TWI717500B - 非系統複合編碼離散傅立葉轉換展開正交分頻多工裝置及方法 - Google Patents

Abstract

本發明與用於非系統複合編碼DFT展開正交分頻多工的方法及裝置有關。

Description

非系統複合編碼離散傅立葉轉換展開正交分頻多工裝置及方法

本發明與用於在無線通信系統中使用的波形有關。

空中介面的結構是滿足無線通信系統的性能目標的決定性因素之一。同時，為滿足各種不同性能目標，例如高頻譜效率、不利通道條件的強健性、使用者分集的利用率、快速回饋機制、低延遲以及傳輸器及接收器處的較低複雜度，設計空中介面伴隨著許多挑戰。

目前由第三代合作夥伴計畫(以下稱為3GPP)開發的第五代電信系統協定(以下稱為5G)是能夠從滿足上述性能目標的空中介面受益的無線電電信系統的一個例子。

本發明涉及用於非系統複合編碼DFT展開正交頻分多工的方法及裝置。

根據第一方面，描述了一種在無線網路節點中操作的方法及裝置，用於產生離散傅立葉轉換(DFT)展開正交頻分多工(DFT-S-OFDM)符 號，包括：使用置換矩陣將第一符號向量映射到DFT展開塊的輸入，其中該第一符號向量包括要在塊內傳輸的多個調變符號；將已知符號插入到所映射的第一符號向量中以產生第二向量，該已知符號映射到第一符號向量中的符號未映射到的DFT展開塊的輸入；將擾動插入到第二向量中以產生第三向量；在該第三向量上執行DFT以產生第四向量，其中該擾動被配置為在該第四向量的預定元素上產生零；對第四向量執行逆DFT(IDFT)操作以產生IDFT輸出信號；消除IDFT輸出信號的尾部以產生修改的IDFT輸出信號；以及傳輸修改的IDFT輸出信號。

根據另一方面，描述了一種在無線網路節點中操作的方法及裝置，用於接收離散傅立葉轉換(DFT)展開正交頻分多工(DFT-S-OFDM)符號，包括：在天線處接收DFT-S-OFDM符號；確定所接收符號的DFT；將所接收的DFT-S-OFDM符號中與DFT-S-OFDM符號中的預定元素對應的符號以零取代，並對剩餘的所接收的符號執行逆DFT；確定所接收的DFT-S-OFDM符號中與預定元素對應的符號上的失真向量；以及從剩餘符號中減去失真向量。

11、203、D:DFT矩陣

13、205、F ^H:逆DFT矩陣

15:添加CP

100:通信系統

102、102a、102b、102c、102d:無線傳輸/接收單元(WTRU)

104、RAN:無線電存取網路

106:核心網路

108、PSTN:公共交換電話網路

110:網際網路

112:其他網路

114a、114b:基地台

116:空中介面

118:處理器

120:收發器

122:傳輸/接收元件

124:揚聲器/麥克風

126:小鍵盤

128:顯示器/觸控板

130:非可移記憶體

132:可移記憶體

134:電源

136:全球定位系統(GPS)晶片組

138:週邊設備

140a、140b、140c:節點B

142a、142b、RNC:無線電網路控制器

144、MGW:媒體閘道

146、MSC:行動交換中心

148、SGSN:服務GPRS支援節點

150、GGSN:閘道GPRS支援節點

160a、160b、160c:e節點B(eNB)

162、MME:移動性管理閘道

164:服務閘道

166:封包資料網路(PDN)閘道

172:存取服務網路(ASN)閘道

174、MIP-HA:移動IP本地代理

176:驗證、授權、記帳(AAA)伺服器

178:閘道

201、303、P:置換矩陣

301、T:尾部抑制塊

501:UW序列

503:DFT處理

601:擾動向量

701、1105、C:尾部消除塊

801、F:DFT塊

901:DFT展開塊

903:線性預編碼器

905:IDFT塊

907、1203、DFT:離散傅立葉轉換

909:IDFT操作

911:尾部消除操作

1101:零符號

1103:零取代

1109:傳輸天線

1201:接收天線

1205:丟棄

1207:週期性干擾

1301:UW添加

1303:保護頻帶插入

1311:UW擷取

BER:位元錯誤率

CP:循環前綴

d:資料向量

DFT-S-OFDM:離散傅立葉轉換展開正交頻分多工

FDE:頻域等化

i:向量

IDFT:逆DFT

Iub、IuCS、Iur、IuPS、S1、X2:介面

k:符號

L:總自由度

OFDM:正交頻分多工

PAPR:峰均功率比

RF:射頻

r:失真向量

R1、R3、R6、R8:參考點

s:抑制向量

UW:唯一字

x _data:信號

ZT:零尾

從以下結合附圖以範例方式給出的詳細描述中可以更詳細地理解本發明。附圖中的圖同詳細描述一樣是範例。由此，該圖例及詳細描述不被認為是限制性的，並且其他等同有效的範例為可能的並且類似的。

此外，圖中相同元件符號表示相同的元件，其中：第1圖是示出標準DFT-S-OFDM傳輸器結構的方塊圖；第2圖是示出ZT DFT-S-OFDM傳輸器結構的方塊圖； 第3A圖是示出具有系統複合編碼的尾部抑制的UW-OFDM傳輸器結構的方塊圖；第3B圖是示出具有非系統複合編碼的尾部抑制的UW-OFDM傳輸器結構的方塊圖；第4圖是示出根據第3A圖的方案的尾部消除的圖；第5圖是示出UW DFT-S-OFDM傳輸器結構及接收器結構的方塊圖；第6A圖是示出靜態DFT-S-OFDM傳輸器結構的方塊圖；第6B圖是示出根據第6A圖的方案的尾部消除的圖；第7圖是示出根據第一實施方式的傳輸器處的尾部消除的方塊圖；第8圖是進一步示出與尾部消除處理連接的接收器的方塊圖；第9圖是示出根據實施方式的非系統複合編碼UW DFT-SW-OFDM

輸器結構的方塊圖；第10A圖、第10B圖及第10C圖是示出根據實施方式的用於週期性自干擾的傳輸器的三個等效功能結構的方塊圖；第11圖是示出第9圖的非系統複合編碼UW DFT-SW-OFDM傳輸器結構的一部分的更詳細方塊圖；第12圖是示出根據實施方式的非系統複合編碼UW DFT-SW-OFDM接收器結構的方塊圖；第13圖是示出根據實施方式的傳輸器結構及接收器結構的方塊圖，其還包括使用UW及保護頻帶；第14圖是示出利用與卷積運算的低複雜度實現有關的UW的存在的方案的圖；第15圖是示出根據範例性實施方式的總體傳輸器結構及接收器結構的方塊圖； 第16A圖是示出根據模擬對於濾波器長度為64的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的平均能量的比較的圖；第16B圖是示出根據模擬對於濾波器長度為128的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的平均能量的比較的圖；第17A圖是示出根據模擬對於濾波器長度為64的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的平均能量的比較的圖；第17B圖是示出根據模擬對於濾波器長度為128的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的平均能量的比較；第18A圖是示出根據模擬對於濾波器長度為64的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的功率譜密度的比較的圖；第18B圖是示出根據模擬對於濾波器長度為128的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的功率譜密度的比較的圖；第19圖是示出根據模擬對於濾波器長度為64x2 4QAM的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的峰均功率比(PAPR)的比較的圖；第20圖是示出根據模擬的在CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的4QAM加性高斯白色雜訊(AWGN)通道中的位元錯誤率(BER)的比較的圖； 第21圖是示出根據模擬的在CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的256QAM指數衰減通道中的位元錯誤率(BER)的比較的圖；第22A圖是示出可以在其中實現一個或多個所揭露的實施方式的範例通信系統的系統圖；第22B圖是示出根據實施方式的可以在第22A圖所示的通信系統中使用的範例無線傳輸/接收單元(WTRU)的系統圖；第22C圖是示出根據實施方式的可以在第22A圖所示的通信系統中使用的範例無線電存取網路及另一範例核心網路的系統圖；第22D圖是示出根據實施方式的可以在第22A圖所示的通信系統中使用的另一範例無線電存取網路及另一範例核心網路的系統圖；第22E圖是示出根據實施方式的可以在第22A圖所示的通信系統中使用的又一範例無線電存取網路及又一範例核心網路的系統圖。

1.介紹

在許多其他波形設計中，允許塊傳輸(即，在時域及頻域中被限制)的方案，諸如CP-OFDM(循環前綴-正交頻分多工)、CP(循環前綴)單載波(SC)、DFT-S-OFDM(離散傅立葉轉換-展開-OFDM)及廣義頻分多工(GFDM)(參考文獻[7,8])，是下一代無線通信系統中最突出的候選者。這些方案允許具有傅立葉轉換的低複雜度等化器、支援多使用者及多天線系統、並提供良好的時間容納。然而，這些方案對它們的結構引入了一些冗餘，即CP，其利用通道脈衝響應將傳輸信號的線性卷積轉換為循環卷積，這顯著簡化了接收器結構，因為它允許頻域等化方法。然而，由於接 收器丟棄符號的CP部分並且在傳輸器側引起額外的功率消耗，所以在接收器處導致未充分利用的符號能量。例如，IEEE 802.11a/g/n/ac符號的CP部分的冗餘是符號持續時間的1/4，但其隨後在接收器處被丟棄以簡化等化。

由於寬頻通道上的下一代高頻通信系統的波形結構需要低峰均功率比(PAPR)特性來實現高功率放大器(PA)效率，單載波波形結構因此比諸如OFDM及濾波器組多載波(FBMC)系統的多載波結構更適合管理PA效率問題。另一方面，傳統單載波方案不允許上層有效地利用多使用者分集。考慮到這些問題，第1圖所示的DFT展開OFDM(DFT-S-OFDM)，以及其變形將是未來通信系統中的強大波形候選。在第1圖，D 11是DFT矩陣，F ^H 13是逆DFT矩陣。CP在15處被添加。

以下部分討論藉由應用稱為唯一字(UW)的方法來取代CP的功能同時維持CP結構的益處的方案。

1.1方案：零尾DFT-S-OFDM

參考文獻[1-3]中揭露的零尾DFT-S-OFDM結構產生DFT-S-OFDM符號，其中時域中每個塊的尾部的功率比資料部分的功率小15-20dB。只要前面的DFT-S-OFDM符號遵循相同的結構，DFT-S-OFDM的尾部近似地產生通道的循環卷積。因此，其允許頻域等化(FDE)，同時消除CP的使用。第2圖示出了零尾(ZT)DFT-S-OFDM的傳輸器結構。在第2圖中，P 201是置換矩陣，D 203是DFT矩陣，F ^H F ^H 205是逆DFT矩陣。

