CN103354444A

CN103354444A - 一种低功耗可变增益放大器

Info

Publication number: CN103354444A
Application number: CN 201310294078
Authority: CN
Inventors: 杨骁�; 张俏; 蒋本福; 凌朝东; 黄炜炜; 莫冰
Original assignee: Huaqiao University
Current assignee: Huaqiao University
Priority date: 2013-07-12
Filing date: 2013-07-12
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2033-07-12
Also published as: CN103354444B

Abstract

本发明涉及模拟集成电路领域。一种低功耗可变增益放大器，包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1、数字控制开关阵列A₁～A_n-1、数字控制开关阵列可变电流源阵列I₁～I_n-1、可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1、开关阵列K₁～K_n-1、固定电流源I₀和I_SS、固定电阻R_d0和R_s0，可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1中的有效电阻值由数字控制开关阵列A₁～A_n-1控制，可变电流源阵列I₁～I_n-1中的电流源由数字控制开关阵列控制，该可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1中的有效电阻值由开关阵列K₁～K_n-1控制，并使得可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：通过这种设计方法，在同样实现稳定输出共模的同时，省去了共模反馈电路，从而降低了电路设计复杂性与功耗。

Description

一种低功耗可变增益放大器

技术领域

本发明涉及模拟集成电路领域，尤其具体涉及一种应用于短距离无线接收发机中的无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器。

背景技术

可变增益放大器(VGA)是自动增益控制系统(AGC)中的关键组成部分，主要应用于无线接收发机系统中，可根据信号强弱来对信号进行放大或衰减，避免信号过强时造成接收机阻塞或信号过弱时信号丢失，有利于提高整个无线接收发机系统的动态范围。在AGC系统中，VGA的设计性能直接影响AGC的选择性和灵敏度。在现代接收机结构中，通常把信号强弱的检测都放在数字域中进行，这使数字控制的VGA得到越来越广泛的应用。常见的数字控制VGA结构有两种：一种是闭环结构，通过负反馈的方法可精确地设定增益，具有较高的线性度，但其带宽小，电路设计比较复杂，功耗较大；另一种开环结构，通过改变开环电路的跨导和负载值(A=gmRL)来实现增益的变化，具有带宽大，电路简单，功耗低的特点。

基于源极负反馈的全差分共源极结构的VGA由于具有带宽大，线性度较好，功耗低等优点，得到了广泛应用。该类型VGA通过改变源极反馈电阻和负载电阻值阻值可实现增益可变。但是，当通过改变输出负载来改变VGA增益时，其输出共模电压变化较大，所以需要稳定输出共模电压电路来稳定输出共模，传统上采用共模反馈电路来稳定输出共模。

请参阅图1，该图1示出了使用共模反馈电路来稳定输出共模的可变增益放大器(VGA)电路。该VGA采用带源极负反馈的全差分共源极放大器结构，其电压增益A_V'可表示为：

{A_{V}}^{'} = N \frac{R_{D} | | R_{C}}{R_{S} / 2} \approx N \frac{R_{D}}{R_{S} / 2}

（一般而言R_C□R_D）（1）

其中N为晶体管M3与M7的尺寸比，R_S、R_D和R_C分别为源极反馈电阻、负载电阻和用于检测共模电平而加在输出端的电阻，其增益可通过改变R_S、R_D电阻阻值来实现。

采用改变输出负载电阻R_D来调节VGA增益会使差分输出的共模电平会随着负载的变化而变化，从而使得与VGA级联的后级电路无法正常工作。可以通过共模反馈环路（CMFB）来稳定输出共模，但是这会大大增加电路设计的复杂性，增大了整个VGA的功耗，并需要加入额外的电阻来检测输出共模电压，消耗大量芯片面积。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提出了一种新的简单方法来稳定输出共模电压，通过在改变负载阻值的同时，改变流过负载的电流以使得输出共模电压保持不变，这样便省去了传统的共模反馈电路，简化了电路设计，降低了VGA的功耗和芯片面积。

本发明的无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器的主要实现思路为：

带源极负反馈的全差分共源极放大器的增益可表示为：

A_{v} = \frac{R_{D}}{\frac{1}{g_{m}} + R_{S} / 2} \approx \frac{R_{D}}{R_{S} / 2}

