CN103354981A - Snr改善电路、同步信息检测电路、通信装置、snr改善方法以及同步信息检测方法 - Google Patents

Snr改善电路、同步信息检测电路、通信装置、snr改善方法以及同步信息检测方法 Download PDF

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Abstract

提供在例如适用于通信装置时能够提高分组捕获率的技术。改善输入信号的SNR的SNR改善电路(4)包含：延迟部(50)，使上述输入信号延迟并生成一个以上的延迟信号；以及加法部(60)，将上述一个以上的延迟信号与延迟前的上述输入信号相加。上述输入信号包含相同信号以既定周期重复既定次数的周期信号。延迟部(50)以上述既定周期的α倍(α为自然数，对于两个以上的延迟信号设定为不同的值)的延迟时间生成上述一个以上的延迟信号。

Description

SNR改善电路、同步信息检测电路、通信装置、SNR改善方法以及同步信息检测方法
技术领域
本发明涉及SNR(信噪比：Signal to Noise Ratio)改善电路、同步信息检测电路、通信装置、SNR改善方法以及同步信息检测方法。
背景技术
一般而言，在分组(packet)方式的通信中，接收端装置未掌握发送端装置何时发送分组，换言之，未掌握分组何时到达接收端装置。因此，接收端装置需要准备分组的到达而待机，从待机中接收的信号中检测分组。另外，为了恰当地进行对接收的分组的各种处理，需要与分组构成同步地进行各种处理。此种同步对每个接收分组进行，换言之，在每次检测分组时进行。
例如在专利文献1中，介绍了OFDM(正交频分复用：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)解调器用的符号定时检测电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平11-145931号公报。
发明内容
在分组通信中，接收端装置如果不能够恰当地接收分组，则丢弃该分组，等待接下来到达的分组。因此，若分组的检测率(也称为分组捕获(packet catch)率)低，则通信效率变低，故期待分组捕获率的提高。
尤其在灵敏度低时，换言之在SNR低时，分组捕获率变低。
本发明的目的在于提供在例如适用于通信装置时能够提高分组捕获率的种种技术。
本发明的第一方式所涉及的SNR改善电路是改善输入信号的SNR的SNR改善电路，具备：延迟部，使所述输入信号延迟并产生一个以上的延迟信号；以及加法部，将所述一个以上的延迟信号与延迟前的所述输入信号相加，所述输入信号包含相同信号以既定周期重复既定次数的周期信号，所述延迟部以所述既定周期的α倍(α为自然数，相对于两个以上的延迟信号设定为不同的值)的延迟时间生成所述一个以上的延迟信号。
另外，第二方式所涉及的SNR改善电路是第一方式所涉及的SNR改善电路，还具备：振幅调整部，对延迟前的所述输入信号和所述一个以上的延迟信号中的至少一个信号使振幅为β倍(β为正数，相对于多个信号分别设定的值)，关于所述至少一个信号，所述加法部使用在所述振幅调整部中振幅变为所述β倍以后的信号进行相加，所述β设定为与不具备所述振幅调整部的构成相比能够减轻在所述加法部中的相加结果的衰减(fading)的值。
另外，第三方式所涉及的SNR改善电路是第一方式所涉及的SNR改善电路，其中，所述一个以上的延迟信号为所述α＝1的延迟信号和所述α＝2的延迟信号。另外，第四方式所涉及的SNR改善电路是第二方式所涉及的SNR改善电路，其中，所述一个以上的延迟信号为所述α＝1的延迟信号和所述α＝2的延迟信号。
另外，第五方式所涉及的SNR改善电路是第四方式所涉及的SNR改善电路，其中，在所述振幅调整部中处理的所述至少一个信号为所述α＝1的所述延迟信号，相对于所述α＝1的所述延迟信号设定为所述β＝4。
另外，第六方式所涉及的同步信息检测电路具备：第一至第五方式中的任一个所涉及的SNR改善电路；以及同步信息检测处理电路，根据所述SNR改善电路的所述加法部的相加结果，进行检测对所述输入信号的同步信息的处理。