ZT方案依賴於DFT展開塊的輸入的頭部及尾部的零符號。這些零在塊的尾部(IDFT的輸出)產生接近零的樣本，同時允許資料部分的洩漏。所獲得的尾部充當OFDM符號的資料部分之間的保護間隔(GI)，以減輕符號間干擾(ISI)及由於傳輸器之間的時間失準引起的干擾。在多使用者情況下，該方案還藉由簡單地將不同數量的零放置到DFT展開塊中來提供 低複雜度的適應性GI利用。然而，此方案受到具有非零數量樣本的尾部的影響，這取決於傳輸的資料。當符號通過多路徑通道時，每個塊的非零尾部洩漏到其後的符號中，並且不維持通道的循環卷積。因此，只要在接收器處不考慮精細的等化器，該方案在多徑場景中固有地受到干擾限制。另外，具有低功率樣本的尾部在接收器處可能不是較佳的，因為其影響自動增益控制及相位追蹤性能。

1.2方案：UW-OFDM

參考文獻[4]及[5]中的唯一字-正交頻分多工(UW-OFDM)方案在每個OFDM符號的尾部產生完美的零樣本、並將額外的固定樣本(即UW)添加到符號尾部。為了在每個OFDM符號的尾部產生正好為零的樣本，此方案引入一組冗餘子載波。然後，以尾部抑制塊301產生的值來調變冗餘子載波，如第3A圖所示。此塊從資料向量d計算抑制向量s、並使用置換矩陣P 303將s的元素映射到冗餘子載波。由於此方法不會使資料符號失真，所以稱為系統複合編碼。在產生信號x _data之後，將固定的UW 305，即向量u，添加到OFDM符號的尾部。在接收器側，在等化操作後將減去UW。

UW-OFDM的主要缺點是完美的零尾發生器產生非常大的值。換句話說，向量s的元素的範數可以非常大，這在實際實現中由於量化誤差而轉化為高功耗及失真。為了避免這個問題，一個選擇是最佳化置換矩陣P，即冗餘子載波的位置。然而，P的最佳化是非確定性多項式時間(NP)-嚴重(hard)問題、並且需要在所有可能的解決方案中進行詳盡的搜尋。在文獻中，P的啟發式演算法是可用的。

為了移除每個符號的尾部，DFT的屬性之一(即，時域中的週期性序列的DFT產生頻率響應，其中只有除了交錯單位區段(bin)之外的單位區段為零)被利用。如第4圖所示，此方法建議，在時域中首先重複每個符 號的尾部，並且從原始信號401中減去重複信號403。因此，原始信號的尾部被精確地消除。由於尾部消除信號在時間上具有重複響應，其頻率響應具有交錯結構。因此，此解決方案提供了一種用於在不使用UW OFDM的預編碼矩陣下計算交錯子載波上的冗餘符號的有效方法，其可以簡化傳輸器結構。

為了消除尾部，另一個選擇是使所有子載波失真以產生零尾，這在參考文獻[5]中被稱為非系統複合編碼方法，並且在第3B圖中示出。這種方法導致高複雜度接收器(因為抑制信號311被應用於所有資料子載波)。據我們所知，對於非系統複合編碼方法，不存在產生低複雜度實施的解決方案。

1.3方案：UW-DFT-S-OFDM

在參考文獻[9,10]中，提出了基於DFT-S-OFDM的波形，其中DFT-S-OFDM符號的尾部包含固定序列，即唯一字(UW)。第5圖示出了用於UW DFT-S-OFDM的範例性傳輸器及接收器。所提出的波形藉由移除資料符號對傳輸的信號的尾部的影響來改善現有的ZT DFT-S-OFDM及UW OFDM方案。這藉由創建具有總傳輸能量的大約1%的冗餘符號向量來完成。因此，[9,10]中提出的UW DFT-S-OFDM方案保持UW OFDM及ZT DFT-S-OFDM的許多優點，例如通道的循環卷積而不使用循環前綴(CP)、低峰均功率比(PAPR)及低帶外(OOB)傳輸。此外，該方案使得能夠使用更簡單的接收器，因為UW序列501被插入在DFT處理503的輸入處(與時域中在IDFT輸出處添加相反，如參考文獻[4]及[5])。此外，所提出的方法允許經由基於DFT展開的實體資源塊的頻率選擇性鏈路適配。因此，其還解決了上鏈及下鏈中的多種存取場景。

1.4方案：擾動靜態DFT-S-OFDM

參考文獻[11]提出了一種遵循藉由使用ZT DFT-S-OFDM結構維持兩個連續的DFT-S-OFDM符號之間的相位連續性的原理的方法。此方案的主要目的是抑制帶外(OOB)洩漏。所提出的方法建議將擾動向量601添加到目前DFT-S-OFDM符號，使得其將產生與用於頭部及尾部的先前DTF-S-OFDM符號相似的樣本。傳輸器結構在第6A圖中示出，傳輸的信號的組成在第6B圖中示出。此圖示出了藉由向符號k添加擾動信號，第k個符號的頭部及尾部變得類似於第(k-1)個符號的頭部及尾部。

1.5註釋

本文件中使用以下註釋：

矩陣[行向量]用上[下]大小寫黑體字母表示(例如，A及[a])。厄米特(Hermitian)運算及轉置運算分別由(．)^H及(．)^T表示。摩爾潘若斯(Moore-Penrose)偽逆運算及逆運算分別由(．)⁺及(．)^-1表示。∥．∥ ₂的操作是其引數的2範數。方陣的跡由tr(．)表示。複數欄位及實數欄位分別顯示為

及

。I _N 及0 _N×M 分別是N×N單位矩陣及N×M零矩陣。克洛尼克(Kronecker)乘積由

表示，1 _N×M 表示N×M全1矩陣。

在5G系統的波形發展的上下文中，已經提出了基於UW的OFDM波形(如上所述)以使用用於同步、相位追蹤及通道估計目的的已知序列(UW)來取代CP。然而，現有的UW OFDM波形具有高的傳輸器及接收器的複雜度。

以下揭露了UW DFT-S-OFDM結構，其解決了UW OFDM波形的高複雜度問題及CP-OFDM的高OOB傳輸及高PAPR問題。

2.實施方式

2.1非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM

本節介紹了一種非系統複合編碼波形結構，其中資料符號被有意地失真。

此方案藉由向利用頻域及時域中的週期序列的屬性的資料符號添加週期性失真信號來解決上述高複雜性問題。藉由觀察失真信號的一個週期來確定失真向量並且然後從進入的信號移除失真，失真的影響在接收器處移除。所提出的方案引入了用於尾部抑制的基於DFT的預編碼器，因為可以藉由簡單地丟棄一個域中的交錯單位區段來產生週期性失真。

此方案還解決了CP-OFDM的高OOB及高PAPR問題。具體地，為了增加符號之間的鄰接性，頻域濾波在符號的兩個邊緣處引入UW，同時將資料符號集中在符號的中間。

2.1.1尾部消除操作

考慮一場景，其中由d

C ^N×1表示的資料符號塊被傳輸為x=CF^Hd， (1)其中F

C ^N×N 是DFT矩陣，C

C ^N×N 是尾部消除矩陣。矩陣C由下列明確給出

其中G是由矩陣C消除的尾部的大小。如果UW用於同步目的，則尾部大小可以根據UW的通道延遲展開及/或目標長度被配置。另外，選擇尾部大小G使得

是整數。尾部消除塊701的操作在第7圖中示出。

假設在傳輸器及接收器之間是理想通道，接收DFT塊801(見第8圖)的輸出端的符號，即y

C ^N×1可以被計算為

藉由進一步對等式(2)求值，可以獲得由於尾部消除塊引起的干擾項i

C ^N×1

其中x_tail

C ^G×1是向量F^Hd的尾部，其由傳輸器處的矩陣C消除。從等式(3)可以看出，Kronecker乘積在時域中引起週期性自干擾模式。由於週期信號的DFT僅在交錯單位區段上具有非零元素，所以向量i僅使索引為[0

,

,...,

]的交錯子載波失真。因此，等式(1)中的尾部消除操作導致對交錯子載波上的資料符號的干擾，並且本身可能導致需要複雜的接收器結構。

以下描述了用於避免尾部消除塊在交錯子載波上產生的干擾的低複雜度波形結構。為此，利用採用相同尾消除塊的DFT展開OFDM結構，並且開發了將資料符號從交錯子載波推開的方法。所提出的方案在以下部分中詳細描述。

2.1.2針對產生非系統UW DFT-S OFDM提出的方案

參考第9圖，其是根據一個實施方式的傳輸器系統的功能方塊圖，令要傳輸的QAM調變符號的塊為向量d

，其中N _d是塊中調變符號的數量。為了以某種方式將資料符號映射到DFT展開塊905的輸入(下面在2.1.3節中更詳細地描述)，利用置換矩陣P

來置換資料符號(第9圖中的901)，其中L是資料符號的總自由度。在所提出的方案中，DFT展開塊905由D _k

表示，其中M _k 是第k個DFT矩陣的大小。在不失一般性下，我們考慮平行操作的K個DFT展開塊，其也可以堆疊成較大的展開矩陣(第9圖中的907)S

C ^L×L ，其中

。在DFT展開操作之後，通過逆離散傅立葉轉換矩陣F^H

C ^N×N 將處理後的頻率樣本轉換為時域(第9圖中的909)。

在所提出的方案中，為了避免在尾部消除塊之後發生的干擾，DFT展開塊901的輸入利用失真向量r

C ^L×1被有意地失真(第9圖中的903)，由此驅動IDFT塊F ^H 905的交錯輸入的DFT展開塊901的輸出被置零或被抑制。

為了計算這樣的失真向量r，我們考慮一個線性預編碼器903，其函數為r=Td，其中T

是基於資料符號向量d產生失真向量r的預編碼矩陣。如2.1.1節所討論的，此方案中的失真向量r的目的是抑制在尾部消除操作之後將被干擾的交錯子載的波上的信號。

在尾部消除操作911之後，在時域中產生的信號可以表示為

其中x

C ^N×1是時域中的信號向量。

零符號只是範例。在DFT的輸入端插入的符號可以是接收器(經由傳訊或系統規範)已知的任何序列。例如，只要接收器知道序列，插入的符號可以全部為1或1、2、3、4、5……。

2.1.3失真向量的計算

在資料符號上沒有任何失真，交錯子載波上的資訊可以表示為RSPd，其中R是選擇與交錯子載波索引對應的DFT展開塊905的輸出的矩陣。為了將資料符號推離相應的交錯子載波，失真向量r應盡可能地抑制交錯子載波上的資訊。因此，將這些交錯子載波處的信號的能量最小化的最佳化問題可以表示為：

其中α是向量r'上的能量界限。上述最佳化問題被稱為具有二次界限(LSQI)問題的最小平方法。為了解決這個問題，我們首先檢查無界限最小平方問題，即沒有能量界限。在這種情況下，可以經由RS的偽逆來表示解