（2）

式中g_m为差分输入对管的跨导，R_D为负载电阻，R_S为源极反馈电阻。由式（2）可以看出VGA增益由电阻R_D和R_S的比值决定,在本发明中通过使用开关阵列来分别改变R_D，R_S的值，获得多种不同的增益，并且通过在改变负载R_D的同时改变流过负载R_D的电流，保证输出共模电压保持恒定，实现了一种新的简单的稳定输出共模电压的方法，省去了传统的共模反馈电路。

本发明所采用的技术方案是：一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器，包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1、第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1、第二数字控制开关阵列

可变电流源阵列I₁～I_n-1、可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1、开关阵列K₁～K_n-1、固定电流源I₀和I_SS、固定电阻R_d0和R_s0，

所述差分共源极放大单元，包括并联的第一差分放大管M1和第二差分放大管M2,用于接收并放大差分信号，

所述可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1和固定电阻R_d0串联后连接在电源电压V_DD和差分共源极放大单元的漏极之间，可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1中的有效接入电阻值由第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1所控制，

所述可变电流源阵列I₁～I_n-1，连接在电源电压V_DD和差分共源极放大单元的漏极之间，该可变电流源阵列I₁～I_n-1的电流源由第二数字控制开关阵列

所控制，第二数字控制开关阵列

与第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1开关状态相反，即若开关A₁导通，则开关A₁断开；若开关A₁断开，则开关A₁导通，

所述可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1和固定电阻R_s0并联后连接在第一差分放大管M1的源极和第二差分放大管M2的源极之间，可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1中的有效接入电阻值由开关阵列K₁～K_n-1所控制，

所述固定电流源I₀连接在电源电压V_DD和差分共源极放大单元的漏极之间，

所述固定电流源I_SS连接在差分共源极放大单元的源极和接地电压之间，

所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：

{(V}_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})],

其中

为第一数字控制开关阵列A₁,A₂···A_n-1的开关状态，若第一数字控制开关阵列A₁,A₂···A_n-1导通，则

的值为0；若第一数字控制开关阵列A₁,A₂···A_n-1断开，则

的值为1；B₁,B₂···B_n-1为第二数字控制开关阵列的开关状态，若第二数字控制开关阵列

导通，则B₁,B₂···B_n-1的值为1；若第二数字控制开关阵列

断开，则B₁,B₂···B_n-1的值为0；且

和A₁,A₂···A_n-1互为逻辑相反信号，即A₁若导通，则

关断，A₁若关断，则

导通；V_C表示设计所期望的输出共模电压值。

进一步的，所述可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1由n-1个电阻串联，由所述数字控制开关阵列A₁～A_n-1来控制使对应的每个电阻R_d1，R_d2……，R_dn-1被短路或被接入负载，从而改变负载的电阻值。

进一步的，所述可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1由n-1个电阻并联，其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极，所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极，开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁与电阻R_s1串联，开关K₂与电阻R_s2串联，……，开关K_n-1与电阻R_sn-1串联，从而通过开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁，K₂……，K_n-1断开和导通，来改变接入源极的电阻值。

更进一步的，取n=2，则可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1包括电阻R_d1，则负载电阻包括电阻R_d0和电阻R_d1，所述电阻R_d0包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d0和电阻B_R_d0，且电阻R_d0电阻值=电阻A_R_d0电阻值=电阻B_R_d0电阻值，所述电阻A_R_d0为电阻R5，所述电阻B_R_d0为电阻R6，所述电阻R_d1包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d1和电阻B_R_d1，且电阻R_d1电阻值=电阻A_R_d1电阻值=电阻B_R_d1电阻值，所述电阻A_R_d1为电阻R7，所述电阻B_R_d1为电阻R8，所述电阻R7和电阻R5串联，电阻R7的另一端与电源电压V_DD连接，电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接，所述电阻R8和电阻R6串联，电阻R8另一端与电源电压V_DD连接，电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接，

所述第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1包括数字控制开关A₁，所述数字控制开关A₁由开关管M13和开关管M14组成，所述开关管M13、开关管M14的源极分别与电源电压V_DD连接，所述开关管M13、开关管M14的栅极分别外接数字控制信号A_D1，所述开关管M13的漏极接于电阻R5和电阻R7的共同连接端，所述开关管M14的漏极接于电阻R6和电阻R8的共同连接端，

