈1的另一端侧(与散热装置HS相反的一侧)还设置传热部件PG3，在图38所示的第三形式的电抗器D4c中，内部空间中全部填充传热部件PG4。传热部件PG(PG1～PG4)是用于将空芯线圈1的热传导至磁芯部3、4的部件，最好是具有较高的热传导系数的材料，并且，最好使空芯线圈1和磁芯部3、4紧贴在一起。作为传热部件PG1～PG4，使用传热润滑脂等。

通过进一步设置这种传热部件PG1～PG4，能够将空芯线圈1产生的热经由磁芯部件3、4更有效地传导至散热装置HS。由此，能够防止用于在导体部件10之间进行绝缘的绝缘材料的绝缘性的降低(劣化)，维持该绝缘材料的绝缘性。

更详细而言，作为带状导体10之间的绝缘或绝缘部件IS3，如上述表2所示，使用聚酰亚胺或PEN等树脂材料。在此，在仅设置散热装置HS，空芯线圈1与磁芯部件3、4之间不设置传热部件PG1～PG3的情况下，根据对电抗器通电的电量不同，有时电抗器的温度会超过这些树脂的耐热温度。但是，如图36至图38所示，在设置散热装置HS和传热部件PG1～PG4的情况下，电抗器D4a、D4b、D4c的温度最高为140℃左右，大致为恒定状态(热平衡状态)，能够维持在这些树脂材料的耐热温度以下。传热部件PG1～PG4的热传导率最好为0.2[W/mK]以上，为1.0[W/mK]以上尤佳。另外，上面说明了对电抗器D1适用散热结构的例子，对电抗器D2适用的情况也能够同样进行说明。

下面说明其他实施方式。

(第五实施方式)

图39和图40是第五实施方式的电抗器的正视图和截面图。图39(A)和图40(A)是正视图，图39(B)和图40(B)分别是从图39(A)和图40(A)的截面线A1-A1和A2-A2观察的截面图。该电抗器D5具有散热装置HS，这一点与上述图36至图38所示的电抗器D4a、D4b、D4c类似，也可以进一步设置传热部件PG1～PG4。

在该电抗器D5中，磁芯32通过组合两个磁芯部件33、34而成，其中这两个磁芯部件33、34由在磁气上具有各向同性的材料制成时，散热装置HS作为安装这些磁芯部件33、34的基座使用。在该安装中，两个磁芯部件33、34在收容了空芯线圈1的状态下通过作为紧固部件的螺栓35及螺母36相互紧固之后，通过作为固定部件的螺栓37固定于散热装置HS。并且，上述螺栓35和螺母36以及螺栓37配置于相互不同的位置。在图39及图40所示的例子中，磁芯部件33、34的中心处配置螺栓35和螺母36的组合，螺栓35和螺母36以及螺栓37分别在周向上等间隔(120°)配置，并且螺栓35和螺母36以及螺栓37交互(每隔60°)配置。由此，螺栓35和螺母36以及螺栓37分别配置于正三角形的各顶点，能够稳定地进行紧固。另外，对螺栓35的孔39适当实施锪孔。为了形成螺栓35的孔39和螺栓37的孔40，磁芯部件33、34并不形成与外形为圆筒形状的空芯线圈1相似的相同形状，而是形成与外形为圆筒形状的空芯线圈1不同的、封闭了一个端部的六边筒状。

这样，通过在不同位置处形成用于组合磁芯部件33、34的孔39和用于固定到散热装置HS的孔40，能够提高电抗器D5的组装和安装的生产效率。更详细而言，对于用夹钳等暂时固定磁芯部件的方法而言，在暂时固定之后，将电抗器固定到基座上时，需要取下夹钳并进行固定，组装的生产效率降低。用螺栓和螺母进行暂时固定的情况也是同样的，必须在解除暂时固定之后将电抗器固定到基座上。

此外，在设置上述传热部件PG1～PG4，并且该传热部件PG1～PG4为固化性树脂的情况下，能够在磁芯部件33、34由螺栓35和螺母36进行了紧固的状态下搬入加热炉等进行固化的装置中，与面积大的散热装置HS不进行一体化，因而处理较为容易。作为基座，也可以代替散热装置HS而使用框体等。