另外，第七方式所涉及的通信装置是使用在同步报头中具有相同信号以既定周期重复既定次数的周期信号的分组而进行通信的通信装置，具备：第六方式所涉及的同步信息检测电路，所述同步信息检测电路内的所述SNR改善电路，将包含所述分组的接收信号作为所述输入信号而动作，所述同步信息检测电路内的所述同步信息检测处理电路，通过对来自所述SNR改善电路的输出信号进行所述同步信息的检测处理，与所述同步信息的检测定时同步地输出所述分组的同步定时信号。
另外，第八方式所涉及的SNR改善方法是改善输入信号的SNR的SNR改善方法，具备：延迟处理，使所述输入信号延迟并产生一个以上的延迟信号；以及加法处理，将所述一个以上的延迟信号与延迟前的所述输入信号相加，所述输入信号包含相同信号以既定周期重复既定次数的周期信号，在所述延迟处理中，以所述既定周期的α倍(α为自然数，相对于两个以上的延迟信号设定为不同的值)的延迟时间生成所述一个以上的延迟信号。
另外，第九方式所涉及的SNR改善方法是第八方式所涉及的SNR改善方法，还具备：振幅调整处理，对延迟前的所述输入信号和所述一个以上的延迟信号中的至少一个信号使振幅为β倍(β为正数，相对于多个信号分别设定值)，在所述加法处理中，关于所述至少一个信号，使用在所述振幅调整处理中振幅变为所述β倍以后的信号进行相加，将所述β设定为与不进行所述振幅调整处理的情况相比能够减轻在所述加法处理中的相加结果的衰减的值。
另外，第十方式所涉及的同步信息检测方法具备：第八或第九方式所涉及的SNR改善方法的各处理；以及同步信息检测处理，根据所述SNR改善电路的所述加法处理的相加结果，进行检测对所述输入信号的同步信息的处理。
根据上述第一方式，来自加法部的输出信号与原来的输入信号相比，周期信号部分放大。另一方面，由于输入信号所包含的噪声随机，相位不一致，故噪声的振幅不同样地放大。因此，能够改善周期信号部分的SNR。而且，由于能够通过延迟以及相加这样简单的处理而获得SNR改善效果，故能够以低成本提供SNR改善电路。
根据上述第二方式，在存在频率误差时，能够防止由衰减引起的SNR的降低。而且，由于能够通过振幅的调整这样简单的处理而获得防止SNR降低效果，故能够以低成本提供SNR改善电路。
根据上述第三以及第四方式，能够获得与延迟取得平衡的SNR改善效果。另外，由于生成两种延迟信号即可，故延迟部的构成简单。
根据上述第五方式，由于只对一个延迟信号进行振幅调整，故振幅调整部的构成简单。另外，根据β＝4这一设定，能够仅以偏移运算而非乘法进行振幅调整，能够减小电路规模。
根据上述第六方式，由于对改善了SNR的信号进行同步信息的检测，故与不具有SNR改善电路的构成相比能够获得高检测精度。
根据上述第七方式，由于能够以高精度检测同步报头，故从接收信号中检测出分组的概率，即分组捕获率变高。其结果，能够提高通信效率。
根据上述第八方式，加法处理后的信号与原来的输入信号相比，周期信号部分放大。另一方面，由于输入信号所包含的噪声随机，相位不一致，故噪声的振幅不同样地放大。因此，能够改善周期信号部分的SNR。而且，能够通过延迟以及相加这样简单的处理而获得SNR改善效果。
根据上述第九方式，在存在频率误差时，能够防止由衰减引起的SNR的降低。而且，能够通过振幅的调整这样简单的处理而获得防止SNR降低效果。
根据上述第十方式，由于对改善了SNR的信号进行同步信息的检测，故与不采用SNR改善方法的情况相比能够获得高检测精度。
通过以下详细的说明和附图，本发明的目的、特征、方面以及优点将变得更加清楚。
附图说明
图1是针对第一实施方式，概述通信装置的框图；
图2是针对第一实施方式，概述分组构成的图；
图3是针对第一实施方式，示出定时检测处理电路和SNR改善电路的构成例的框图；
图4是针对第一实施方式，示例没有SNR改善电路时的相关运算结果的波形图；
图5是针对第一实施方式，示例设有SNR改善电路时的相关运算结果的波形图；
图6是针对第二实施方式，示出SNR改善电路的构成例的框图；
图7是针对第二实施方式，示出SNR改善电路的其他构成例的框图；
图8是针对第三实施方式，示出SNR改善电路的构成例的框图。
具体实施方式
<第一实施方式>
<通信装置的概要>