所述第二数字控制开关阵列

包括数字控制开关

所述数字控制开关

由开关管M12和COMS传输门组成，所述开关管M12的源极与电源电压V_DD连接，所述开关管M12漏极分别与电流源管M10和电流源管M11的栅极连接，同时与CMOS传输门一端连接，所述COMS传输门由开关管M19和开关管M20并联构成，所述COMS传输门一端与晶体管M9的栅极连接，另一端与开关管M12的漏极、电流源管M10和电流源管M11的栅极连接，所述开关管M12、COMS传输门开关管M20的栅极均外接数字控制信号A_D1，所述COMS传输门开关管M19的栅极外接数字控制信号A_{D1_N}，数字控制信号A_D1和数字控制信号A_{D1_N}互为逻辑相反信号，

所述可变电流源阵列I₁～I_n-1包括电流源I₁，所述电流源I₁包括对称的两部分，分别为电流A_I₁和电流B_I₁,且电流I₁电流值=电流A_I₁电流值=电流B_I₁电流值，所述电流A_I₁由电流源管M10与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流I_REF构成，所述电流B_I₁由电流源管M11与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流I_REF构成，所述电流源管M10和电流源管M11的栅极均与所述COMS传输门一端连接，所述电流源管M10和电流源管M11的源极均与电源电压V_DD连接，所述电流源管M10和电流源管M11的漏极分别与所述电流源管M3和电流源管M4的漏极连接，

所述固定电流源I₀包括对称的两部分分别为电流A_I₀和电流B_I₀,且电流I₀电流值=电流A_I₀电流值=电流B_I₀电流值,所述电流A_I₀由电流源管M3与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流I_REF构成，所述电流B_I₀由电流源管M4与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流I_REF构成，所述电流源管M3和电流源管M4的源极均与电源电压V_DD连接，所述电流源管M3和电流源管M4的栅极通过所述CMOS传输门与电流源管M9的栅极和漏极连接，

所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：

V_{C} = V_{DD} - [(I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

当数字控制信号A_D1=0，A_{D1_N}=1时，开关管M13和开关管M14导通，即数字控制开关A₁导通，电阻R7和电阻R8被短路，即可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1中的负载R_d1被短路，此时总的负载电阻为R_d0，总的负载电阻值=电阻R5的电阻值=电阻R6的电阻值；同时，开关管M12导通，CMOS传输门断开，电流源管M10、电流源管M11的栅极电位被拉高到电源电压V_DD，因此电流源管M10、电流源管M11断开，即数字控制开关

断开，可变电流源阵A_I₁和B_I₁断开，并且由于固定电流源A_I₀和B_I₀接入电路，所以流过负载电阻R5、电阻R6的电流分别为I_ss-A_I₀和I_ss-B_I₀，并且I_ss-A_I₀=I_ss-B_I₀；

此时，数字控制开关A₁导通，即，数字控制开关

断开，即B₁=0，代入到上述条件式

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

中得到：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀)×(R_d0)]

当数字控制信号A_D1=1，A_{D1_N}=0时，开关管M13和开关管M14断开，即数字控制开关A₁断开，此时可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1中的有效接入电阻R_d1，总的负载电阻为电阻R_d1与电阻R_d0串联，总的负载电阻值=电阻R5电阻值+电阻R7电阻值=电阻R6电阻值+电阻R8电阻值；同时，开关管M12断开，CMOS传输门导通，电流源管M10、电流源管M11的栅极与晶体管M9的栅极相连，构成电流镜，即数字控制开关

导通，可变电流源阵列A_I₁和B_I₁被接入电路，此时流过负载电阻R_d1与电阻R_d0的电流分别为为I_ss-A_I₀-A_I₁和I_ss-B_I₀-B_I₁，且有I_ss-A_I₀-A_I₁=I_ss-B_I₀-B_I₁；

此时，数字控制开关A₁断开，即

数字控制开关

导通，即B₁=1，代入到上述条件式

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

中得到：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×(R_d0+R_d1)]