下面说明其他实施方式。

(第六实施方式)

图41是用于说明本发明的第六实施方式所涉及的电抗器中使用的带状导体部件10’的图。图41(A)是立体图，图41(B)是从图41(A)的截面线B-B观察的截面图，图41(C)是上述带状导体部件10的示意图，图41(D)是第六实施方式中的带状导体部件10’的示意图。上述带状导体部件10由同样的固体导体形成，而本第六实施方式的带状导体部件10’层叠多组将导体层101与绝缘层102在厚度方向上层叠而得到的组(在图41所示的例子中，在四层导体层101之间夹有三层绝缘层102)，并且对于长度方向上的各端部103，在磁芯2的外部，相邻的导体层之间不夹持绝缘层102，而是被短路。

通过以此方式构成，如图41(C)及(D)所示，在磁通量密度相同的情况下，涡电流的大小与垂直于磁力线(磁感线)的连续面(不间断的面)的面积成比例，因此如该导体部件10’这样，将作为一根导体卷绕的上述导体部件10在与磁力线(磁感线)垂直交叉的方向上分割形成为多层，由此能够减小涡电流的大小。因此，虽然导体截面积即能够流过的电流量减少，但能够进一步减小涡流损耗，并且在产生相同磁通量时，还能够减小空芯线圈的电阻。

下面说明其他实施方式。

(第七实施方式)

图42至图44是用于说明第七实施方式的电抗器中使用的各形式的空芯线圈的图。图42表示第一形式的空芯线圈，图43表示第二形式的空芯线圈，并且图44表示第三形式的空芯线圈。

在第七实施方式中，该空芯线圈1”中的带状导体部件10”与前述带状导体部件10’类似。即，该导体部件10”层叠多组将多个导体层101与绝缘层102在厚度方向上层叠而得到的组(在图42所示的例子中，在两层导体层101之间夹有一层绝缘层102)，并且在长度方向上的两个端部中，在卷绕的状态下引出至磁芯2外部的外周侧的端部103被短路。另一方面，对于导体部件10”的内周侧的端部104而言，各导体层101自身或者从各导体层101分别单独引出的引线105以变为相互反相的方式经由设置于磁芯2外部的感应器芯106，然后在连接点107处接合。

通过以此方式构成，首先，如前所述，在磁通量密度相同的情况下，涡电流的大小与垂直于磁力线(磁感线)的连续面(不间断的面)的面积成比例，因此如该导体部件10”这样，将作为一根导体卷绕的上述导体部件10在与磁力线(磁感线)垂直交叉的方向上分割形成为多层，由此能够减小涡电流的大小。在此，涡电流在磁场中在线材的表面和内部以相反方向流动，随着磁场减少而逐渐返回到导体内，或者在磁场的交叉状况变化处突然返回到导体内。因此，在线圈中心附近，发热倾向于变得显著。对此，如上所述，在磁芯2的外部接合端部103和连接点107，由此能够在距离磁芯2较远的位置产生涡电流的返回，能够防止空芯线圈1”内部的发热。

另一方面，感应器芯106仅对反相的涡电流作为较大电阻起作用并抑制其电流，但对于以同相流动的驱动电流不产生任何影响。因此，分割形成为多层的导体层101以变为相互反相的方式经由感应器芯106之后在连接点107处进行接合，由此能够进一步有效地减小涡流损耗。

此外，图42是导体层101为两层的例子，在为更多层的情况下，感应器芯106和连接点107变为多个。图43中示出导体层101为三层的例子，图44中示出导体层101为四层的例子。在三层的例子中，设置两个感应器芯106，利用一个感应器芯106-1，使流经第一导体层101-1的电流与流经第二导体层101-2的电流相互反相。另外，利用另一个感应器芯106-2，使流经第三导体层101-3的电流与经由一个感应器芯部106的流经第二导体层101-2的电流相互反相之后，使流经各感应器芯106-1、106-2的电流在连接点107处合流。