在图1中，示出概述第一实施方式所涉及的通信装置1的框图。在此，虽然示例通信装置1为符合OFDM的无线通信装置的情况，但并不限定于此例。
通信装置1至少具有接收功能。即，通信装置1为接收专用装置或收发装置。在图1的示例中，通信装置1具有构成接收功能的一部分的同步定时检测电路(换言之，同步信息检测电路)2，同步定时检测电路2具有定时检测处理电路(换言之，同步信息检测处理电路)3和SNR改善电路4。
同步定时检测电路2通过对接收信号进行既定处理，将用于与接收信号中所包含的分组取得同步的定时作为同步信息检测，生成用于提供检测到的定时的同步定时信号并输出。同步定时信号被利用于对接收分组的各种处理(例如FFT(快速傅里叶变换：Fast Fourier Transform)运算)。此外，同步定时检测电路2构成所谓OSI(开放式系统互联：Open System Interconnection)参考模型的物理层(第一层)的一部分。
此外，检测对接收分组的同步定时无非是从接收信号中检测分组(换言之即分组捕获)，同时进行同步定时的检测和分组的检测。
向同步定时检测电路2输入的信号为数字的OFDM基带信号。该基带信号例如对通过天线接收的RF(射频：Radio Frequency)信号依次进行向IF(中频：Intermediate Frequency)信号的频率转换、向模拟的基带信号的转换、A/D(模拟数字：Analog to Digital)转换而获得。从接收RF信号生成数字的基带信号的处理由上述物理层的其他一部分(图示省略)进行。
同步定时检测电路2的上述原本功能通过该电路2中的定时检测处理电路3而实现。即，定时检测处理电路3通过对接收信号(在此为数字的OFDM基带信号)进行既定处理，将用于与接收信号中所包含的分组取得同步的定时作为同步信息而检测，输出检测结果。定时检测处理电路3的输出成为同步定时检测电路2的输出，即同步定时信号。
相对于以往的同步定时检测电路仅仅由定时检测处理电路3构成，本实施方式所涉及的同步定时检测电路2不仅具有定时检测处理电路3，还具有SNR改善电路4。
SNR改善电路4改善向该电路4输入的信号的SNR并输出。特别地，SNR改善电路4设于定时检测处理电路3的前级。因此，在同步定时处理电路2中成为处理对象的信号在SNR改善电路4中改善SNR，之后向定时检测处理电路3输入。
<分组构成>
在图2中，示出在通信装置1中接收的分组的构成的概要。此外，图2的分组构成符合IEEE802.15.4g。图2所示的分组10包含同步报头11、同步报头11随后的PHY(物理层)报头12、以及PHY报头12随后的PHY有效负载(payload)13。
同步报头11包含连续的四个短训练域(STF: short training field)14和这些STF14随后的两个长训练域(LTF: long training field)15。四个STF14为相同内容，另外，两个LTF15为相同内容。对STF14以及LTF15中的每个分配一个OFDM符号量的位长。
STF14具有预先规定的固定模式的信号16以既定周期z重复既定次数(在此为十次)的构成。即，STF14为具有周期性的信号(周期信号)。
另外，PHY有效负载13包含MAC(介质访问控制：Media Access Control)报头17、MAC报头17随后的MAC有效负载18、以及MAC有效负载18随后的MAC末尾19。
<定时检测处理电路3的示例>
在图3中，示出定时检测处理电路3的构成例。在图3中还示出SNR改善电路4的构成例，关于此，之后进行叙述。
在图3的示例中，定时检测处理电路3具有相关运算部30和判定部40。
相关运算部30对去往定时检测处理电路3的输入信号(在此为SNR改善电路4的输出)运算自相关，输出运算结果、所谓相关函数。在图3的示例中，相关运算部30具有复数共轭电路31、延迟电路32，乘法电路33以及滤波器34。