从而V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×(R_d0+R_d1)]=V_DD-[(I_SS-I₀)×(R_d0)]=V_c，通过设计合理的电流源I₁和电阻R_d1的值，保证可变增益放大器输出共模电压保持恒定。

更进一步的，根据具体实现工艺电源电压V_DD,设计合适的固定电流源I_SS、I₀和固定电阻R_d0，得到

当n>2时的情况可以此类推得到一般式：

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})]

本发明的工作原理为：当第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1全部导通时，即

第二数字控制开关阵列

为其逻辑相反信号，则数字控制开关阵列

全部断开（B₁,B₂···B_n-1均为0），此时接入负载的有效电阻值为最小值R_d0，可变电流源阵列中的电流I₁～I_n-1没有接入，则流过负载电阻支路R_d0的电流为最大，其输出共模电压：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀)×R_d0]

当通过选择可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1来改变增益时，例如使A₁开关断开

A₂～A_n-1仍然导通

则

导通（B₁为1），仍然断开（B₂···B_n-1为0），此时电阻R_d1接入负载中，R_d2～R_dn-1被短路，负载有效电阻值为(R_d0+R_d1)短路，可变电流源阵列中的电流I₁接入，流过电阻(R_d0+R_d1)的电流为(I_SS-I₀-I₁),其输出共模电压为：

V_C1=V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×（R_d0+R_d1)]

设计合适的电流源I₁和接入电阻R_d1使其满足V_C1=V_C，即：

(I_SS-I₀-I₁)×（R_d0+R_d1)=(I_SS-I₀)×R_d0

则在该情况下的输出共模与之前共模电平相等；

以此类推，设计合适可变电流源阵列I₁～I_n-1，以及可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1电阻值，使之满足以下条件：

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})]

则可保证不同增益下，VGA的输出共模电压保持稳定。

本发明通过采用上述技术方案，与现有技术相比，具有如下优点：通过这种设计方法，在同样实现稳定输出共模的同时，省去了共模反馈电路，从而降低了电路设计复杂性与功耗，节省了芯片面积。

附图说明

图1是现有技术中的带共模反馈电路的可变增益放大器电路结构图；

图2是本发明的第一实施例的可变增益放大器电路结构图；

图3是本发明的第二实施例的可变增益放大器电路结构图。

具体实施方式

现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

实施例1：

如图2所示，本发明一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器，所述可变增益放大器包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1、第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1、第二数字控制开关阵列可变电流源阵列I₁～I_n-1、可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1、开关阵列K₁～K_n-1、固定电流源I₀和I_SS、固定电阻R_d0和R_s0，

所述可变电流源阵列I₁～I_n-1，连接在电源电压V_DD和差分共源极放大单元的漏极之间，该可变电流源阵列I₁～I_n-1的电流源由第二数字控制开关阵列所控制，第二数字控制开关阵列

与第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1开关状态相反，即若开关A₁导通，则开关

断开；若开关A₁断开，则开关导通，

所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})],

其中

的值为0；若第一数字控制开关阵列A₁,A₂···A_n-1断开，则

导通，则B₁,B₂···B_n-1的值为1；若第二数字控制开关阵列

断开，则B₁,B₂···B_n-1的值为0；且

和

互为逻辑相反信号，即A₁若导通，则

关断，A1若关断，则

导通；V_C表示设计所期望的输出共模电压值。

所述可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1由n-1个电阻串联，由所述数字控制开关阵列A₁～A_n-1来控制使对应的每个电阻R_d1，R_d2……，R_dn-1被短路或被接入负载，从而改变负载的电阻值。

所述可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1由n-1个电阻并联，其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极，所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极，开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁与电阻R_s1串联，开关K₂与电阻R_s2串联，……，开关K_n-1与电阻R_sn-1串联，从而通过开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁，K₂……，K_n-1断开和导通，来改变接入源极的电阻值。

本发明的工作原理为：当数字控制开关阵列A₁～A_n-1全部导通时

数字控制开关阵列

为其逻辑相反信号，则数字控制开关阵列

全部断开（B₁,B₂···B_n-1为0），此时接入负载的有效电阻值为最小值R_d0，可变电流源阵列中的电流I₁～I_n-1没有接入，则流过负载电阻支路R_d0的电流为最大，其输出共模电压：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀)×R_d0]