在导体层101为四层的情况下，设置三个感应器芯106。并且，利用第一感应器芯106-1，使流经第一导体层101-1的电流与流经第二导体层101-2的电流相互反相之后，在连接点107-1处使上述电流合流。此外，利用第二感应器芯106-2，使流经第三导体层101-3的电流与流经第四导体层101-4的电流相互反相之后，在连接点107-2处使上述电流合流。并且，利用第三感应器芯106-3使分别合流而成的两个电流相互反相之后，在连接点107-3处合流。

在此，调查了带状导体部件10为厚度0.6mm的单层，空芯线圈1的卷绕数为32圈的图1所示结构的电抗器D1的涡流损耗。另外，调查了导体层101为厚度0.3mm的两层，在磁芯2的外部接合了各导体层101-1、101-2的端部的结构的第一多层电抗器的涡流损耗。另外，还调查了第二多层电抗器的涡流损耗，该电抗器的结构如下：虽然导体层101同样为厚度0.3mm的两层，但从各导体层101-1、101-2分别引出的引线105以变为相互反相的方式经由设置于磁芯2外部的感应器芯106后进行接合。更具体而言，使用LCR测量计，以10kHz时的电阻值测定涡流损耗。

其结果是，对于第一多层电抗器而言，涡流损耗减少为单层(基本)情况下的约56％，对于第二多层电抗器而言，涡流损耗减少为单层(基本)情况下的约32％。这样，将带状导体10分割形成为多层，并且使用感应器芯106，由此能够减少涡流损耗。

下面说明其他实施方式。

(第八实施方式)

图45是示意性地表示第八实施方式所涉及的电抗器的平面图。一般而言，电抗器可用作变压器，例如有日本特开2001-345224号公报中公开的三相变压器。该三相变压器为电缆绕组型。该三相变压器中，在与U相、V相以及W相这三相对应的三个铁芯的上部和下部设置铁芯轭，由此形成磁路。这种铁芯组合为方形的数字“8”的形状，由此构成磁力线的导线。这种结构的三相变压器(电抗器)配置在电力传输系统的途中，使电压变得稳定。另外，由于近年来的变换器技术的进步，为了减少维修的需要，在工厂或汽车等中开始配置交流电动机。从变换器到该交流电动机配置三根三相交流的送电线，为了改善功率因数，通常在它们之间串联连接三相变压器(电抗器)。

以下描述汽车用的变换器。近年来的混合动力汽车等的动力源的主流是内置永久磁铁的同步交流电动机。从提高乘坐舒适度的观点出发，要求该电动机运转平滑。永久磁铁型同步交流电动机基本上是例如转子侧的磁极数为4，定子侧的磁极数为6的组合(4对6)。实际上，使用转子侧的磁极数为8，定子侧的磁极数为12的组合(8对12)，或者转子侧的磁极数为16，定子侧的磁极数为24的组合(16对24)。并且，随着极数的增加，转矩变动、所谓的齿槽转矩得到缓和，抑制了振动产生，从而提高了乘坐舒适度。

并且，如上所述，转子与定子的磁极数不同，因此随着转子的转动，U相、V相以及W相的励磁线圈电感不对称地发生变化。其结果是，从变换器施加的三相交流电压波形中产生失真，不形成理想的正弦波波形，因此产生转矩变动。因此，在混合动力汽车等中搭载的车载变换器与电动机之间插入三相电抗器，由此有效地吸收并缓和由非线性电感引起的不必要的电压波形即高次谐波电压成分。

但是，上述以往的三相变压器由于其形状特性的原因，体积较大，在搭载到搭载空间有限的汽车上时较为不便。对此，在本实施方式的电抗器D8中，将卷绕由绝缘材料绝缘覆盖的长条导体部件而形成的单层线圈作为基本单位，如图45所示，使用三层空芯线圈51，该三层空芯线圈51是在厚度方向上层叠与U、V、W各相对应的三个单层线圈51u、51v、51w而形成的。这三个单层线圈51u、51v、51w的卷绕起始端作为电流线路的第一端子51au、51av、51aw相互独立。另外，这三个单层线圈51u、51v、51w的卷绕结束端也作为电流线路的第二端子51bu、51bv、51bw相互独立。