在相关运算部30中，输入信号(在此为SNR改善电路4的输出)输入复数共轭电路31和延迟电路32。复数共轭电路31生成输入信号的复数共轭信号并输出。延迟电路32使输入信号延迟既定时间M而输出。延迟时间M虽然能够设定为STF14(参照图2)的周期z的自然数倍(但是为同步报头11中的固定模式信号16的总数以下)，但是由于若M的值变大则延迟变大，故一般而言将M设定为z的数倍。在此设M＝z。此外，z的设定值已知，并给予通信装置1。复数共轭电路31的输出与延迟电路32的输出由乘法电路33相乘，相乘结果向滤波器34输入。滤波器34为所谓移动平均运算电路(LPF的一种)，关于既定时间宽度而运算输入信号(即乘法电路33的输出)的移动平均，输出运算结果。滤波器34的输出相当于相关运算部30的输出。
在此，由SNR改善电路4处理后的接收信号输入相关运算部30，但接收信号所包含的分组10的构成自身不由SNR改善电路4变更。因此，根据相关运算部30中的处理，输出关于在分组10中具有周期性的STF14示出强相关的信号。
判定部40从相关运算部30所生成的相关函数判定接收分组10的同步定时。在图3的示例中，判定部40具有绝对值电路41、比较电路42、判定电路43。
绝对值电路41生成相关运算部30的输出信号的振幅绝对值或与其相当的值的信号。作为绝对值电路41，例如能够使用自乘输入信号并输出的自乘电路。比较电路42将绝对值电路41的输出与预先设定的阈值比较，输出该比较结果。判定电路43从比较电路42的比较结果判定绝对值电路41的输出是否具有超过上述阈值的峰。此种峰对应于相关运算部30所生成的相关函数中的峰，基于分组10中的STF14的存在。即，判定电路43判定STF14的发现定时。判定电路43将STF14的发现定时，通过输出同步定时信号而向该电路43的外部通知。
如此，示例的定时检测处理电路3通过利用STF14的周期性检测同步报头11，从而检测同步定时。
此外，定时检测处理电路3的构成不限定于该示例，能够采用能够从接收信号检测接收分组10的同步定时的种种构成。
<SNR改善电路4的示例>
在图3的示例中，SNR改善电路4具有延迟部50和加法部60。
延迟部50使作为去往SNR改善电路4的输入信号的接收信号(在此为数字的OFDM基带信号)延迟生成两个延迟信号。在图3的示例中，延迟部50具有使接收信号延迟STF14(参照图2)的一个周期量的延迟时间(即z)的延迟电路51和使接收信号延迟STF14的两个周期量的延迟时间(即2×z)的延迟电路52。
加法部60将从延迟部50输出的两个延迟信号与接收信号(即延迟前的输入信号)相加。加法部60能够以加法电路构成。加法部60的相加结果成为SNR改善电路4的输出，向定时检测处理电路3输入。
说明SNR改善电路4的动作原理。首先，以下式(1)、(2)定义两个信号Y1、Y2。
[数学式1]
Figure 602732DEST_PATH_IMAGE001
。
在式(1)、(2)中，S为信号分量，N为白噪声分量。信号Y1、Y2的相加信号(合成信号)Y以下式(3)表示。
[数学式2]
Figure 801632DEST_PATH_IMAGE002
。
另外，若将相加前的信号Y1、Y2的SNR设为SNRsingle，则SNRsingle以下式(4)给出。此外，“E”表示平均运算，是在计算噪声的功率时广泛使用的表示法。
[数学式3]
Figure 470511DEST_PATH_IMAGE003
。
另外，若考虑关于白噪声的性质的下式(5)、(6)，则作为相加信号Y的SNR的SNRmrc以下式(7)给出。
[数学式4]
Figure 526192DEST_PATH_IMAGE004
。
[数学式5]
Figure 280521DEST_PATH_IMAGE005
。
此外，关于式(7)，由于白噪声分量N1、N2无相关，故下式(8)成立，由于信号分量S与白噪声分量N无相关，故下式(9)成立。
[数学式6]
Figure 17533DEST_PATH_IMAGE006
。
[数学式7]
Figure 603235DEST_PATH_IMAGE007
。
由式(4)、(7)，SNR的增益以下式(10)表示。
[数学式8]
Figure 33080DEST_PATH_IMAGE008
。