如果引入能量界限，則方程式(4)等同於以下無界限問題

其中λ為拉格朗日乘數。在這種情況下，獲得的解為

在此方案中，不將資料符號映射到DFT展開塊的上端及下端的置換矩陣P可能是期望的，以最小化原始符號(即，沒有尾部消除操作的符號)尾部的能量。這種選擇的主要原理是DFT展開塊905的下端及上端輸入顯著地確定DFT-S-OFDM符號的尾部上的能量。這將簡化接收器結構，因為交錯子載波將被丟棄，如下面的2.2節所示。因此，矩陣P被構造為使得其不將資料符號映射到DFT展開塊的M _header,k 上端輸入及DFT展開塊的M _tail,k 下端輸入。還值得注意的是，這些未映射的輸入將被失真向量r所干擾，失真向量r是d的函數。

第9圖所示方法的另一種數學推導可以基於在DFT功能之後立即應用失真向量。因此，類似於等式(5)及(6)所表示的解，有兩組界限及無界限解可以如下表示為：- 無界限解：

- 界限解：

等式5及6中給出的解等於等式5a及6a中的解。後DFT實施允許與DFT處理平行執行T及r所需的計算。因此，其可能會放寬硬體設計的時序限制。

2.2低複雜度預編碼器

本節描述了能夠實現低複雜度預編碼器的增強。

如果M _k 是與第k個DFT展開塊相對應的交錯子載波數量，即N _in,k 的整數倍，則可以藉由利用DFT的對偶性以簡單的方式表示預編碼器T。例如， 如果DFT展開塊的第一輸出對應於頻域中的交錯子載波，並且N _in,k 是M _k 的大小的整數倍，則獲得預編碼器矩陣為

換句話說，預編碼器簡單地平均置換的資料符號的交錯輸出以計算失真向量r。例如，如果資料向量d=[d ₀ d ₁ d ₂ d ₃ d ₄ d ₅ d ₆ d ₇]，M _k =8及N _in,k =2；然後獲得預編碼器為

因此，失真向量r被計算為

另外，如等式(8)所示，失真向量r具有N _in,k =2個重複元素， 即

及

，這也可以在接收器結構中被利用。一般來說，在這種方案中，失真向量r的這種特殊情況稱為週期性自干擾。還值得注意的是，通常可以找到其他失真向量。然而，預編碼器T產生最小平方解，其也使失真向量的範數最小化。因此，所獲得的失真向量僅消除DFT塊的交錯輸出，而不改變DFT矩陣的其他輸出上的值(即，DFT展開之後的失真向量的相應項為零)，以實現最小範數解。因此，此屬性導致預編碼器的實施中的顯著降低，即，可以通過簡單地丟棄交錯子載波來獲得週期性自干擾的內容。這也可以藉由使用本說明書末尾附錄中給出的命題來證明。

作為範例，如第10A圖、第10B圖及第10C圖所示，頻域中每3個樣本中的一個樣本期望為零。一種方法，如第10A圖所示，是使用上述線性 預編碼器1001，其給出了失真向量的最小範數解(或最小平方解)。由於獲得的解是最小範數，所以失真向量的頻率響應僅消除交錯子載波上的資訊，如第10A圖所示。由於DFT的對偶性，失真分量具有時間上的週期性結構，其週期性為N _in,k =3，如第10B圖所示。藉由使用附錄中的上述命題，第10B圖及第10C圖中顯示的結構也相同。因此，第10A圖、第10B圖及第10C圖中給出的結構彼此相同。

第10C圖中的方塊圖能夠實現產生信號的非常低複雜度的方法，即藉由在IFFT的輸入處將每一第N _in,k 個子載波設定為零實現，這在下面的部分中描述。

2.2.1用於非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的低複雜度傳輸器

第9圖的DFT 907的更詳細的方塊圖以及低複雜度傳輸器的後續部分如第11圖所示。

基於上述討論，針對傳輸器提出的低複雜度程序如下：1.最多N _d個資料符號被堆疊在符號向量d中並且使用置換矩陣P被映射到DFT展開塊905的輸入。零符號1101被插入DFT展開塊的未映射的輸入。請注意，這些輸入在預編碼器操作後不會為零、並將在接收器處被用於恢復資料符號。我們將關於這些輸入的資訊(即，其上插入有零符號的輸入)作為可觀察到的失真分量；2.計算DFT展開塊905的輸出；3.與交錯子載波對應的DFT塊的輸出被丟棄並以零取代1103；4.IDFT操作909應用於修改後的資料；5.使用尾部消除塊1105消除尾部；6.保護頻帶及UW在1107被添加；以及7.產生的符號經由傳輸天線1109被傳輸。

2.3用於非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的低複雜度接收器

為了移除接收器側的自干擾，利用了干擾內容的週期性。如上所述，失真向量資料的一部分將出現在IDFT展開塊的下端的輸出處。由於失真是週期性序列，所以可以藉由僅觀察其週期中的一個週期來恢復完整的失真向量。然後，可以藉由使用減法運算來恢復資料符號，如第12圖所示。在此方案中，傳輸器及接收器必須知道上述的可觀測到的失真分量的位置。

接收器操作給出如下：1.經由接收天線1201接收DFT-S-OFDM符號；2.計算接收符號的DFT(1203)；3.隨著尾部消除塊干擾這些子載波，交錯子載波被丟棄(1205)並以零取代，以及4.使用可觀察到的失真分量計算週期性干擾，並從其他封包中減去該週期性干擾(1207)。

賦能接收器配置的變數給出如下：

●可觀測到的失真分量的位置

○N _in,k ,M _k ,M _head,k ,M _tail,k ,N,G。該資訊可以是預定義的或被傳訊的(使用與資源分派相關聯的控制傳訊)。

2.4用於非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM結構的保護頻帶及唯一字產生

為了控制波形的旁瓣並且在RF處維持低階去頻疊濾波器，保護頻帶應包括在基帶波形中。第13圖左側所示的結構圖是基本上包括第11圖的傳輸器結構的傳輸器的範例性實施方式，其採用UW添加(1301)及保護頻帶插入(1303)，獲得了第2.1節中討論的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM 的低複雜度實施。第13圖中右側所示的結構圖是基本上包括第12圖的接收器結構的相應接收器的範例性實施方式，其採用UW擷取(1311)。

作為傳統的脈衝成形方法，可以藉由1)升取樣、2)濾波及3)降取樣操作來添加保護頻帶。

與傳統方法相反，以下保護頻帶及UW添加方法允許循環卷積、並考慮固定序列的填充操作。

作為一實施，也可以藉由使用時域中的濾波操作等效於頻域中的乘法運算的事實來添加保護頻帶。在頻域中，可以經由以下程序賦能濾波操作：1)計算信號的DFT，並且在頻率中重複；2)計算零填充濾波器脈衝響應的DFT；3)濾波器的頻率響應及信號的重複頻率響應相乘；以及4)將所得到的離散信號轉換為時域。

值得注意的是，在對其頻率響應進行計算之前，這些操作需要對信號及濾波器進行零填充。零填充的主要理由是不允許由於DFT操作而導致循環卷積。

參考第14圖，令N _b=o×N是脈衝整形的IDFT運算的大小，其中o是上取樣速率。與零填充相反，信號用固定序列填充，其為UW。此操作破壞了頻域中的乘法與時域中的卷積運算之間的上述關係。然而，由於DFT，由於循環卷積，此操作在每個符號的頭部及尾部產生UW序列。然而，其不會傷害符號之間的連續性。這是因為具有連續UW DFT-S-OFDM符號的UW的固定樣本的調變脈衝形狀相互補償。DFT展開塊的下端用UW序列固定。

整個傳輸器及接收器結構如第15圖所示。當藉由使用DFT展開塊的不同輸入產生UW時，UW也不需要在接收器側預先知道，這與現有方案 相比也帶來額外的優點。與系統UW DFT-s-OFDM相比[9,10]，UW並沒有因使用此提出的方案而失真。

應當注意，雖然週期性交錯具有如上所述的某些優點(例如，低複雜性接收器)，但並不絕對需要。不能利用週期性而藉由僅觀察其週期中的一個週期來恢復完整的失真向量可能導致需要更複雜的接收器。然而，基本技術仍然是類似的。

3.數值結果

在本節中，我們經由使用MatLab的模擬將所提出的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM方案與CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM(參考文獻[1-3])及系統UW DFT-S-OFDM(參考文獻[9,10])進行比較。作為範例，我們設定N=512個子載波，L=512，CP長度為64個樣本。同樣在這個例子中，UW的長度被設定為N _tail=64個樣本。我們考慮K=4個相同的DFT展開塊，其中對於k=1、2、...、4，M _k=128。對於每個DFT展開塊，我們設定M _tail,k =16及M _header,k =1，其產生N _d=K×M-K×(M _tail,k +M _header,k )=512-17×4=444個資料符號。向量r是基於等式(1)被計算。多徑通道被建模為具有L=N _tail+1個獨立分接頭及功率延遲分佈(PDP)的指數瑞利衰落通道，其中第l個分接頭的非正規化功率表示為exp(-τ l)，其中τ對應於衰減率。注意，τ=0產生均勻的PDP。過取樣因數o被設定為2，其產生N _b=2×N=1024(即，在頻帶邊緣處的256個保護子載波)。對於濾波器長度，我們考慮兩個根升餘弦濾波器，其中它們的濾波器長度為64個及32個週期。兩個濾波器的過取樣速率及滾降係數分別固定為2及0.05。濾波器也適用於ZT DFT-S-OFDM及系統UW DFT-S-OFDM，以進行公平比較。除非另有說明，調變順序被設定為4QAM。

3.1沒有UW的時間樣本

在第16A圖及第16B圖中，對於(1)CP OFDM、(2)ZT DFT-S-OFDM、(3)UW DFT-S-OFDM及(4)非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM，提供樣本的平均能量。為了比較方案的尾部，沒有包括UW信號。如第16A圖及第16B圖所示，CP OFDM在時間上利用1024+128個樣本，而ZT DFT-S-OFDM及所提出的UW DFT-S-OFDM方案都利用1024個樣本。與ZT DFT-S-OFDM相比，UW DFT-S-OFDM在DFT-S-OFDM符號的尾部實現抑制的樣本。由於尾部的功率比ZT DFT-S-OFDM的非尾部分的功率低15dB，並且根據資料而改變，所以在富散射環境中，ISI可以是此方案的限制因素。相比之下，UW DFT-S-OFDM[9,10]獲得比非尾部低35-40dB的尾部、並提高了方案的尾部特性。另一方面，非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM結構完全消除尾部的一部分，其餘部分用於容納濾波器長度的一半。第16A圖中，濾波器長度為64，並且在符號的尾部區域內快速衰減。第16B圖中，濾波器長度為128，這是UW長度為128個樣本的最大可負擔的濾波器長度。