并且，这三个单层线圈51u、51v、51w通过电气绝缘膜在电气上绝缘，同时在厚度方向上层叠，在磁芯2内连接固定。为了易于层叠，长条带状的导体部件10的截面最好为平角形状。上述层叠的三个单相线圈51u、51v、51w在电气上绝缘，因而不导通，但由于因层叠产生的接近效果，在磁气上相互耦合，如以往的三相电抗器那样形成磁路。

通过以此方式构成电抗器D8，能够在一个线圈空间中收容三相线圈，与相同功率容量的以往的三相电抗器相比，能够减小体积。这种结构的电抗器D8尤其适合搭载在搭载空间有限的电动汽车、混合动力汽车、电车、以及公共汽车等移动体(车辆)中。另外，这种结构的电抗器D8在从变换器到交流电动机的送电线中，能够吸收来自变换器的高次谐波失真电压(所谓的波纹(ripple))并进行平滑化，其结果是，能够向电动机输出近似于正弦波波形的波形。据此，能够抑制高次谐波流入电动机，抑制波纹电压、电涌电压的产生，防止由异常电流造成的设备损伤。进而，能够降低变换器输出元件的耐电压，使用成本更低的部件(元件)。此外，还能够在途中吸收交流电动机产生的逆电动势所引起的异常逆电压向变换器的倒流，防止变换器输出元件的损伤。另外，这种结构的电抗器D8中，三相线圈51u、51v、51w与电气绝缘膜一起连接固定，因而作为结构体具有较高的刚性，也能够抑制由交流电流的施加而产生的磁力收缩振动。

本说明书如上所述公开了各种形式的技术，其中的主要技术总结如下。

一种方式所涉及的电抗器包括：空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效(突起基端部)截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，以满足α/β＜1的方式，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状。

另外，其他方式所涉及的电抗器包括：空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效(突起基端部)截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，在所述目标电感L恒定的条件下，以满足α·γ＞1的方式，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状。

例如，在电抗器损失的大部分为磁滞损耗的情况下，磁滞损耗与磁芯部件中的磁通量密度成比例地增加，在饱和磁通量密度Bs时达到最大。因此，在对所述电抗器确定了期望的目标电感L的情况下，在能够确保该值的范围内，减小所述磁芯部件中的磁通量密度Bc，能够减小所述磁滞损耗。

对此，在上述结构中，有效匝数N₀、有效间隙长ge以及突起基端部截面积Se的各参数分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出。此外还定义由α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S表示的标准化参数α、β、γ。并且，以满足α/β＜1的方式，或者在所述目标电感L恒定的条件下以满足α·γ＞1的方式，根据与磁芯以及突起部的材料的导磁率μc相对应的磁通量密度Bc，选择匝数N、突起部的前端附近的截面积S，设定突起部的高度(间隙长g)以及突起部的基底形状(有效截面积Se)。例如，减小间隙长后(增高突起部后)，β＝ge/g变小，加宽基底后，γ＝Se/S变大。

因此，在上述结构中，根据磁芯以及突起部的材质，决定能够确保必要的电感，同时减少磁芯的磁滞损耗，减少损失的几何形状，因此上述结构的电抗器能够确保必要的电感，同时减少磁芯的磁滞损耗。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，满足α/β＜0.8或α·γ＞1.25且1/2＜α＜2，1＜β＜2，1≤γ＜3。

根据上述结构，将磁极间隔(间隙长g)开得较宽，使磁感线泄漏到空芯线圈的绕组部分，加宽磁极(突起部)表面的有效截面积Se。其结果是，上述结构的电抗器能够减小磁极内的磁通量密度Bc。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述一对端板的对置面中，至少覆盖所述空芯线圈的端部的区域相互平行地形成，所述带状导体的宽度方向与所述端板的面方向正交。

根据上述结构，带状导体部件的宽度方向与其端板的面方向正交配置，由此通过空芯线圈内部的磁感线平行于轴向。其结果是，上述结构的电抗器中，能够减小该导体部件中的涡流损耗，能够增大电感L。

因此，导体部件能够将其宽度方向上产生的磁通量有效地收入磁芯内。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，在所述空芯线圈的中心到外周的半径为R，所述带状导体部件的宽度为W的情况下，比R/W满足为1.3以上且4以下的条件。