当通过选择可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1来改变增益时，例如使A₁开关断开A₂～A_n-1仍然导通

则

导通（B₁为1），

仍然断开（B₂···B_n-1为0），此时电阻R_d1接入负载中，R_d2～R_dn-1被短路，负载有效电阻值为(R_d0+R_d1)短路，可变电流源阵列中的电流I₁接入，流过电阻(R_d0+R_d1)的电流为(I_SS-I₀-I₁),其输出共模电压为：

V_C1=V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×（R_d0+R_d1)]

设计合适的电流源I₁和接入电阻R_d1使其满足V_C1=V_C，即：

(I_SS-I₀-I₁)×（R_d0+R_d1)=(I_SS-I₀)×R_d0

则在该情况下的输出共模电压与之前输出共模电压相等；

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})]

则可保证不同增益下，VGA的输出共模电压保持稳定。

通过满足上述关系式，从而可以得到其他增益的控制情况，最后实现通过改变负载阻值来改变增益时，保持其输出共模不变。

实施例2：

基于上述放大器电路原理及工作方式，本发明优选一个更加具体的优选实施例来进一步说明本发明的实现方式。

参考图3所示,作为一个更加具体的优选实施例，本发明一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器，取n=2，则可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1包括电阻R_d1，则负载电阻包括电阻R_d0和电阻R_d1，所述电阻R_d0包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d0和电阻B_R_d0，且电阻R_d0电阻值=电阻A_R_d0电阻值=电阻B_R_d0电阻值，所述电阻A_R_d0为电阻R5，所述电阻B_R_d0为电阻R6，所述电阻R_d1包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d1和电阻B_R_d1，且电阻R_d1电阻值=电阻A_R_d1电阻值=电阻B_R_d1电阻值，所述电阻A_R_d1为电阻R7，所述电阻B_R_d1为电阻R8，所述电阻R7和电阻R5串联，电阻R7的另一端与电源电压V_DD连接，电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接，所述电阻R8和电阻R6串联，电阻R8另一端与电源电压VDD连接，电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接，

所述第二数字控制开关阵列

包括数字控制开关

所述数字控制开关

所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：

V_{C} = V_{DD} - [(I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

此时，数字控制开关A₁导通，即

数字控制开关

断开，即B₁=0，代入到上述条件式

V_{C} = V_{DD} - [(I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

中得到：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀)×(R_d0)]

当数字控制信号A_D1=1，A_{D1_N}=0时，开关管M13和开关管M14断开，即数字控制开关A₁断开，此时可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1中的有效接入电阻R_d1，总的负载电阻为电阻R_d1与电阻R_d0串联，总的负载电阻值=电阻R5电阻值+电阻R7电阻值=电阻R6电阻值+电阻R8电阻值；同时，开关管M12断开，CMOS传输门导通，电流源管M10、电流源管M11的栅极与晶体管M9的栅极相连，构成电流镜，即数字控制开关导通，可变电流源阵列A_I₁和B_I₁被接入电路，此时流过负载电阻R_d1与电阻R_d0的电流分别为为I_ss-A_I₀-A_I₁和I_ss-B_I₀-B_I₁，且有I_ss-A_I₀-A_I₁=I_ss-B_I₀-B_I₁；

此时，数字控制开关A₁断开，即

数字控制开关

导通，即B₁=1，代入到上述条件式

V_{C} = V_{DD} - [(I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1})]

中得到：

V_C=V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×(R_d0+R_d1)]

从而V_DD-[(I_SS-I₀-I₁)×(R_d0+R_d1)]=V_DD-[(I_SS-I₀)×(R_d0)]=Vc，通过设计合理的电流源I₁和电阻R_d1的值，保证可变增益放大器输出共模电压保持恒定。

本实施例中，根据具体实现工艺，以及电源电压V_DD,设计合适的固定电流源I_SS、I₀和固定电阻R_d0得到V_C=V_DD-[(I_SS-I₀)×(R_d0)]，在电路设计时，根据带宽的要求、功耗与线性度的折衷考虑，电路的关键设计参数为电源电压V_DD=3V,R₅=R₇=50KΩ，I_SS＝50μA，I₀＝20μA，I₁＝15μA，并且电流源管M3(M4)、M10(M11)和M5(M6)的L值取较大的值（L＝8μm）则

V_{C} = 3 - (50 - 20) * 50 = 3 - 1.5 = 1.5 = \frac{1}{2} V_{DD} .