3.2 具有UW的時間樣本

在第17A圖及第17B圖中，提供了針對分別具有UW長度為64及128的UW的(1)CP OFDM、(2)ZT DFT-S-OFDM、(3)UW DFT-S-OFDM及(4)非系統複合編碼UW DFTS-OFDM的樣本的平均能量。如2.4中所述，UW出現在時間樣本的邊緣。然而，這並不破壞符號之間的連續性。

3.3 OOB洩漏

在第18A圖及第18B圖中，用於(1)CP OFDM、(2)ZT DFT-S-OFDM、(3)UW DFT-S-OFDM及(4)非系統複合編碼UW-DFT-S-OFDM的功率譜分別針對64及128的濾波器長度而提供。威爾奇 (We1ch)的平均週期圖法用於估計功率譜。由於對於ZT DFT-S-OFDM及基於所提出的方案的資料產生的小值，DFT展開塊的上端被設定為零，所以對於這兩種方案，符號轉換被平滑化。因此，ZT DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW-DFT-S-OFDM方案都比CP OFDM產生更好的OOB洩漏性能。與ZT DFT-S-OFDM相比，系統UW DFT-S-OFDM表現出稍微好的OOB洩漏性能，因為所提出的方案由於抑制的尾部而實現更好的連續性。另一方面，非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的OOB性能取決於濾波器。在第18A圖中，考慮短濾波器。在這種情況下，OOB洩漏比ZT-DFT-S-OFDM及UW DFT-S-OFDM更差。然而，當濾波器長度被選擇為128時，OOB洩漏比其它方案更好，如第18B圖所示。

3.4 PAPR

第19圖是表示根據模擬對於濾波器長度為64x2 4QAM的CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及具有UW的非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的峰均功率比(PAPR)的比較的圖。第19圖使用互補累積分佈函數(CCDF)。

3.5 BER性能

為了實現不同方案的BER性能的公平比較，在模擬中考慮相同的符號能量，即，藉由考慮所提出的方案的冗餘子載波以及CP對於CP OFDM方案消耗的能量來對每符號的能量進行正規化。對於所有的方案，我們考慮MMSE-FDE(最小均方誤差-頻域等化)，允許接收器利用SC系統的路徑分集。在模擬中不考慮通道編碼。對於非系統複合編碼UW-DFT-S-OFDM接收器，重新計算每次疊代中的週期性自干擾的疊代接收器被考慮以避免雜訊增強。

第20圖是示出根據模擬，CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的4QAM加性高斯白色雜訊(AWGN)通道中的位元錯誤率(BER)的比較的圖。注意，UW方案允許接收器利用所有符號能量；相比之下，隨著CP被丟棄，CP OFDM方案的符號能量的某些部分丟失，這就是為什麼CP OFDM不能達到高斯界限的原因，而其他方案則是這樣。

第21圖是示出根據模擬，CP OFDM、ZT DFT-S-OFDM、UW DFT-S-OFDM及非系統複合編碼UW DFT-S-OFDM的256QAM指數衰減通道中的位元錯誤率(BER)的比較的圖。第21圖中，藉由考慮多徑通道的影響來研究BER性能。當τ=0.3時，OFDM及所提出的方案產生更好的BER性能，並且ZT DFT-S-OFDM方案以高SNR飽和。這可以藉由注意到ZT DFT-S-OFDM方案不能精確地保持的循環卷積並且ISI支配雜訊來理解。另一方面，非系統複合編碼UW-DFT-S-OFDM及UW-DFT-S-OFDM實現了相同的性能。

4.用於實現的網路

雖然已經主要結合後代3GPP電信系統(例如，5G)描述了本發明，但是本文所表示的概念並不一定如此受限制。以下是可以實現一個或多個所揭露的實施方式的幾個範例性無線網路及相關元件的描述。

第22A圖是可以在其中實施一個或者多個所揭露的實施方式的範例通信系統100的圖。通信系統100可以是將諸如語音、資料、視訊、訊息、廣播等之類的內容提供給多個無線使用者的多重存取系統。通信系統100可以經由系統資源(包括無線頻寬)的共用，使多個無線使用者能夠存取這些內容。例如，通信系統100可以使用一個或多個通道存取方法，例如分 碼多重存取(CDMA)、分時多重存取(TDMA)、分頻多重存取(FDMA)、正交FDMA(OFDMA)、單載波FDMA(SC-FDMA)等等。

如第22A圖所示，通信系統100可以包括無線傳輸/接收單元(WTRU)102a、102b、102c、102d、無線電存取網路(RAN)104、核心網路106/107/109、公共交換電話網路(PSTN)108、網際網路110及其他網路112，但可以理解的是所揭露的實施方式涵蓋任意數量的WTRU、基地台、網路及/或網路元件。WTRU 102a、102b、102c、102d中的每一個可以是被配置為在無線通信中操作及/或通信的任何類型的裝置。作為範例，WTRU 102a、102b、102c、102d(可以稱作“網站”及/或“STA”)可以被配置為傳輸及/或接收無線信號、並且可以包括使用者設備(UE)、行動站、固定或行動用戶單元、呼叫器、行動電話、個人數位助理(PDA)、智慧型電話、膝上型電腦、小筆電、個人電腦、無線感測器、消費電子產品等等。WTRU 102a、102b、102c及102d可互換地稱作UE。

通信系統100還可以包括基地台114a及/或基地台114b。基地台114a、114b中的每一個可以是被配置為與WTRU 102a、102b、102c、102d中的至少一者無線介接，以便於存取一個或多個通信網路(例如核心網路106/107/109、網際網路110及/或其它網路112)的任何類型的裝置。例如，基地台114a、114b可以是基地收發站(BTS)、節點B、e節點B、本地節點B、本地e節點B、網站控制器、存取點(AP)、無線路由器以及類似裝置。儘管基地台114a、114b每個均被描述為單一元件，但是可以理解的是基地台114a、114b可以包括任何數量的互連基地台及/或網路元件。

基地台114a可以是RAN 103/104/105的一部分，該RAN 103/104/105還可以包括諸如網站控制器(BSC)、無線電網路控制器(RNC)、中繼節點之類的其他基地台及/或網路元件(未示出)。基地台114a及/或基地台 114b可以被配置為傳輸及/或接收特定地理區域內的無線信號，該特定地理區域可以被稱作胞元(未示出)。胞元還可以被劃分為胞元扇區。例如與基地台114a相關聯的胞元可以被劃分為三個扇區。由此，在一種實施方式中，基地台114a可以包括三個收發器，即針對該胞元的每個扇區都有一個收發器。在另一實施方式中，基地台114a可以使用多輸入多輸出(MIMO)技術、並且可以使用針對胞元的每個扇區的多個收發器。

基地台114a、114b可以經由空中介面115/116/117以與WTRU 102a、102b、102c、102d中的一者或多者通信，該空中介面116可以是任何合適的無線通信鏈路(例如射頻(RF)、微波、紅外(IR)、紫外(UV)、可見光等)。空中介面115/116/117可以使用任何合適的無線電存取技術(RAT)來建立。

更為具體地，如前所述，通信系統100可以是多重存取系統、並且可以使用一個或多個通道存取方案，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA以及類似的方案。例如，在RAN 103/104/105中的基地台114a及WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如通用行動電信系統(UMTS)陸地無線電存取(UTRA)之類的無線電技術，其可以使用寬頻CDMA(WCDMA)來建立空中介面115/116/117。WCDMA可以包括諸如高速封包存取(HSPA)及/或演進型HSPA(HSPA+)的通信協定。HSPA可以包括高速下鏈(DL)封包存取(HSDPA)及/或高速UL封包存取(HSUPA)。

在另一實施方式中，基地台114a及WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如演進型UMTS陸地無線電存取(E-UTRA)之類的無線電技術，其可以使用長期演進(LTE)及/或高級LTE(LTE-A)來建立空中介面115/116/117。

在其他實施方式中，基地台114a及WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如IEEE 802.11(即無線保真(WiFi)、IEEE 802.16(即全球互通微波存取(WiMAX))、CDMA2000、CDMA2000 1X、CDMA2000 EV-DO、臨時標準2000(IS-2000)、臨時標準95(IS-95)、臨時標準856(IS-856)、全球行動通信系統(GSM)、增強型資料速率GSM演進(EDGE)、GSM EDGE(GERAN)之類的無線電技術。

舉例來講，第22A圖中的基地台114b可以是無線路由器、本地節點B、本地e節點B或者存取點、並且可以使用任何合適的RAT，以用於促進在諸如商業場所、家庭、車輛、校園之類的局部區域的通信連接。在一種實施方式中，基地台114b及WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.11之類的無線電技術以建立無線區域網路(WLAN)。在另一實施方式中，基地台114b及WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.15之類的無線電技術以建立無線個人區域網路(WPAN)。在又一實施方式中，基地台114b及WTRU 102c、102d可以使用基於蜂巢的RAT(例如WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A等)以建立超微型(picocell)胞元及毫微微胞元(femtocell)。如第22A圖所示，基地台114b可以具有至網際網路110的直接連接。由此，基地台114b不必經由核心網路106/107/109來存取網際網路110。

RAN 103/104/105可以與核心網路106/107/109通信，該核心網路可以是被配置為將語音、資料、應用程式及/或網際網路協定語音(VoIP)服務提供到WTRU 102a，102b，102c，102d中的一者或多者的任何類型的網路。例如，核心網路106/107/109可以提供呼叫控制、帳單服務、行動定位服務、預付費呼叫、網際連接、視訊分配等，及/或執行高階安全性功能，例如使用者驗證。儘管第22A圖中未示出，將理解的是RAN 103/104/105及/ 或核心網路106/107/109可以直接或間接地與其他RAN進行通信，這些其他RAT可以使用與RAN 103/104/105相同的RAT或者不同的RAT。例如，除了連接到可以採用E-UTRA無線電技術的RAN 103/104/105，核心網路106/107/109也可以與使用GSM、UMTS、CDMA 2000、WiMAX或WiFi無線電技術的其他RAN(未顯示)通信。

核心網路106/107/109也可以充當WTRU 102a，102b，102c，102d存取PSTN 108、網際網路110及/或其他網路112的閘道。PSTN 108可以包括提供普通老式電話服務(POTS)的電路交換電話網路。網際網路110可以包括互連電腦網路的全球系統以及使用公共通信協定的裝置，該公共通信協定例如傳輸控制協定(TCP)/網際網路協定(IP)網際網路協定套件的中的TCP、使用者資料包協定(UDP)及/或IP。網路112可以包括由其他服務提供者擁有及/或操作的有線或無線通信網路。例如，網路112可以包括連接到一個或多個RAN的另一核心網路，這些RAN可以使用與RAN 103/104/105相同的RAT或者不同的RAT。