根据上述结构，在所述比R/W设定得大于4的情况下，磁通量泄漏到磁芯的外部，在设定为不足1.3的情况下，通过空芯线圈内部的磁感线不平行于轴向。另一方面，为了使搭载电抗器的例如变换器等装置具有良好的控制性，相对于电流变化的电感变化需要较少并且较为稳定，将可供应给上述装置的电流范围内的电感的稳定度抑制为10％以下的值是所述比R/W为4以下。

因此，通过将上述比R/W选择为1.3以上且4以下，能够抑制涡流损耗，并且使电感也较为稳定。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述带状导体部件的厚度t对宽度W的比t/W满足为1/10以下的条件。

根据上述结构，带状导体部件为纵横比较大的条带状的导体，因而厚度t容易为相对于该电抗器的驱动频率的趋肤厚度以下，能够减少涡流损耗。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述带状导体部件的厚度t满足为相对于该电抗器的驱动频率的趋肤厚度δ以下的条件。

根据上述结构，几乎能够可靠地消除涡流损耗。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，在所述磁芯的相互对置的端板中，最内周侧的位置处的间隔为L1，最外周侧的位置处的间隔为L2，最内周位置到最外周位置的范围中的间隔的平均值为L3的情况下，将由((L1-L2)/L3)得到的值定义为平行度，该平行度的绝对值满足为1/50以下的条件，更为理想的是满足为1/100以下的条件。

根据上述结构，通过空芯线圈内部的磁感线平行于轴向，能够减小该带状导体中的涡流损耗，能够增大电感。因此，带状导体部件能够将其宽度方向上产生的磁通量有效地收入磁芯内。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述带状导体部件层叠多组将导体层与绝缘层在厚度方向上层叠而得到的组，并且在所述磁芯的外部，相邻的导体层之间短路而形成长度方向上的各端部。

根据上述结构，在磁通量密度相同的情况下，涡电流的大小与垂直于磁力线(磁感线)的连续面(不间断的面)的面积成比例，因此将应作为一根导体卷绕的上述导体部件在与磁力线(磁感线)垂直交叉的方向上分割形成为多层，在两端进行并联短路。因此，上述结构的电抗器能够进一步减小涡流损耗，并且即使产生相同磁通量，也能够减小空芯线圈的电阻。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述带状导体部件层叠多组将导体层与绝缘层在厚度方向上层叠而得到的组，并且在所述各导体层的长度方向的各端部处，各导体层自身或者从各导体层分别单独引出的引线以变为相互反相的方式经由设置于所述磁芯外部的感应器芯之后进行连接。

根据上述结构，两端分别引出，以变为相互反相的方式经由设置于磁芯外部的感应器芯之后进行连接。在此，感应器芯仅对反相的涡电流作为较大电阻起作用并抑制涡电流，但对于以同相流动的驱动电流不产生任何影响。因此，上述结构的电抗器能够进一步减小涡流损耗，同时，即使产生相同的磁通量，也能够减小空芯线圈的电阻。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述空芯线圈层叠三段单层线圈而形成，该单层线圈通过卷绕由绝缘材料绝缘覆盖的长条带状导体部件而形成，各单层线圈的卷绕起始端作为电流线路的第一端子相互独立，并且卷绕结束端作为电流线路的第二端子相互独立。

根据上述结构，上述三个单层线圈由于因层叠产生的接近效果，在磁气上相互耦合，例如通过流过三相交流中的各相的电流，能够形成如以往的三相电抗器那样的磁路。因此，上述结构的电抗器中，各空芯线圈并不是收容于单独的磁芯中，而是收容到单一的磁芯中，因而与相同功率容量的以往的三相电抗器相比，能够减小体积。因此，上述结构的电抗器尤其适合搭载在搭载空间有限的电动汽车、混合动力汽车、电车、以及公共汽车等移动体(车辆)中。另外，上述结构的电抗器在从变换器到电动机的送电线中，能够吸收来自变换器的高次谐波失真电压(所谓的波纹)并进行平滑化，其结果是，能够向电动机输出近似于正弦波波形的波形。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，在所述空芯线圈与至少所述磁芯的端板的空芯线圈对置面之间，配置绝缘部件。