在此，假定在式(1)中信号Y1、Y2具有相同信号分量S。此种信号分量S相当于例如去往SNR改善电路4的输入信号中的STF14的部分和延迟电路51的输出信号中的STF14的部分。即，虽然去往SNR改善电路4的输入信号与延迟电路51的输出信号之间存在延迟时间z的偏差，但是两个信号在STF14的部分中具有相同信号分量。
因此，若将上述两个信号相加，则信号分量S的振幅变为两倍(参照式(3))，功率变为四倍。另一方面，由于噪声分量随机且无相关，故相加后的信号中振幅不会成为两倍(参照式(3))，而功率变为两倍。因此，SNR改善3dB(参照式(10))。
出于同样的讨论，由于在进一步相加来自延迟电路52的输出信号时，信号分量的功率变为9倍，噪声分量的功率变为3倍，故SNR的增益变为4.8dB。参照下式(11)。
[数学式9]
。
即，通过SNR改善电路4，能够向定时检测处理电路3提供SNR得到改善的接收信号。
在此，在图4中示例没有SNR改善电路4时的相关运算部30(或绝对值电路41)的输出信号波形，在图5中示例设有SNR改善电路4时的相关运算部30(或绝对值电路41)的输出信号波形。在图4以及图5中，横轴表示时间，纵轴表示信号水平，即相关水平。此外，若在图4和图5中统一纵轴的比例尺则图4的波形变小，故图4图示沿纵轴方向扩大的波形。
如从图4知道的，在没有SNR改善电路4时，出现多个细小的峰。与此相对，如从图5知道的，在有SNR改善电路4时，与图4的波形相比，峰明显化。因此，在例如通过与既定阈值的比较方案而进行峰检测时，能够通过SNR改善电路4的采用而提高检测精度。
如此，通过SNR改善电路4，来自加法部60的输出信号与原来的输入信号相比，作为周期信号的STF14放大。另一方面，由于输入信号所包含的噪声随机，相位不一致，故噪声的振幅不同样地放大。因此，能够改善STF14的SNR。而且，由于能够通过延迟以及相加这样简单的处理而获得SNR改善效果，故能够以低成本提供SNR改善电路4。
在上述示例的SNR改善电路4中，延迟部50生成两个延迟信号。与此相对，还能够使延迟部50所生成的延迟信号的数量为一个或者三个以上。此时，延迟信号的数量越多SNR的改善效果越大，而通过上述示例的两个延迟信号的利用，能够获得与延迟取得平衡的SNR改善效果。另外，如果是两个延迟信号的生成，则延迟部50的构成简单。
在此，通过延迟部50以STF14的周期z的α倍的延迟时间生成一个以上的延迟信号，能够获得SNR改善效果。此外，α为自然数，在生成两个以上的延迟信号时，对于各延迟信号设定不同的值。另外，α的上限值设定为同步报头11中的固定模式信号16的总数以下。
另外，通过设有SNR改善电路4的同步定时检测电路2，由于定时检测处理电路3对SNR改善电路4的输出进行STF14的定时检测，故能够获得高检测精度。
另外，由于将此种同步定时检测电路2采用于通信装置1，故能够以高检测精度检测同步报头11。从而，从接收信号中检测到分组的概率，即分组捕获率变高。其结果，能够提高通信效率。
<第二实施方式>
一般而言，将某信号与使该信号延迟的信号相加后的信号，与以多通道传输的接收信号相似。因此，上述SNR改善电路4的输出有可能产生与多通道同样的影响。例如，在频率偏移(换言之，频率误差)不存在或者小时，能够无视多通道的影响，但在不是这样的情况下产生较深的衰减。
另外，在将接收的RF信号向基带信号下变频(downconversion)时，产生频率偏移。此种频率偏移有时使相加后的信号产生衰减。若设上述频率偏移为Δf，将去往SNR改善电路4的输入信号表示为s(n)ei2πΔfn，则SNR改善电路4的输出信号y(n)由下式(12)表示。此外，为了使说明简单，在此无视噪声分量。
[数学式10]
Figure 612145DEST_PATH_IMAGE010
。
如由算式(12)知道的，频率偏移在相位旋转之外，通过(1＋2cos(2πΔfz))的分量引发衰减。例如cos(2πΔfz)＝﹣0.5时，相加信号y(n)＝0。
在第二实施方式中，说明能够减轻此种衰减的构成。