通信系統100中的WTRU 102a、102b、102c、102d中的一些或者全部可以包括多模式能力(例如WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括用於經由不同通信鏈路以與不同無線網路進行通信的多個收發器)。例如，第22A圖中顯示的WTRU 102c可以被配置為與使用基於蜂巢的無線電技術的基地台114a進行通信、並且與使用IEEE 802無線電技術的基地台114b進行通信。

第22B圖為描述範例WTRU 102的系統方塊圖。如第22B圖所示，WTRU 102可以包括處理器118、收發器120、傳輸/接收元件122、揚聲器/麥克風124、小鍵盤126、顯示器/觸控板128、非可移記憶體130、可移記憶體132、電源134、全球定位系統晶片組136及/或其他週邊設備138等。需要 理解的是，在與以上實施方式保持一致的同時，WTRU 102可以包括上述元件的任何子組合。

處理器118可以是通用處理器、專用處理器、常規處理器、數位訊號處理器(DSP)、多個微處理器、與DSP核心相關聯的一或多個微處理器、控制器、微控制器、專用積體電路(ASIC)、現場可程式設計閘陣列(FPGA)電路、其他任何類型的積體電路(IC)、狀態機等。處理器118可以執行信號編碼、資料處理、功率控制、輸入/輸出處理及/或使WTRU 102能夠在無線環境中操作的其他任何功能。處理器118可以耦合到收發器120，該收發器120可以耦合到傳輸/接收元件122。儘管第22B圖中將處理器118及收發器120描述為獨立的元件，但是可以理解的是處理器118及收發器120可以被一起集成到電子封裝或者晶片中。

傳輸/接收元件122可以被配置為經由空中介面115/116/117將信號傳輸到基地台(例如基地台114a)，或者從基地台(例如基地台114a)接收信號。例如，在一種實施方式中，傳輸/接收元件122可以是被配置為傳輸及/或接收RF信號的天線。在另一實施方式中，傳輸/接收元件122可以是被配置為傳輸及/或接收例如IR、UV或者可見光信號的放射器/偵測器。在又一實施方式中，傳輸/接收元件122可以被配置為傳輸及/或接收RF信號及光信號兩者。需要理解的是傳輸/接收元件122可以被配置為傳輸及/或接收無線信號的任意組合。

儘管在第22B圖中傳輸/接收元件122被描述為單一元件，但是WTRU 102可以包括任何數量的傳輸/接收元件122。更特別地，WTRU 102可以使用MIMO技術。由此，在一種實施方式中，WTRU 102可以包括兩個或更多個傳輸/接收元件122(例如多個天線)以用於經由空中介面115/116/117傳輸及接收無線信號。

收發器120可以被配置為對將由傳輸/接收元件122傳輸的信號進行調變、並且被配置為對由傳輸/接收元件122接收的信號進行解調。如上所述，WTRU 102可以具有多模式能力。由此，收發器120可以包括多個收發器以用於使WTRU 102能夠經由多RAT(例如UTRA及IEEE 802.11)進行通信。

WTRU 102的處理器118可以被耦合到揚聲器/麥克風124、小鍵盤126及/或顯示器/觸控板128(例如，液晶顯示器(LCD)顯示單元或者有機發光二極體(OLED)顯示單元)、並且可以從上述裝置接收使用者輸入資料。處理器118還可以向揚聲器/麥克風124、小鍵盤126及/或顯示器/觸控板128輸出使用者資料。此外，處理器118可以從任何類型的合適的記憶體中存取資訊、以及向任何類型的合適的記憶體中儲存資料，該記憶體例如可以是非可移記憶體130及/或可移記憶體132。非可移記憶體130可以包括隨機存取記憶體(RAM)、可讀記憶體(ROM)、硬碟或者任何其他類型的記憶體儲存裝置。可移記憶體132可以包括用戶身份模組(SIM)卡、記憶條、安全數位(SD)記憶卡等類似裝置。在其他實施方式中，處理器118可以從實體上未位於WTRU 102上而諸如位於伺服器或者家用電腦(未示出)上的記憶體存取資訊、以及向上述記憶體中儲存資料。

處理器118可以從電源134接收功率、並且可以被配置為將功率分配給WTRU 102中的其他元件及/或對至WTRU 102中的其他元件的功率進行控制。電源134可以是任何用於為WTRU 102供電的合適的裝置。例如，電源134可以包括一個或多個乾電池(鎳鎘(NiCd)、鎳鋅(NiZn)、鎳氫(NiMH)、鋰離子(Li-ion)等)、太陽能電池、燃料電池等。

處理器118還可以耦合到GPS晶片組136，該GPS晶片組136可以被配置為提供關於WTRU 102的目前位置的位置資訊(例如經度及緯度)。 作為來自GPS晶片組136的資訊的補充或者替代，WTRU可以經由空中介面115/116/117從基地台(例如基地台114a、114b)接收位置資訊，及/或基於從兩個或更多個相鄰基地台接收到的信號的時序來確定其位置。需要理解的是，在與實施方式保持一致的同時，WTRU可以用任何合適的位置確定方法來獲取位置資訊。

處理器118還可以耦合到其他週邊設備138，該週邊設備138可以包括提供附加特徵、功能性及/或無線或有線連接的一個或多個軟體及/或硬體模組。例如，週邊設備138可以包括加速度計、電子指南針(e-compass)、衛星收發器、數位相機(用於照片及/或視訊)、通用序列匯流排(USB)埠、震動裝置、電視收發器、免持耳機、藍牙®模組、調頻(FM)無線電單元、數位音樂播放器、媒體播放器、視訊遊戲播放器模組、網際網路瀏覽器等等。在週邊設備138包括一個或多個感測器的情況下，該感測器可以為以下中的一者或多者：陀螺儀、加速度計；方位感測器、接近感測器、溫度感測器、時間感測器；地理位置感測器；高度計、光感測器、觸控感測器，磁感測器、氣壓計、手勢感測器及/或濕度感測器。

WTRU 102可以包括全雙工無線電，其用於傳輸及接收一些或所有信號(例如，與針對上鏈(UL)(例如，用於傳輸)及下鏈(例如，用於接收)的特定子訊框相關)可以為並行的及/或同時的。該雙工無線電可以包括干擾管理單元139以經由硬體(例如，扼流圈)或經由處理器(例如，獨立的處理器(未示出)或經由處理器118)的信號處理減少及/或基本消除自干擾。

第22C圖為示出根據另一實施方式的RAN 103及核心網路106的系統圖。如上所述，RAN 103可以使用UTRA無線電技術以經由空中介面115而與WTRU 102a、102b、102c通信。RAN 103還可以與核心網路106通信。 如第22C圖所示，RAN 103可以包含節點B 140a、140b、140c，其中節點B 140a、140b、140c每一個可以包括一個或多個收發器，該收發器經由空中介面115以與WTRU 102a、102b、102c通信。節點B 140a、140b、140c中的每一個可以與RAN103範圍內的特定單元(未示出)相關聯。RAN 103還可以包括RNC 142a、142b。應該理解的是在與實施方式保持一致的同時，RAN 103可以包括任何數量的節點B及RNC。

如第22C圖所示，節點B 140a、140b可以與RNC 142a進行通信。此外，節點B 140c可以與RNC 142b進行通信。節點B 140a、140b、140c可以經由Iub介面以各自的RNC 142a、142b進行通信。RNC 142a、142b可以經由Iur介面相互進行通信。RNC 142a、142b每一者可以被配置為控制與其連接的各自的節點B 140a、140b、140c。此外，RNC 142a、142b可以分別被配置為實施或者支援其它功能，諸如外環功率控制、負載控制、准許控制、封包排程、切換控制、巨集分集、安全性功能、資料加密等等。

第22C圖中所示的核心網路106可以包括媒體閘道(MGW)144、行動交換中心(MSC)146、服務GPRS支援節點(SGSN)148及/或閘道GPRS支援節點(GGSN)150。儘管上述元素中的每一個被描述為核心網路106的一部分，但是應該理解的是這些元素中的任何一個可以被除了核心網路操作者以外的實體擁有及/或操作。

RAN 103中的RNC 142a可以經由IuCS介面被連接至核心網路106中的MSC 146。MSC 146可以被連接至MGW 144。MSC 146及MGW 144可以向WTRU 102a、102b、102c提供至電路切換式網路(例如PSTN 108)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c與傳統陸線通信裝置之間的通信。

RAN 103中的RNC 142a還可以經由IuPS介面被連接至核心網路106中的SGSN 148。SGSN 148可以被連接至GGSN 150中。SGSN 148及GGSN 150可以向WTRU 102a、102b、102c提供至封包交換網路(例如網際網路110)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c與IP賦能裝置之間的通信。

如以上所述，核心網路106還可以連接至其它網路112，其中該其它網路112可以包括被其他服務提供者擁有及/或操作的其他有線及/或無線網路。

第22D圖為示出根據一實施方式的RAN 104及核心網路107的系統圖。如上所述，RAN 104可以使用E-UTRA無線電技術以經由空中介面116而與WTRU 102a、102b、102c進行通信。RAN 104還可以與核心網路107進行通信。

RAN 104可以包括e節點B 160a、160b、160c，儘管應該理解的是在與實施方式保持一致的同時，RAN 104可以包括任何數量的e節點B。e節點B 160a、160b、160c每一者可以包含一個或多個收發器，該收發器經由空中介面116以與WTRU 102a、102b、102c通信。在一種實施方式中，e節點B 160a、160b、160c可以實施MIMO技術。由此，例如e節點B 160a可以使用多個天線來傳輸無線信號至WTRU 102a及/或從WTRU 102a中接收無線信號。

e節點B 160a、160b、160c中的每一者可以與特定單元(未示出)相關聯並且可以被配置為在UL及/或DL中處理無線電資源管理決定、交遞決定、用戶排程。如第22D圖中所示，e節點B 160a、160b、160c可以經由X2介面彼此進行通信。

第22D圖中所示的核心網路107可以包括行動性管理實體(MME)162、服務閘道(SGW)164及封包資料網路(PDN)閘道(或PGW)166。儘管上述元素中的每一個被描述為核心網路107的一部分，但是應該理解的 是這些元素中的任何一個可以被除了核心網路操作者以外的實體擁有及/或操作。

MME 162可以經由S1介面被連接到RAN 104中的e節點B 162a、162b、162c中的每一者並且可以作為控制節點。例如，MME 162可以負責認證WTRU 102a、102b、102c的使用者、承載啟動/停用、在WTRU 102a、102b、102c的初始連結期間選擇特定服務閘道等等。MME 162可以為RAN 104與使用其他無線電技術(例如GSM及/或WCDMA)的其他RAN(未示出)之間的交換提供控制平面功能。