根据上述结构，能够进一步提高空芯线圈与磁芯部之间的绝缘耐力。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述磁芯包括：多个磁芯部件，由所述在磁气上具有各向同性的材料形成；基座，安装所述磁芯部件；紧固部件，在收容了所述空芯线圈的状态下使所述多个磁芯部件相互紧固；以及固定部件，将紧固后的磁芯部件固定于所述基座，在所述磁芯部件中，所述固定部件的配置位置与紧固部件的配置位置相互不同。

根据上述结构，为了在磁芯内收容空芯线圈，磁芯由多个磁芯部件形成，这些磁芯部件在收容了上述空芯线圈的状态下组合为一体。此时，为了进行上述组合，需要紧固部件，另一方面，为了将组装后的磁芯部件固定到基座上，需要固定部件。对此，在上述结构的电抗器中，上述紧固部件与固定部件例如在周向上交互配置，或者在中心部和周边部分开配置。因此，上述结构的电抗器能够提高其组装和安装的生产效率。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述磁芯是软磁性粉末经压粉成形而得到的压粉磁芯。

根据上述结构，在实现上述在磁气上具有各向同性的磁芯的情况下，通过将原料粉末放入铸模中成型，能够制成期望的形状。另外，在压粉磁芯的情况下，材料费较低，能够较为容易地得到期望的磁气特性(密度)。

另外，在其他方式中，在上述电抗器中，较为理想的是，所述磁芯由铁氧体磁芯形成。

根据上述结构，在实现上述在磁气上具有各向同性的磁芯的情况下，通过将原料粉末放入铸模中成型(烧制)，能够制成期望的形状。

另外，其他方式所涉及的设计电抗器的方法所设计的电抗器包括：空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，在设定与所述磁芯以及所述突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状的过程中，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效(突起基端部)截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且导入定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ。

根据上述结构，在设定与所述磁芯以及所述突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状的过程中，导入定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ。例如，增大参数α表示更多地卷绕绕组，对应于磁芯的材质较差等情况。另外，参数β是求出适合于磁芯能够允许的磁通量密度Bc即导磁率μc的间隙长ge的关系的参数，增大β相当于使用导磁率μc较高的材料。另外，参数γ为1时表示突起部的基端部到前端部的截面积相等，γ越大于1，则该突起部的轴向截面越呈梯形形状。这样，上述结构的电抗器的设计方法能够进行设计，从而在得到期望的电感L时，取得与磁芯的材质相对应的最佳的几何形状。

另外，在其他方式中，在上述电抗器的设计方法中，较为理想的是，所述标准化参数α、β、γ的空间用三元合金的相图的方式表现。

根据上述结构，针对参数α、β、γ的变化的结果容易识别。尤其是，三边所有的刻度均为对数刻度，根据次数进行放大，若为倒数则反转表示，由此能够容易地进行旨在得到最佳几何形状的设计。

该申请基于2011年4月6日申请的日本专利申请特愿2011-84753，其内容包含在本申请中。

为了表示本发明，以上参考附图通过实施方式适当且充分地说明了本发明，但本领域技术人员应当认识到，可以容易地变更及/或改良上述实施方式。因此，本领域技术人员所实施的变更方式或者改良方式只要不脱离权利要求书中记载的权利要求的权利范围，该变更方式或者改良方式就被解释为包含在该权利要求的权利范围内。

产业上的可利用性

根据本发明，能够提供电抗器以及电抗器的设计方法。

Claims (17)

1.一种电抗器，其特征在于包括：

空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及

磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，

所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，

在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效突起基端部截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状，使得满足α/β＜1。

2.一种电抗器，其特征在于包括：

空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及

磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，

所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，

在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效突起基端部截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，在所述目标电感L恒定的条件下，设定与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状，使得满足α·γ＞1。