在图6中示例第二实施方式所涉及的SNR改善电路4B。SNR改善电路4B具有在上述SNR改善电路4(参照图3)中追加有振幅调整部70的构成，振幅调整部70调整向加法部60输入的信号的振幅。在图6的示例中，振幅调整部70具有使去往SNR改善电路4B的输入信号(即为延迟的原来的信号)的振幅为β0倍的乘法电路71、使延迟电路51的输出信号的振幅为β1倍的乘法电路72、以及使延迟电路52的输出信号的振幅为β2倍的乘法电路73。此外，相乘系数β0、β1、β2为正数，分别预先设定。在SNR改善电路4B中，通过乘法电路71至73调整了振幅的信号在加法部60中相加。
以下式(13)说明SNR改善电路4B的动作。
[数学式11]
Figure 255616DEST_PATH_IMAGE011
。
如由算式(13)知道的，通过调整系数β0、β1、β2，不管e-i2πΔfz变为怎样的值，都能够将(β0+β1e－i2πΔfz＋β2e-i4πΔfz)的值为2以上。例如β0＝1、β1＝4、β2＝1、时，式(13)变为下式(14)。
[数学式12]
Figure 590783DEST_PATH_IMAGE012
。
在算式(14)中，由于cos(2πΔfz)能取的最小值为﹣1，故(4＋2cos(2πΔfz))的最小值为2。即，相加后的信号的功率最小也为输入信号的四倍。从而，能够减轻衰减。
此外，将β0＝1、β1＝4、β2＝1时的SNR改善电路4B作为SNR改善电路4C示于图7中。在该SNR改善电路4C中，振幅调整部70只由乘法电路72构成。特别是若设系数β1为2的n次方的整数，则能够代替乘法电路而使用偏移电路。这一点对于系数β0、β2也同样。
通过这样地将关于振幅调整的系数β0、β1、β2的值以加法部60中的相加结果的衰减与不具备振幅调整部70的构成相比减轻的方式设定，从而能够在存在频率误差时，防止衰减引起的SNR的降低。而且，由于能够通过振幅的调整这样简单的处理获得防止SNR降低效果，故能够以低成本提供SNR改善电路4B、4C。
如从SNR改善电路4B、4C的示例知道的，可以对向加法部60输入的三个信号全部调整振幅，或者还可以只对向加法部60输入的三个信号中的一部分的信号调整振幅。此时，进行振幅调整的信号的数量越少，振幅调整部70的构成越简单。在此种观点中，优选只对一个信号进行振幅调整的SNR改善电路4C。另外，由于在SNR改善电路4C中设定为β1＝4，故能够只利用偏移运算而不是乘法来进行振幅调整，能够减小电路规模。
<第三实施方式>
在第三实施方式中，说明SNR改善电路的延迟部的其他构成例。在图8中示例第三实施方式所涉及的SNR改善电路4D。SNR改善电路4D对应于上述SNR改善电路4B(参照图6)。
根据图8的示例，SNR改善电路4D的延迟部50D具有延迟时间设定为z的延迟电路53、54。延迟电路53、54串联连接，去往SNR改善电路4D的输入信号(即接收信号)向延迟电路53输入，延迟电路53的输出向延迟电路54输入。根据此种构成，前级的延迟电路53输出使接收信号以延迟时间z延迟的信号，后级的延迟电路54输出使接收信号以延迟时间2×z延迟的信号。
SNR改善电路4D与上述SNR改善电路4B同样地动作，取得上述各种效果。
此外，在SNR改善电路4D设β0＝β1＝β2＝1的构成，即省略了振幅调整部70的构成与上述SNR改善电路4(参照图3)同样地动作。另外，在SNR改善电路4D中设β0＝1、β1＝4、β2＝1的构成与上述SNR改善电路4C(参照图7)同样地动作。
<变形例>
以上示例了SNR改善电路4、4B～4D用于通信装置1的情况，但SNR改善电路4、4B～4D的适用不限定于此。具体而言，不限于通信分组10，SNR改善电路4、4B～4D对包含相同信号以既定周期重复既定次数的周期信号的信号是有用的。
另外，以上示例了同步定时检测电路2在通信装置1用于给予分组10的同步定时的情况，但同步定时检测电路2的适用不限定于此。
另外，能够通过例如软件实现在SNR改善电路4、4B～3D的各部分50、50D、60、70中进行的处理。更具体而言，还可以将各部分50、50D、60、70中的处理记述于程序并存放于存储器，使处理器(换言之，计算机)执行该程序。
上述程序以及处理器还可以搭载于SNR改善电路，或者，在例如通过个人计算机执行上述程序时，能够进行SNR改善模拟。
另外，在同步定时检测电路2中进行的处理也能够通过例如软件而实现。