服務閘道164可以經由S1介面被連接到RAN 104中的e節點B 160a、160b、160c的每一個。服務閘道164通常可以路由及轉發使用者資料封包至WTRU 102a、102b、102c，或者路由及轉發來自WTRU 102a、102b、102c的使用者資料封包。服務閘道164可以執行其他功能，例如在e節點B間切換期間錨定使用者平面、當DL資料可用於WTRU 102a、102b、102c時觸發呼叫、為WTRU 102a、102b、102c管理及儲存上下文等等。

服務閘道164可以被連接到PDN閘道166，該閘道PDN166可以向WTRU 102a、102b、102c提供至封包交換網路(例如網際網路110)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c與IP賦能裝置之間的通信。

核心網路107可以促進與其他網路之間的通信。例如，核心網路107可以向WTRU 102a、102b、102c提供至電路切換式網路(例如PSTN 108)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c與傳統陸線通信裝置之間的通信。例如，核心網路107可以包括，或可以與下述通信：充當核心網路107及PSTN 108之間介面的IP閘道(例如，IP多媒體子系統(IMS)服務)。另外，核心網路107可以向WTRU 102a、102b、102c提供至其它網路112的 存取，該網路112可以包括被其他服務提供者擁有及/或操作的其他有線及/或無線網路。

第22E圖為示出根據一實施方式的RAN 105及核心網路109的系統圖。RAN 105可以是使用IEEE802.16無線電技術以經由空中介面117而與WTRU 102a、102b、102c進行通信的存取服務網路(ASN)。正如下文將繼續討論的，WTRU 102a、102b、102c、RAN 105及核心網路109的不同功能實體之間的通信線路可以被定義為參考點。

如第22E圖所示，RAN 105可以包括基地台170a、170b、170c及ASN閘道172，儘管應該理解的是在與實施方式保持一致的同時，RAN 105可以包含任何數量的基地台及ASN閘道。基地台170a、170b、170c分別與RAN 105中的特定單元(未示出)相關聯、並且每一個可以包括一個或多個收發器，該一個或多個收發器經由空中介面117以與WTRU 102a、102b、102c通信。在一種實施方式中，基地台170a、170b、170c可以賦能MIMO技術。例如基地台170a可以使用多個天線來傳輸無線信號至WTRU 102a及/或從WTRU 102a中接收無線信號。基地台170a、170b、170c還可以提供行動性管理功能，例如切換觸發、隧道建立、無線電資源管理、訊務分類、服務品質(QoS)策略執行等等。ASN閘道172可以充當訊務聚合點且可以負責呼叫、使用者設定檔的快取、路由到核心網路109等等。

WTRU 102a、102b、102c與RAN 105之間的空中介面117可以被定義為實施IEEE 802.16規範的R1參考點。另外，WTRU 102a、102b、102c中的每一者可以建立與核心網路109間的邏輯介面(未示出)。WTRU 102a、102b、102c與核心網路109間的邏輯介面可以被定義為R2參考點，可以被用來認證、授權、IP主機配置管理，及/或行動管理。

基地台170a、170b、170c中的每一者之間的通信鏈路可以被定義為包括用於促進WTRU切換及基地台之間的資料傳輸的協定的R8參考點。基地台170a、170b、170c及ASN閘道172之間的通信鏈路可以被定義為R6參考點。R6參考點可以包括用於促進基於與每一個WTRU 102a、102b、100c相關的移動事件的行動性管理的協定。

如第22E圖所示，RAN 105可以被連接到核心網路109。RAN 105及核心網路109之間的通信鏈路可以被定義為例如包括用於促進資料傳輸及行動性管理能力的協定的R3參考點。核心網路109可以包括行動IP本地代理(MIP-HA)174、驗證、授權、記帳(AAA)伺服器176及閘道178。儘管每個上述元素被描述為核心網路109的一部分，但是應該理解的是這些元素中的任一個可以被除了核心網路操作者以外的實體擁有及/或操作。

MIP-HA 174可以負責IP位址管理、且可以使WTRU 102a、102b、102c在不同的ASN及/或不同的核心網路之間漫遊。MIP-HA 174可以向WTRU 102a、102b、102c提供至封包交換網路(例如網際網路110)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c及IP賦能裝置之間的通信。AAA伺服器176可以負責使用者認證及支援使用者服務。閘道178可以促進與其他網路之間的交互作用。例如，閘道178可以向WTRU 102a、102b、102c提供至電路切換式網路(例如PSTN 108)的存取，從而促進WTRU 102a、102b、102c與傳統陸線通信裝置之間的通信。閘道178可以向WTRU 102a、102b、102c提供至其它網路112的存取，該網路112可以包含被其他服務提供者擁有及/或操作的其他有線或無線網路。

雖然在第22E圖中未示出，應該理解的是RAN 105可以被連接到其他ASN，其它RAN(例如，RAN 103及/或104)及/或核心網路109可以被連接到其他核心網路(例如，核心網路106及/或107)。RAN 105及其他ASN 之間的通信鏈路可以被定義為R4參考點，該R4參考點可以包括用於協調RAN 105及其他ASN之間的WTRU 102a、102b、102c行動性的協定。核心網路109及其他核心網路之間的通信鏈路可以被定義為R5參考點，該R5參考點可以包括用於便於本地核心網路及受訪核心網路之間的交互作用的協定。

儘管在第1A圖至第1E圖中描述了WTRU作為無線終端，可以想到，在某些代表性實施例中，這樣的終端可以使用(例如，暫時地或永久地)與通信網路的有線通信介面。

在代表性的實施例中，其他網路112可以是WLAN。

基礎設施基礎服務集(BSS)模式中的WLAN可以具有用於BSS及與AP相關聯的一個或多個站(STA)的存取點(AP)。AP可以具有到分配系統(DS)或其他類型的有線/無線網路的存取或介面，該有線/無線網路將訊務攜帶及/或移出BSS中。從BSS外部到STA的訊務可以經由AP到達、並可能被遞送到STA。源自STA到BSS之外的目的地的訊務可能被傳輸到AP被傳遞到相應的目的地。可以經由AP傳輸BSS內的STA之間的訊務，例如，源STA可以向AP傳輸訊務，並且AP可以將該訊務遞送到目的STA。在BSS內的STA之間的訊務可以被考慮及/或被稱為對等訊務。可以用直接鏈路建立(DLS)在(例如，直接在)源及目的STA之間傳輸對等訊務。在某些代表性實施例中，DLS可以使用802.11e DLS或802.11z隧道式DLS(TDLS)。使用獨立BSS(IBSS)模式的WLAN可能不具有AP，並且在IBSS內或使用IBSS中的STA(例如，所有STA)可以彼此直接通信。IBSS通信模式有時可以在這裡被稱為“特定(ad-hoc)”通信模式。

當使用802.11ac基礎設施操作模式或類似的操作模式時，AP可以在諸如主通道之類的固定通道上傳輸信標。主通道可以是固定寬度(例如， 20MHz寬頻寬)或經由傳訊動態地設定寬度。主通道可以是BSS的操作通道、並且可以由STA用於建立與AP的連接。在某些代表性的實施例中，可以例如在802.11系統中實施具有衝突避免的載波感測多重存取(CSMA/CA)。對於CSMA/CA，包括AP的STA(例如，每個STA)可以感測主通道。如果主通道被特定STA感測/偵測及/或確定為忙，則特定STA可以回退。一個STA(例如，僅一個站)可以在給定BSS中的任何給定時間進行傳輸。

高輸送量(HT)STA可以使用40MHz寬的通道用於例如經由主20MHz通道與相鄰20MHz通道的組合進行通信，以形成40MHz寬的連續通道。

非常高輸送量(VHT)STA可以支援20MHz、40MHz、80MHz及/或160MHz寬的通道。可以藉由組合連續的20MHz通道來形成40MHz及/或80MHz通道。可以藉由組合8個連續的20MHz通道或藉由組合兩個不連續的80MHz通道(其可以被稱為80+80配置)來形成160MHz通道。對於80+80配置，通道編碼之後的資料可以經由段解析器傳遞，該段解析器可以將資料分成兩個流。逆快速傅立葉轉換(IFFT)處理及時域處理可以分別在每個流上完成。流可以映射到兩個80MHz通道，並且資料可以由傳輸STA傳輸。在接收STA的接收器處，上述80+80配置的操作可以反轉，並且組合的資料可以被傳輸到媒體存取控制(MAC)。

802.11af及802.11ah支援Sub1GHz的操作模式。802.11af及802.11ah中的通道操作頻寬及載波相對於802.11n及802.11ac中使用的通道操作頻寬及載波都有所減少。802.11af在TV白空間(TVWS)頻譜中支援5MHz、10MHz及20MHz頻寬，而802.11ah支援使用非TVWS頻譜的1MHz、2MHz、4MHz、8MHz及16MHz頻寬。根據代表性實施例，802.11ah可以支 援諸如在巨集覆蓋區域中的MTC裝置的儀表類型控制/機器類型通信。MTC裝置可以具有某些能力，例如，包括支援(例如僅支援)某些及/或有限頻寬的有限能力。MTC裝置可以包括電池壽命高於臨界值的電池(例如，以保持非常長的電池壽命)。

可以支援多個通道的WLAN系統及諸如802.11n、802.11ac、802.11af及802.11ah之類的通道頻寬包括可被指定為主通道的通道。主通道可以具有等於BSS中所有STA支援的最大公共操作頻寬的頻寬。主通道的頻寬可以由在BSS中操作的所有STA中的STA設定及/或限制，其支援最小頻寬操作模式。在802.11ah的例子中，即使AP及BSS中的其他STA支援2MHz、4MHz、8MHz、6MHz及/或其他通道頻寬操作模式，對於支援(例如僅支援)1MHz模式的STA(例如MTC類型裝置)的STA，主通道可以是1MHz寬。載波感測及/或網路分配向量(NAV)設定可以取決於主通道的狀態。如果主通道忙，例如，由於STA(其僅支援1MHz操作模式)，傳輸到AP，即使大多數頻帶保持空閒並且可用，整個可用頻帶會被視為忙。

在美國，可以由802.11ah使用的可用頻帶是從902MHz到928MHz。在韓國，可用的頻段為從917.5MHz至923.5MHz。在日本，可用的頻段為從916.5MHz至927.5MHz。根據國家代碼，802.11ah可用的總頻寬為6MHz至26MHz。

5 結論

雖然本發明的特徵及元素以特定的結合在以上進行了描述，但本領域中具有通常知識者可以理解的是，每個特徵或元素可以單獨使用，或在與本發明的任何其它特徵及元素結合的各種情況下使用。此外，這裡描述的方法可以在由電腦或處理器執行的電腦程式、軟體或韌體中實施，其中該電腦程式、軟體或韌體被包含在電腦可讀儲存媒體中。非暫態電腦可 讀媒體的範例包括但不限於唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)、暫存器、快取記憶體、半導體記憶裝置、磁性媒體(例如，內部硬碟或抽取式磁碟)、磁光媒體以及諸如CD-ROM光碟及數位多功能光碟(DVD)之類的光學媒體。與軟體有關的處理器可以被用於實施在WTRU 102、UE、終端、基地台、RNC或者任何主機電腦中使用的射頻收發器。