在上述参数下，电流源M3、M10管的等效输出阻抗远远大于R5+R7，因此可以忽略它们对输出负载RD的影响，同理也可以忽略M5管的等效输出阻抗对源极反馈电阻RS的影响。电路仿真结果表明，在放大器不同增益之间切换时，其输出共模电压变化范围小于10mV，所以该电路能够较好地稳定输出共模电压，省去了额外的共模反馈电路，降低了电路的复杂性和功耗。

通过对电路参数的设计，可实现两者输出共模的相等。与现有可变增益放大器电路相比，本发明电路在保持稳定输出共模电压的同时省去了共模反馈电路，降低了电路设计的复杂度及整体功耗。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。

Claims

1.一种低功耗可变增益放大器，其特征在于：包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1、第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1、第二数字控制开关阵列

所控制，第二数字控制开关阵列

与第一数字控制开关阵列A₁～A_n-1开关状态相反，即若开关A₁导通，则开关断开；若开关A₁断开，则开关

导通，

所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式：

V_{C} = V_{DD} - [I_{SS} - I_{0} - B_{1} \cdot I_{1} - B_{2} \cdot I_{2} - \cdot \cdot \cdot - B_{n - 1} \cdot I_{n - 1}) \times (R_{d 0} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{1} \cdot R_{d 1} + {\overset{&OverBar;}{B}}_{2} \cdot R_{d 2} + \cdot \cdot \cdot + {\overset{&OverBar;}{B}}_{n - 1} \cdot R_{dn - 1})],

其中

为第一数字控制开关阵列A₁,A₂…A_n-1的开关状态，若第一数字控制开关阵列A₁,A₂…A_n-1导通，则

的值为0；若第一数字控制开关阵列A₁,A₂…A_n-1断开，则

的值为1；B₁,B₂…B_n-1为第二数字控制开关阵列

的开关状态，若第二数字控制开关阵列

导通，则B₁,B₂…B_n-1的值为1；若第二数字控制开关阵列

断开，则B₁,B₂…B_n-1的值为0；且和A₁,A₂…A_n-1互为逻辑相反信号，即A₁若导通，则

关断，A₁若关断，则

导通；V_C表示设计所期望的输出共模电压值。

2.根据权利要求1所述的一种低功耗可变增益放大器，其特征在于：所述可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1由n-1个电阻串联，由所述数字控制开关阵列A₁～A_n-1来控制使对应的每个电阻R_d1，R_d2……，R_dn-1被短路或被接入负载，从而改变负载的电阻值。

3.根据权利要求2所述的一种低功耗可变增益放大器，其特征在于：所述可变源级反馈电阻阵列R_s1～R_sn-1由n-1个电阻并联，其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极，所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极，开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁与电阻R_s1串联，开关K₂与电阻R_s2串联，……，开关K_n-1与电阻R_sn-1串联，从而通过开关阵列K₁～K_n-1中的开关K₁，K₂……，K_n-1断开和导通，来改变接入源极的电阻值。

4.根据权利要求3所述的一种低功耗可变增益放大器，其特征在于：取n=2，则可变负载电阻阵列R_d1～R_dn-1包括电阻R_d1，则负载电阻包括电阻R_d0和电阻R_d1，所述电阻R_d0包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d0和电阻B_R_d0，且电阻R_d0电阻值=电阻A_R_d0电阻值=电阻B_R_d0电阻值，所述电阻A_R_d0为电阻R5，所述电阻B_R_d0为电阻R6，所述电阻R_d1包括对称的两部分，分别为电阻A_R_d1和电阻B_R_d1，且电阻R_d1电阻值=电阻A_R_d1电阻值=电阻B_R_d1电阻值，所述电阻A_R_d1为电阻R7，所述电阻B_R_d1为电阻R8，所述电阻R7和电阻R5串联，电阻R7的另一端与电源电压V_DD连接，电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接，所述电阻R8和电阻R6串联，电阻R8另一端与电源电压V_DD连接，电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接，

所述第二数字控制开关阵列