虽然详细地说明了本发明，但上述说明在所有方面中均为示例，本发明不限定于此。理解为未示例的无数变形例能够想到而不脱离本发明的范围的例子。
符号说明
1 通信装置；2 同步定时检测电路(同步信息检测电路)；3 定时检测处理电路(同步信息检测处理电路)；4、4B～4D SNR改善电路；10 分组；11 同步报头；14 STF(周期信号)；16 固定模式信号；50、50D 延迟部；51～54 延迟电路；60 加法部；70 振幅调整部；z 周期。

Claims (10)

1. 一种改善输入信号的SNR的SNR改善电路(4、4B～4D)，具备：
延迟部(50、50D)，使所述输入信号延迟并产生一个以上的延迟信号；以及
加法部(60)，将所述一个以上的延迟信号与延迟前的所述输入信号相加，
所述输入信号包含相同信号(16)以既定周期(z)重复既定次数的周期信号(14)，
所述延迟部以所述既定周期的α倍的延迟时间生成所述一个以上的延迟信号，其中α为自然数，相对于两个以上的延迟信号设定为不同的值。
2. 根据权利要求1所述的SNR改善电路(4B～4D)，还具备：
振幅调整部(70)，对延迟前的所述输入信号和所述一个以上的延迟信号中的至少一个信号使振幅为β倍，其中β为正数，相对于多个信号分别设定值，
关于所述至少一个信号，所述加法部使用在所述振幅调整部中振幅变为所述β倍以后的信号进行相加，
所述β设定为与不具备所述振幅调整部的构成相比能够减轻在所述加法部中的相加结果的衰减的值。
3. 根据权利要求1所述的SNR改善电路(4、4B～4D)，其中，
所述一个以上的延迟信号为所述α＝1的延迟信号和所述α＝2的延迟信号。
4. 根据权利要求2所述的SNR改善电路(4B～4D)，其中，
所述一个以上的延迟信号为所述α＝1的延迟信号和所述α＝2的延迟信号。
5. 根据权利要求4所述的SNR改善电路(4C)，其中，
在所述振幅调整部中处理的所述至少一个信号为所述α＝1的所述延迟信号，
相对于所述α＝1的所述延迟信号，设定为所述β＝4。
6. 一种同步信息检测电路(2)，具备：
权利要求1至权利要求5中的任一项所述的SNR改善电路(4、4B～4D)；以及
同步信息检测处理电路(3)，根据所述SNR改善电路的所述加法部的相加结果，进行检测对所述输入信号的同步信息的处理。
7. 一种通信装置(1)，使用分组(10)进行通信，该分组在同步报头(11)中具有相同信号(16)以既定周期(z)重复既定次数的周期信号(14)，所述通信装置，具备：
权利要求6所述的同步信息检测电路(2)，
所述同步信息检测电路内的所述SNR改善电路，将包含所述分组的接收信号作为所述输入信号而动作，
所述同步信息检测电路内的所述同步信息检测处理电路，通过对来自所述SNR改善电路的输出信号进行所述同步信息的检测处理，与所述同步信息的检测定时同步地输出所述分组的同步定时信号。
8. 一种改善输入信号的SNR的SNR改善方法，具备：
延迟处理(50、50D)，使所述输入信号延迟并产生一个以上的延迟信号；以及
加法处理(60)，将所述一个以上的延迟信号与延迟前的所述输入信号相加，
所述输入信号包含相同信号(16)以既定周期(z)重复既定次数的周期信号(14)，
在所述延迟处理中，以所述既定周期的α倍的延迟时间生成所述一个以上的延迟信号，其中α为自然数，相对于两个以上的延迟信号设定为不同的值。
9. 根据权利要求8所述的SNR改善方法，还具备：
振幅调整处理(70)，对延迟前的所述输入信号和所述一个以上的延迟信号中的至少一个信号使振幅为β倍，其中β为正数，相对于多个信号分别设定值，
在所述加法处理中，关于所述至少一个信号，使用在所述振幅调整处理中振幅变为所述β倍以后的信号进行相加，
将所述β设定为与不进行所述振幅调整处理的情况相比能够减轻在所述加法处理中的相加结果的衰减的值。
10. 一种同步信息检测方法，具备：
权利要求8或权利要求9所述的SNR改善方法的各处理；以及
同步信息检测处理(3)，根据所述SNR改善方法的所述加法处理的相加结果，进行检测对所述输入信号的同步信息的处理。
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