CN103384227A - 一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法，在发送端对每个数据符号进行部分传输序列处理，根据得到的相位辅助信息构成相位序列，将相位序列与导频符号相乘使导频信号携带相位辅助信息；在接收端，通过遍历所有由相位因子得到的备选信号，根据时域冲击响应选择相位因子作为对发射端所使用的相位辅助信息的估计，再根据相位辅助信息估计即可正确恢复符号数据。本发明适用于采用块状导频的DFT-S-OFDM系统，在发送端不同数据符号时隙能够使用不同的相位因子，消除相位因子的限制对峰均比的影响，从而有效提升了发射端的PAPR抑制效果。

Description

一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，更为具体地讲，涉及一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法。

背景技术

多载波系统是指把数据分解为若干个子比特流，构成多个低速率符号并行发送的传输系统。目前常用的多载波系统为OFDM（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，即正交频分复用技术）系统。多载波系统的信号包络是由多个子信道上的载波信号进行叠加，导致信号的瞬时功率会远高于平均功率，研究中一般采用峰值平均功率比来描述这一问题，简称为峰均比（Peak toAverage Power Ratio，PAPR）。

目前已有多种方法用以降低多载波系统的高峰均比。在OFDM系统中，可以采用如子载波预留、削波等技术来降低峰均比。此外，目前还有一种DFT-S-OFDM（离散傅立叶扩展OFDM）技术也能够有效降低峰均比。图1是DFT-S-OFDM的系统示意图。如图1所示，DFT-S-OFDM是一种基于OFDM的改进技术，在OFDM发射机的IFFT调制之前，对各个用户的子载波进行DFT预扩展处理，由时域转换到频域，然后将各用户的频域信号输入到IFFT模块，将各用户的频域信号一起转换到时域并发送。由于系统发射的是时域信号，从而可以避免发射频域的OFDM信号所带来的高峰均比的问题。这是由于DFT预扩展处理使得每个符号在各个子载波上都有信息承载，所以这些子载波呈现出单载波的特性，这种特性导致了系统的PAPR性能降低。

此外，部分传输序列（Partial Transmit Sequence，PTS）作为一种有效且无失真的方法受到广泛关注。PTS方法通过对按照子载波分组的子分组乘以不同相位信息并叠加后得到多个备选信号，然后选出峰均比最低的备选信号进行传输。

在使用部分传输序列方法的接收端，接收机需要知晓发射端部分传输序列方法使用的相位信息才能正确解出数据。传统利用导频辅助的相位信息检测方法通常将数据信息的相位信息放到导频中，形成等效信道预相位旋转，避免了接收端进行相位信息检测的额外频谱花销。但此类算法主要针对梳状导频放置方式。在块状导频序列放置方式情况下，现有方法中要求多个符号时隙采用相同相位因子，此种方法会降低部分传输序列方法的峰均比抑制效果，这是传统方法一直未能解决的问题。具体内容详见：Pochun Yen,Hlaing Minn,“PAPRreduction for bandwidth-aggregated OFDM and SC-FDMA systems,”IEEETransactions on Wireless Communications and Networking Conference,pp.1363-1368,Mar.2011.

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法，针对采用块状导频的DFT-S-OFDM系统，消除相位因子的限制对PAPR的影响。

为实现上述发明目的，本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法，其特征在于包括步骤：

S1：发送端对N_t个数据符号分别进行部分传输序列处理，N_t为数据符号时隙数：对于每个数据符号均有U组备选相位因子b_u＝{b_u,1,b_u,2,...,b_u,V},1≤u≤U，其中b_u,v,1≤v≤V为第u组备选相位因子的第v个相位因子，V为部分传输序列分组个数，从U组备选相位因子中分别选择使各数据符号峰均比最小的相位因子，从而得到N_t组相位辅助信息