3.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

满足α/β＜0.8或α·γ＞1.25且1/2＜α＜2，1＜β＜2，1≤γ＜3。

4.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

一对所述端板的对置面中，至少覆盖所述空芯线圈的端部的区域相互平行地形成，

所述带状导体部件的宽度方向被配置为与所述端板的面方向正交。

5.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

在所述空芯线圈的中心到外周的半径为R，所述带状导体部件的宽度为W的情况下，比R/W满足1.3以上且4以下的条件。

6.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述带状导体部件的厚度t对宽度W的比t/W满足1/10以下的条件。

7.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述带状导体部件的厚度t满足相对于该电抗器的驱动频率的趋肤厚度δ以下的条件。

8.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

在所述磁芯的相互对置的端板中，最内周侧的位置处的间隔为L1，最外周侧的位置处的间隔为L2，最内周位置到最外周位置的范围中的间隔的平均值为L3的情况下，将由((L1-L2)/L3)得到的值定义为平行度，该平行度的绝对值满足1/50以下的条件。

9.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述带状导体部件层叠多组将导体层与绝缘层在厚度方向上层叠而得到的组，并且在所述磁芯的外部，相邻的导体层之间短路而形成长度方向上的各端部。

10.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述带状导体部件层叠多组将导体层与绝缘层在厚度方向上层叠而得到的组，并且在所述各导体层的长度方向的各端部处，各导体层自身或者从各导体层分别单独引出的引线以变为相互反相的方式经由设置于所述磁芯外部的感应器芯之后进行连接。

11.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述空芯线圈层叠三段单层线圈而形成，该单层线圈通过卷绕由绝缘材料绝缘覆盖的长条带状导体部件而形成，

各单层线圈的卷绕起始端作为电流线路的第一端子相互独立，并且该各单层线圈的卷绕结束端作为电流线路的第二端子相互独立。

12.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

在所述空芯线圈与至少所述磁芯的端板之间，配置绝缘部件。

13.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述磁芯包括：多个磁芯部件，由所述在磁气上具有各向同性的材料形成；基座，安装所述磁芯部件；紧固部件，在收容了所述空芯线圈的状态下使所述多个磁芯部件相互紧固；以及固定部件，将紧固后的磁芯部件固定于所述基座，

在所述磁芯部件中，所述固定部件的配置位置与紧固部件的配置位置相互不同。

14.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述磁芯是软磁性粉末经压粉成形而得到的压粉磁芯。

15.根据权利要求1或2所述的电抗器，其特征在于：

所述磁芯是由铁氧体形成的铁氧体磁芯。

16.一种电抗器的设计方法，该电抗器包括：空芯线圈，以带状导体部件的宽度方向沿着该线圈的轴向的方式卷绕该导体部件而形成；以及磁芯，由在磁气上具有各向同性的材料形成，配置在所述空芯线圈的外侧，该电抗器的设计方法的特征在于：

所述磁芯包括：外周部，覆盖所述空芯线圈的外周的至少一部分；端板，覆盖所述空芯线圈的两端部的至少一部分；以及突起部，形成于所述端板的中央并伸入所述空芯线圈的空芯部，使磁通量通过，

在所述突起部的前端或其附近的截面积为S，所述突起部之间的间隙的长度即间隙长为g，所述间隙的导磁率为μ₀，该电抗器的目标电感为L，所述空芯线圈中的带状导体部件的匝数为N，线圈电流为I时的所述间隙的中央点或其附近的平均磁通量密度为Bc的情况下，在设定与所述磁芯以及所述突起部的材料的导磁率相对应的、所述匝数N、所述突起部的前端截面积S、所述突起部的高度、以及所述突起部的基底形状的过程中，将理想匝数N₀、有效间隙长ge以及有效突起基端部截面积Se分别定义为ge＝μ₀·N·I/Bc、Se＝L·ge/μ₀/N²并求出，并且求出定义为α＝N/N₀、β＝ge/g、γ＝Se/S的标准化参数α、β、γ，通过满足α/β＜1，从而选择与磁芯以及突起部的材料的导磁率相对应的线圈匝数N、突起部的前端截面积S，决定突起部的高度以及基底形状。

17.根据权利要求16所述的电抗器的设计方法，其特征在于：

所述标准化参数α、β、γ的空间用三元合金的相图的方式表现。