此外，在以上描述的實施方式中，提到了處理平臺、計算系統、控制器及包含處理器的其它裝置。這些裝置至少包含一個中央處理單元(“CPU”)及記憶體。根據在電腦程式領域中具有通常知識者的經驗，各種CPU及記憶體可以執行對動作及操作或指令的符號表示的參考。這些動作及操作或者指令可以被稱作為被“執行的”、“電腦執行的”或者“CPU執行的”。

本領域中具有通常知識者應可以理解該動作及符號表示的操作或者指令包括由CPU對電氣信號的操作。電氣系統表示資料位元，該資料位元能夠使產生的轉換或者電氣信號的減少以及在儲存系統中的儲存位置處的資料位元的維護重新配置或者否則改變CPU操作以及其它信號處理。資料位元被維護的儲存位置為具有對應於資料位元或者表示資料位元的特定電氣、磁、光或者有機屬性。應該理解的是該範例性實施方式不限於以上提到的平臺或者CPU並且其它平臺及CPU可以支援以上提供的方法。

該資料位元還可以在包括磁片、光碟以及任何其它揮發性(例如，隨機存取記憶體(“RAM”))或者非揮發性(例如，唯讀記憶體(“ROM”))大型儲存系統的CPU可讀的電腦可讀媒體上維護。該電腦可讀媒體可包括協作的或者互連的電腦可讀媒體，其中該協作的或者互聯的電腦可讀媒體專門存在於處理系統上或者分佈在對於處理系統為本地或 者遠端的多個互聯處理系統中。應該理解的是該表示的實施方式不限於以上提到的記憶體並且其它平臺及記憶體可以支援以上描述的方法。

在描述的實施方式中，此處描述的任何操作、流程等可以被實現為在電腦可讀媒體中儲存的電腦可讀指令。該電腦可讀指令可以由行動單元、網路元件及/或任何其他計算裝置的處理器執行。

在系統方面的硬體及軟體實施之間存在微小區別。硬體或軟體的使用通常(但並不總是在某些情況下，硬體及軟體之間的選擇可能變得重要)代表成本與效率權衡的設計選擇。可以存在可以影響本文所描述的過程及/或系統及/或其他技術的各種載體(例如，硬體、軟體及/或韌體)，並且較佳的載體可以隨著其中過程及/或系統及/或其他技術的上下文改變。例如，如果實施者確定速度及準確度是至關重要的，則實施者可以主要選擇硬體及/或韌體載體。如果靈活性是至關重要的，實施者可以主要選擇軟體實施。或者，實施者可以選擇硬體、軟體及/或韌體的某些組合。

前面的詳細描述已經藉由使用方塊圖、流程圖及/或範例來闡述了裝置及/或過程的各種實施方式。只要這些方塊圖、流程圖及/或範例包含一個或多個功能及/或操作，本領域中具有通常知識者將會理解，通過各種硬體、軟體、韌體或其實際上的任何組合單獨地及/或共同地進行，可以實現這些方塊圖，流程圖或範例中的每個功能及/或操作。合適的處理器包括例如通用處理器、專用處理器、常規處理器、數位訊號處理器(DSP)、多個微處理器、與DSP核心相關聯的一或多個微處理器、控制器、微控制器、專用積體電路(ASIC)、專用標準產品(ASSP)；現場可程式設計閘陣列(FPGA)電路、任何其他類型的積體電路(IC)及/或狀態機。

雖然上面以特定組合提供了特徵及元件，但是本領域中具有通常知識者將理解，每個特徵或元件可以單獨使用或與其它特徵及元件的任何 組合一起使用。本揭露不限於在本申請案中描述的特定實施例，其旨在作為各方面的說明。在不脫離其精神及範圍的情況下，可以進行許多修改及變化，這對於本領域中具有通常知識者是顯而易見的。在本申請案的描述中使用的元件、動作或指令不應被解釋為對於本發明至關重要或必須，除非明確提供。除了本文列舉的那些之外，在本揭露的範圍內的功能上等同的方法及裝置對於本領域中具有通常知識者將從前述描述中變得顯而易見。這樣的修改及變化旨在落在所附申請專利範圍的範圍內。本揭露內容將僅受所附申請專利範圍的描述以及這些申請專利範圍的等同物的全部範圍的限制。應當理解，本揭露不限於特定的方法或系統。

還應當理解，本文使用的術語僅用於描述特定實施例的目的，而不是限制性的。如本文所使用的，當在本文中提及時，術語“站”及其縮寫“STA”，“使用者設備”及其縮寫“UE”可以意味著(i)無線傳輸及/或接收單元(WTRU)，如下文描述；(ii)WTRU的多個實施例中的任何一個，如下文所述；(iii)具有無線能力及/或有線能力(例如，可連接的)裝置，其特別地配置有WTRU的某些或所有結構及功能，如下文所述；(iii)具有小於WTRU的所有結構及功能的無線能力及/或有線能力的裝置，如下文所述；或(iv)類似物。下面將參照第1圖至第5圖提供可以代表本文所述的任何UE的範例性WTRU的細節。

在某些代表性實施例中，本文描述的主題的幾個部分可以經由專用積體電路(ASIC)、現場可程式設計閘陣列(FPGA)、數位訊號處理器(DSP)及/或其他集成格式來實現。然而，本領域中具有通常知識者將認識到，本文所揭露的實施方式的全部或部分方面的某些方面可以在積體電路中等效實施，作為在一個或多個電腦上運行的一個或多個電腦程式(例如，作為在一個或多個電腦系統上運行的一個或多個程式)，作為在一個 或多個處理器上運行的一個或多個程式(例如，作為在一個或多個微處理器上運行的一個或多個程式)，作為韌體或實際上其任何組合，以及根據本揭露，設計電路及/或編寫軟體及/或韌體的代碼將在本領域中具有通常知識者的技術範圍內。此外，本領域中具有通常知識者將理解，本文描述的主題的機制可以作為多種形式的程式產品進行分配，並且本文描述的主題的說明性實施方式不考慮使用用於實際執行分配的特定類型的信號承載媒體。信號承載媒體的範例包括但不限於以下：諸如軟碟、硬碟驅動器、CD、DVD、數位磁帶、電腦記憶體等的可記錄型媒體，以及諸如數位及/或類比通信媒體(例如，光纖電纜、波導、有線通信鏈路、無線通信鏈路等)的傳輸類型媒體。

本文描述的主題有時示出了包含在不同的其他元件內或與不同的其它元件連接的不同元件。應當理解，這樣描述的架構僅僅是範例，並且實際上可以使用實現相同功能的許多其他架構。在概念意義上，實現相同功能的元件的任何佈置被有效地“關聯”，使得可以實現期望的功能。因此，這裡組合以實現特定功能的任何兩個元件可被視為彼此“相關聯”，使得實現期望的功能，而不管架構或中間元件如何。同樣地，如此關聯的任何兩個元件也可以被看作是彼此“可操作地連接”或“可操作地耦合”，以實現期望的功能，並且能夠如此相關聯的任何兩個元件也可以被看作是彼此“可操作耦合“以實現期望的功能。可操作耦合的具體實例包括但不限於實體上可配對及/或實體相互作用的元件及/或無線相互作用及/或無線相互作用的元件及/或邏輯上相互作用及/或邏輯上可相互作用的元件。

關於在本文中使用基本上任何複數及/或單數術語，本領域中具有通常知識者可以從複數形式轉換為單數形式及/或從單數轉換為複數形 式，如適用於上下文及/或應用程式。為了清楚起見，在此明確闡述各種單數/複數排列。

本領域中具有通常知識者將會理解，一般來說，本文使用的術語，特別是所附申請專利範圍(例如，所附申請專利範圍的主體)中的術語通常旨在作為“開放”術語(例如，術語“包括”應被解釋為“包括但不限於”，“具有”一詞應被解釋為“至少具有”，術語“包括”應解釋為“包括但不限於”等)。本領域中具有通常知識者將進一步理解，如果要引用一個引用的申請專利範圍的具體數量，這種意圖將在申請專利範圍中明確地敘述，並且在沒有這種敘述的情況下，不存在這樣的意圖。例如，當僅想要一項時，可以使用術語“單”或類似的語言。作為對理解的幫助，本文所附加的申請專利範圍及/或說明書可以包含介紹性措辭“至少一個”及“一或多個”的引入來引入申請專利範圍敘述。然而，這些措辭的使用不應被解釋為隱含不定冠詞“一(a)”或“一(an)”引入的申請專利範圍敘述將包含這樣引入的申請專利範圍的任何特定申請專利範圍限定於僅包含一個此類敘述的實施方式，即使相同的申請專利範圍包括介紹性的措辭“一或多個”或“至少一個”，以及不定冠詞如“a”或“an”(例如，“a”及/或“an”應解釋為“至少一個“或”一或多個“)。對於用於引入申請專利範圍敘述的定冠詞的使用也是如此。此外，即使明確地敘述了引入的申請專利範圍引用的特定數量，本領域中具有通常知識者也將認識到，這種敘述應當被解釋為至少表示所列舉的數量(例如，“兩個敘述”的簡要敘述，而沒有其它修飾符，表示至少兩個敘述，或兩個或多個敘述)。此外，在使用類似於“A、B及C中的至少一者”的慣例的情況下，一般而言，這種結構的意圖在於本領域中具有通常知識者將理解慣例(例如，“具有A、B及C中的至少一者的系統”將包括但不限於具有A單獨、B單獨、C 單獨、A及B一起、A及C一起、B及C一起及/或A、B及C一起等的系統)。在使用類似於“A、B或C中的至少一者”的慣例的情況下，一般而言，這種結構的意圖在於本領域中具有通常知識者將理解慣例(例如，“具有A，B或C中的至少一者的系統”將包括但不限於具有A單獨，B單獨、C單獨、A及B一起、A及C一起、B及C一起及/或A、B及C一起等的系統)。本領域中具有通常知識者將進一步理解，實際上，無論在說明書、申請專利範圍或附圖中，呈現兩個或多個替代術語的任何分離詞及/或措辭應理解為涵蓋包括術語之一、任何一個術語或兩個術語的可能性。例如，措辭“A或B”將被理解為包括“A”或“B”或“A及B”的可能性。此外，如本文所使用的，術語“任何”後面列出了多個項目及/或多個類別項目的列表旨在包括項及/或項的種類的“任何”、“任何組合”、“任何多個”及/或“多個的任何組合”。此外，如本文所使用的，術語“集合”或“組”旨在包括任何數量的項，包括零。另外，如所使用的本文中，術語“數量”旨在包括任何數量，包括零。