1≤k≤N_t，其中b_k,v,1≤v≤V为第k组相位辅助信息的第v个相位因子；

S2：根据N_t组相位辅助信息

构建相位向量

相位因子b_k,v为相位向量c中第n,n＝k+(v-1)N_t个元素c_n；

S3：系统子载波数记为N，令m＝N/(N_t×V)，对相位向量c进行m次重复放置，得到长度为N的相位序列C=[C₀,C₁,...,C_N-1]；

S4：将相位序列C与块状导频P相乘得到携带有相位辅助信息的导频符号并将导频符号插入发送符号中，转换为时域信号发送；

S5：接收端根据导频符号的接收信号进行预信道估计，将导频符号的频域响应作为频域影响因子

S6：对应发送端相位向量c的构建方式，从导频符号中提取同一个数据符号对应的相位信息的导频，将频域影响因子

分为N_t个分组，每个分组的频域影响因子记为

S7：分别对步骤S6得到的每个频域影响因子分组

进行部分传输序列分组，得到V个子分组

S8：每个子分组进行IDFT变换后分别乘以与发送端U组相位因子序列对应的逆相位因子序列b^* _u＝{b^* _u,1,b^* _u,2,...,b^* _u,V}并进行叠加，其中b^* _u,v与b_u,v的相位相乘为1，得到每个数据符号对应的U个备选信号：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u^k=\{\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IDFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right\};$

S9：根据每个数据符号对应的U个备选信号的冲击时域响应对备选信号进行判决，得到该数据符号的估计相位辅助信息。

其中，步骤S9中备选信号的判决方法为：从每个数据符号对应的U个备选信号中选择K径之后具有最低能量和的信号，其对应的相位因子集合即为检测得到的该数据符号的估计相位辅助信息：

${\hat{b}}_k=\{{\hat{b}}_{k,1},{\hat{b}}_{k,2},...,{\hat{b}}_{k,V}\}=\underset{\{{b^{*}}_{u,1},{b^{*}}_{u,2},...,{b^{*}}_{u,V}\}}{\arg \min }\left\{\underset{K}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IFFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right|}^2\right\}.$

本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法，在发送端对每个数据符号进行部分传输序列处理，根据得到的相位辅助信息构成相位序列，将相位序列与导频符号相乘使导频信号携带相位辅助信息；在接收端，通过遍历所有由相位因子得到的备选信号，根据时域冲击响应选择相位因子作为对发射端所使用的相位辅助信息的估计，再根据相位辅助信息估计即可正确恢复符号数据。

本发明与传统部分传输序列的辅助相位信息检测方法相比，在采用块状导频的DFT-S-OFDM系统中，发送端不同数据符号时隙能够使用不同的相位因子，不同符号时隙的相位因子选择不再有关联，改善了传统部分传输序列方法中接收端相位恢复的不灵活性，消除相位因子的限制对PAPR的影响，从而有效提升了发射端的PAPR抑制效果。

附图说明

图1是DFT-S-OFDM的系统示意图；

图2是本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法中发送机导频信号处理示意图；

图3是本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法中接收机相位辅助信息检测的过程示意图；

图4是基于本发明的DFT-S-OFDM接收机的整体工作流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

为更好地对本发明进行说明，先介绍本发明技术方案所用到的术语：

①、频域影响因子：本发明定义频域影响因子

为接收机的导频位置上接收信号除以已知导频序列，等效为频域信道信息在导频位置的响应。

②、分组：将一个数据序列分成多个数据不重叠的子组，现有主要分组方式包括相邻分组、随机分组与交织分组。

③、盲检测：接收端不借助额外的信息传输进行检测。

④、相位辅助信息：模值固定为1，只作角度变换。PTS方法中，每个分组使用一个相位与数据相乘。每个时域符号的所有分组的相位信息即为相位辅助信息。

⑤、逆相位因子：根据PTS方法，发射机为降低PAPR，乘以一组相位因子，在接收端为了消除相位因子对数据的影响，需要乘以一组发射端相位因子的逆相位因子，两者相位相乘为1。

⑥、K径：根据衰弱信道的时域信道响应特性，它的时域信道响应为几个冲击串，个数为多径径数，L为最大多径时延所在的采样位置，选择K＞L的采样点，则信道采样信息均为噪声。

下面以LTE-A（LTE-Advanced）的上行DFT-S-OFDM系统为例，对本发明提出的联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法进行说明。图2是本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法中发送机导频信号处理示意图。如图2所示，本发明中，发送端的导频信号处理包括以下步骤：

S101：对N_t个数据符号分别进行部分传输序列处理，N_t为数据符号时隙数。在采用块状导频的DFT-S-OFDM系统中，符号时隙包括数据符号时隙与导频符号时隙。图2所示实例中符号时隙总数为3，数据符号时隙数N_t＝2。

对于每个数据符号均有U组备选相位因子b_u＝{b_u,1,b_u,2,...,b_u,V},1≤u≤U，其中b_u,v,1≤v≤V为第u组备选相位因子的第v个相位因子，V为部分传输序列分组个数，备选相位因子组的数量U可以根据实际需要确定。从U组备选相位因子中分别选择使各数据符号峰均比最小的相位因子，从而得到N_t组相位辅助信息