另外，在本揭露的特徵或方面根據馬庫西組描述的情況下，本領域中具有通常知識者將認識到，本揭露也因此根據馬庫西組的任何個體成員或子組來描述。

如本領域中具有通常知識者將理解的，對於任何及所有目的，例如在提供書面描述方面，本文揭露的所有範圍還包括其子範圍的任何及所有可能的子範圍及其組合。任何列出的範圍都可以被容易地識別為足夠的描述，並使相同的範圍被分解為至少相等的一半、三分之一、五分之一、五分之一、十分之一等。作為非限制性範例，本文討論的每個範圍可以容易地分解進入下三分之一、中三分之一及上三分之一等。本領域中具有通常知識者還將理解所有語言，例如“至多”、“至少”、“大於”、“小 於”等包括所引用的數量以及參考範圍，其可以基本上被分解為上述的子範圍。最後，如本領域中具有通常知識者將理解的那樣，範圍包括每個單獨的成員。因此，例如，具有1-3單元的組是指具有1、2或3個單元的組。類似地，具有1-5個單元的組是指具有1、2、3、4或5個單元的組等。

另外，在任何申請專利範圍中使用術語“裝置”旨在援引35U.S.C.§112，¶6或裝置加功能申請專利範圍格式，任何沒有術語“用於……的裝置”的申請專利範圍不是這樣的意圖。

可以使用與軟體相關聯的處理器來實現在無線傳輸接收單元(WTRU)使用的的射頻收發器、使用者設備(UE)、終端、基地台、行動性管理實體(MME)或演進封包核心(EPC)，或任何主機。WTRU可以與在包括軟體定義無線電(SDR)的硬體及/或軟體中實現的模組以及諸如相機、攝像機模組、視訊電話、免持電話、振動裝置、揚聲器、麥克風、電視收發器，免持耳機、鍵盤、藍牙^®模組、調頻(FM)無線電單元、近場通信(NFC)模組、液晶顯示器(LCD)顯示單元、有機發光二極體(OLED)顯示單元，數位音樂播放器、媒體播放器、視訊遊戲器模組、網際網路瀏覽器及/或任何無線區域網路(WLAN)或超寬頻(UWB)模組一起使用。

雖然已經根據通信系統描述了本發明，但是可以預期的是，系統可以在微處理器/通用電腦(未示出)上的軟體中實現。在某些實施方式中，可以在控制通用電腦的軟體中實現各種元件的一個或多個功能。

另外，儘管本文參考特定實施方式示出及描述了本發明，但本發明並不旨在限於所示的細節。相反，可以在申請專利範圍的等效範圍內的細節上進行各種修改，而不脫離本發明。

6 參考文獻

[1] Berardinelli, G.; Tavares, F.M.L.; Sørensen, T.B.; Mogensen, P.; Pajukoski, K., "On the Potential of Zero-Tail DFT-Spread-OFDM in 5G Networks," Proc. IEEE Vehicular Technology Conference (VTC), 2014年9月; [2] Berardinelli, G.; Tavares, F.M.L.; Sorensen, T.B.; Mogensen, P.; Pajukoski, K., "Zero-tail DFT-spread-OFDM signals," Proc. IEEE Globecom Workshops (GC Wkshps), 2013年12月；[3] Gilberto Berardinelli, Bernhard Raaf, Fernando Tavares, Jurgen Michel “Zero insertion for ISI free OFDM reception” WO 2014124661 A1, 2014; [4] Mario Huemer, Christian Hofbauer, Alexander Onic, Johannes B. Huber, Design and analysis of UW-OFDM signals, AEU - International Journal of Electronics and Communications, 卷68, 第10期, 2014年10月；[5] Huemer, M.; Hofbauer, C.; Huber, J.B., "Non-systematic complex coded Complex Number RS Coded OFDM by Unique Word Prefix," IEEE Transactions on Signal Processing, vol.60, no.1, pp.285, 299, 2012年1月; [6] Fabriozi Pancaldi et al. “Single carrier Frequency Domain Equalization” IEEE Sig. Proc. Mag., 2008年9月；[7] Michailow, N.; Matthe, M.; Gaspar, I.S.; Caldevilla, A.N.; Mendes, L.L.; Festag, A.; Fettweis, G., "Generalized Frequency Division Multiplexing for 5th Generation Cellular Networks," IEEE Transactions on Communications,, vol.62, no.9, pp.3045,3061, 2014年9月；[8] Michailow, N.; Gaspar, I.; Krone, S.; Lentmaier, M.; Fettweis, G., "Generalized frequency division multiplexing: Analysis of an alternative multi-carrier technique for next generation cellular systems," Proc. IEEE International Symposium on Wireless Communication Systems (ISWCS),, vol., no., pp.171,175, 28-31,2012年8月；[9] Alphan Sahin, Rui Yang, Fengjun Xi, Hanqing Lou, Oghenekome Oteri, Bob Olesen Unique Word Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing, U.S.臨時專利申請號62/190,512；[10] A. Sahin, R. Yang, M. Ghosh, and R. L. Olesen, "An Improved Unique Word DFT-Spread OFDM Waveform for 5G Mobile Broadband", 收錄至IEEE Global Communications Conference Workshop on 5G & Beyond - Enabling Technologies and Applications, San Diego, 2015年12月；[11] Hasegawa, F.; Shinjo, S.; Okazaki, A.; Okamura, A.; Brunel, L.; Mottier, D., "Static sequence assisted out-of-band power suppression for DFT-s-OFDM," in Personal, Indoor, and Mobile Radio Communications (PIMRC), 2015 IEEE 26th Annual International Symposium on, vol., no., pp.61-66, 2015年8月30日-2015年9月2日。

7 附錄

命題1：令x _discard[n]是藉由捨棄x[n]的每隔{T|M=αT,α

}樣本獲得的序列，其中M是序列x[n]的長度。然後，可以將x _discard[n]的DFT分解為X _discard[k]=X[k]+R[k]，其中R[n]具有α=M/T的週期。

證明1：序列x _discard[n]可以用輔助序列r[n]表示。

x _discard[n]=x[n]+r[n]，其中

由於DFT操作是線性的，所以x _discard[n]的DFT可以表示為X _discard[k]=X[k]+R[k]-r[n]的DFT，即R[k]可以得到為

其中(a)是因為只有當

是整數時，r[n]不為零，(b)是由於函數

的週期性，導致序列具有M/T週期性。

11、D:DFT矩陣

13、F ^H:逆DFT矩陣

15:添加CP

CP:循環前綴

d:資料向量

DFT:離散傅立葉轉換

IDFT:逆DFT

RF:射頻

s:抑制向量

Claims (20)

1. 一種在一無線網路節點中實施用於使用離散傅立葉轉換(DFT)展開正交分頻多工(DFT-S-OFDM)以在一無線傳輸/接收單元中傳輸一符號的方法，該方法包括：使用一置換矩陣將一第一符號向量映射到一DFT展開塊的輸入，該置換矩陣將多個零插入該第一符號向量以產生一第二向量，該第一符號向量對應於該第一符號向量的符號未映射到的該DFT展開塊的輸入；將一擾動插入到該第二向量中以產生一第三向量；在該第三向量上執行一DFT以產生一第四向量，其中該擾動被配置為在該第四向量的預定元素上產生多個零；對該第四向量執行一逆DFT(IDFT)操作以產生一IDFT輸出信號；消除該IDFT輸出信號的一尾部以產生一修改的IDFT輸出信號；以及傳輸該修改的IDFT輸出信號。
2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中以一週期性方式插入該多個零。
3. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中該多個零在該第二向量中交錯。
4. 如申請專利範圍第1項所述的方法，更包括：向該修改的IDFT信號中的一或多個符號添加一保護頻帶。
5. 如申請專利範圍第4項所述的方法，其中添加該保護頻帶包括在一頻域中添加該保護頻帶。
6. 如申請專利範圍第5項所述的方法，其中添加該保護頻帶包括將一DFT輸出的多個輸出值與濾波器係數相乘。
7. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該擾動是一向量，以及其中該向量被配置以抑制該第四向量的該預定元素上的一資訊。
8. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該置換矩陣不將該符號中的任何符號映射到該DFT展開塊的一上端及一下端。
9. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中插入該擾動包括以一預編碼矩陣對該第一向量進行運算。
10. 如前述申請專利範圍中任一項所述的方法，更包括：在傳輸之前，將一唯一字(UW)信號以及一循環前綴(CP)中任一個添加至該修改的IDFT輸出信號。
11. 一種包括一電路的無線傳輸/接收單元，該電路包括一傳輸器以及一處理器，該電路被配置以：使用一置換矩陣將一第一符號向量映射到一離散傅立葉轉換(DFT)展開塊的輸入，該置換矩陣將多個零插入該第一符號向量以產生一第二向量，該第一符號向量對應於該第一符號向量的符號未映射到的該DFT展開塊的輸入；將一擾動插入到該第二向量中以產生一第三向量；在該第三向量上執行一DFT以產生一第四向量，其中該擾動被配置為在該第四向量的預定元素上產生多個零；對該第四向量執行一逆DFT(IDFT)操作以產生一IDFT輸出信號；消除該IDFT輸出信號的一尾部以產生一修改的IDFT輸出信號；以及使用DFT展開正交分頻多工(DFT-S-OFDM)來傳輸該修改的IDFT輸出信號。
12. 如申請專利範圍第11項所述的無線傳輸/接收單元，其中以一週期性方式插入該多個零。
13. 如申請專利範圍第12項所述的無線傳輸/接收單元，其中該多個零在該第二向量中交錯。
14. 如申請專利範圍第11項所述的無線傳輸/接收單元，其中該電路被配置以向該修改的IDFT輸出信號中的一或多個符號添加一保護頻帶。
15. 如申請專利範圍第14項所述的無線傳輸/接收單元，其中該電路被配置以在一頻域中添加該保護頻帶。
16. 如申請專利範圍第15項所述的無線傳輸/接收單元，其中該電路被配置以至少部分藉由將一DFT的多個輸出值與濾波器係數相乘而添加該保護頻帶。
17. 如申請專利範圍第11項所述的無線傳輸/接收單元，其中該擾動是一向量，以及其中該向量被配置以抑制該第四向量的該預定元素上的一資訊。
18. 如申請專利範圍第11項所述的無線傳輸/接收單元，其中該置換矩陣不將該符號中的任何符號映射到該DFT展開塊的一上端及一下端。
19. 如申請專利範圍第11項所述的無線傳輸/接收單元，其中插入該擾動包括以一預編碼矩陣對該第一向量進行運算。
20. 如申請專利範圍第11-19項中任一項所述的無線傳輸/接收單元，其中該電路被配置以在傳輸之前將一唯一字(UW)信號以及一循環前綴(CP)中任一個添加至該修改的IDFT輸出信號。

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