1≤k≤N_t，其中b_k,v,1≤v≤V为第k组相位辅助信息的第v个相位因子。

S102：根据N_t组相位辅助信息

构建相位向量

该相位向量共有N_t×V个相位元素，通过对N_t组相位辅助信息进行交织排列得到，在排列时先对k进行升序再对v进行升序处理，即 $c=[b_{\mathrm{1,1}},b_{\mathrm{2,1}},...,b_{N_t,1}{,b}_{\mathrm{1,2}},b_{\mathrm{2,2}},...,b_{N_t,2},...,b_{1,V},b_{2,V},...,b_{N_t,V}]=[c_1,c_2,...,c_{N_t\×V}],$ 可见，第k个DFT-S-OFDM符号的第v个相位辅助信息b_k,v即为相位向量c中第n,n＝k+(v-1)N_t个元素c_n。

S103：系统子载波数记为N，令m＝N(N_t×V)，对相位向量c进行m次重复放置，得到长度为N的相位序列 $C=[c_1,c_2,...,c_{N_t\×V},c_1,c_2,...,c_{N_t\×V},...]=[C_0,C_1,...,C_{N-1}].$ 当m为小数时，在最后一次放置时从相位向量c中截取部分元素进行放置，如m＝2.5时，则放置2次完整相位向量c后，再放置前一半元素即可。

S104：将相位序列C与块状导频P相乘得到携带有相位辅助信息的导频符号 $\stackrel{\‾}{P}=P\·C=[P_0{C}_0,P_1{C}_1,...,P_{N-1}{C}_{N-1}].$

S105：将导频符号

插入发送符号中，转换为时域信号发送。DFT-S-OFDM系统中是将导频符号

进行IFFT变换后的导频信号插入到DFT-S-OFDM的第四个时隙中发送。图2所示实例中导频信号为第二个时隙。

图3是本发明联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法中接收机相位辅助信息检测的过程示意图。如图3所示，本发明中接收端相位辅助信息检测过程包括预信道估计、分组、逆相位因子处理、IDFT（Inverse Discrete FourierTransform，离散傅里叶逆变换）变换、能量比较、相位因子选择，具体步骤为：

S201：接收端根据导频符号的接收信号Y_p进行预信道估计，将导频符号的频域响应作为频域影响因子

通常情况下，预信道估计可以采用最小二乘（Least-square，LS）算法或最小均方误差(Mini-Mental State Examination，MMSE)算法。

S202：对应发送端相位向量c的构建方式，即步骤S102中的交织排列方式，从导频符号中提取同一个数据符号对应的相位信息的导频，将频域影响因子

分为N_t个分组，每个分组的频域影响因子记为

即

继续分别对每个频域影响因子分组

进行部分传输序列分组，得到V个子分组即 ${\widehat{\mathrm{\Λ}}}^k={\mathrm{\Σ}}_{v=1}^V{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k.$

S203：每个子分组进行IDFT变换为频域形式，分别乘以与发送端U组相位因子序列对应的逆相位因子b^* _u＝{b^* _u,1,b^* _u,2,...,b^* _u,V}并进行叠加，其中b^* _u,v与b_u,v的相位相乘为1，得到每个数据符号对应的U个备选信号：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u^k=\{\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IDFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right\};$

S204：根据每个数据符号对应的U个备选信号的冲击时域响应对备选信号进行判决，得到该数据符号的估计相位辅助信息。本实施方式中采用的具体方法为：从每个数据符号对应的U个备选信号中选择K径之后具有最低能量和的信号，其对应的相位因子集合即为检测得到的该数据符号的估计相位辅助信息：

${\hat{b}}_k=\{{\hat{b}}_{k,1},{\hat{b}}_{k,2},...,{\hat{b}}_{k,V}\}=\underset{\{{b^{*}}_{u,1},{b^{*}}_{u,2},...,{b^{*}}_{u,V}\}}{\arg \min }\left\{\underset{K}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IFFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right|}^2\right\}.$

可见，本发明对接收信息进行了充分利用，使发送端不同数据符号时隙能够使用不同的相位因子，不同符号时隙的相位因子选择不再有关联，改善了传统部分传输序列方法中接收端相位恢复的不灵活性，从而消除相位因子的限制对PAPR的影响，进而有效提升了发射端的PAPR抑制效果，同时也保证了接收端辅助信息恢复的正确性。

采用本发明得到估计相位辅助信息

后，接收端即可使用该信息对发送的数据符号进行恢复。图4是基于本发明的DFT-S-OFDM接收机的整体工作流程示意图。如图4所示，基于本发明的DFT-S-OFDM接收机包括以下步骤：

S301：对导频符号和数据符号的接收信号分别进行IDFT变换。

S302：根据导频符号的频域接收信号进行预信道估计，得到导频符号的频域响应。

S303：将步骤S302得到的导频符号的频域响应作为频域影响因子

进行相位辅助信息检测，得到估计相位辅助信息

S304：采用估计相位辅助信息

恢复每个OFDM符号数据的相位，得到相位恢复的符号数据。

S305：根据S302中的导频符号频域响应和步骤S303得到的估计相位辅助信息

对每个数据符号进行信道估计。

S306：根据步骤S304得到的相位恢复的符号数据和步骤S305得到的信道估计结果对符号数据进行恢复，得到符号数据的估计值

其中

是第k个数据符号的信道估计向量，

是第k个数据符号的估计相位因子，Y_k是第k个数据符号的接收到的数据，W_k是第k个数据符号的高斯白噪声。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (4)

1.一种联合信道估计的部分传输序列相位盲检测方法，其特征在于包括以下步骤：

S1：发送端对N_t个数据符号分别进行部分传输序列处理，N_t为数据符号时隙数：对于每个数据符号均有U组备选相位因子b_u＝{b_u,1,b_u,2,...,b_u,V},1≤u≤U，其中b_u,v,1≤v≤V为第u组备选相位因子的第v个相位因子，V为部分传输序列分组个数，从U组备选相位因子中分别选择使各数据符号峰均比最小的相位因子，从而得到N_t组相位辅助信息

1≤k≤N_t，其中b_k,v,1≤v≤V为第k组相位辅助信息的第v个相位因子；

S2：根据N_t组相位辅助信息

构建相位向量

相位因子b_k,v为相位向量c中第n,n＝k+(v-1)N_t个元素c_n；

S3：系统子载波数记为N，令m＝N/(N_t×V)，对相位向量c进行m次重复放置，得到长度为N的相位序列C=[C₀,C₁,...,C_N-1]；

S4：将相位序列C与块状导频P相乘得到携带有相位辅助信息的导频符号

并将导频符号插入发送符号中，转换为时域信号发送；

S5：接收端根据导频符号的接收信号进行预信道估计，将导频符号的频域响应作为频域影响因子

S6：对应发送端相位向量c的构建方式，从导频符号中提取同一个数据符号对应的相位信息的导频，将频域影响因子

分为N_t个分组，每个分组的频域影响因子记为

S7：分别对步骤S6得到的每个频域影响因子分组

进行部分传输序列分组，得到V个子分组

S8：每个子分组

进行IDFT变换后分别乘以与发送端U组相位因子序列对应的逆相位因子序列b^* _u＝{b^* _u,1,b^* _u,2,...,b^* _u,V}并进行叠加，得到每个数据符号对应的U个备选信号：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_u^k=\{\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IDFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right\};$

S9：根据每个数据符号对应的U个备选信号的冲击时域响应对备选信号进行判决，得到该数据符号的估计相位辅助信息。

2.根据权利要求1所示的部分传输序列相位盲检测方法，所述步骤S2中相位向量c通过对N_t组相位辅助信息

进行交织排列得到。

3.根据权利要求1所示的部分传输序列相位盲检测方法，所述步骤S5中预信道估计采用最小二乘算法或最小均方误差算法。

4.根据权利要求1至3任一所述的部分传输序列相位盲检测方法，所述步骤S9中备选信号的判决方法为：从每个数据符号对应的U个备选信号中选择K径之后具有最低能量和的信号，其对应的相位因子集合即为检测得到的该数据符号的估计相位辅助信息：

${\hat{b}}_k=\{{\hat{b}}_{k,1},{\hat{b}}_{k,2},...,{\hat{b}}_{k,V}\}=\underset{\{{b^{*}}_{u,1},{b^{*}}_{u,2},...,{b^{*}}_{u,V}\}}{\arg \min }\left\{\underset{K}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b^{*}}_{u,v}\·\mathrm{IFFT}\{{\widehat{\mathrm{\Λ}}}_v^k\left\}\right|}^2\right\}.$

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