CN103354444B - 一种低功耗可变增益放大器 - Google Patents
一种低功耗可变增益放大器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及模拟集成电路领域。一种低功耗可变增益放大器,包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n‑1)、数字控制开关阵列A1~An‑1、数字控制开关阵列可变电流源阵列I1~In‑1、可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n‑1)、开关阵列K1~Kn‑1、固定电流源I0和ISS、固定电阻Rd0和Rs0,可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n‑1)中的有效电阻值由数字控制开关阵列A1~An‑1控制,可变电流源阵列I1~In‑1中的电流源由数字控制开关阵列控制,该可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n‑1)中的有效电阻值由开关阵列K1~Kn‑1控制,并使得可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:通过这种设计方法,在同样实现稳定输出共模的同时,省去了共模反馈电路,从而降低了电路设计复杂性与功耗。
Description
技术领域
本发明涉及模拟集成电路领域,尤其具体涉及一种应用于短距离无线接收发机中的无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器。
背景技术
可变增益放大器(VGA)是自动增益控制系统(AGC)中的关键组成部分,主要应用于无线接收发机系统中,可根据信号强弱来对信号进行放大或衰减,避免信号过强时造成接收机阻塞或信号过弱时信号丢失,有利于提高整个无线接收发机系统的动态范围。在AGC系统中,VGA的设计性能直接影响AGC的选择性和灵敏度。在现代接收机结构中,通常把信号强弱的检测都放在数字域中进行,这使数字控制的VGA得到越来越广泛的应用。常见的数字控制VGA结构有两种:一种是闭环结构,通过负反馈的方法可精确地设定增益,具有较高的线性度,但其带宽小,电路设计比较复杂,功耗较大;另一种开环结构,通过改变开环电路的跨导和负载值(A=gmRL)来实现增益的变化,具有带宽大,电路简单,功耗低的特点。
基于源极负反馈的全差分共源极结构的VGA由于具有带宽大,线性度较好,功耗低等优点,得到了广泛应用。该类型VGA通过改变源极反馈电阻和负载电阻值阻值可实现增益可变。但是,当通过改变输出负载来改变VGA增益时,其输出共模电压变化较大,所以需要稳定输出共模电压电路来稳定输出共模,传统上采用共模反馈电路来稳定输出共模。
请参阅图1,该图1示出了使用共模反馈电路来稳定输出共模的可变增益放大器(VGA)电路。该VGA采用带源极负反馈的全差分共源极放大器结构,其电压增益AV'可表示为:
其中N为晶体管M3与M7的尺寸比,RS、RD和RC分别为源极反馈电阻、负载电阻和用于检测共模电平而加在输出端的电阻,其增益可通过改变RS、RD电阻阻值来实现。
采用改变输出负载电阻RD来调节VGA增益会使差分输出的共模电平会随着负载的变化而变化,从而使得与VGA级联的后级电路无法正常工作。可以通过共模反馈环路(CMFB)来稳定输出共模,但是这会大大增加电路设计的复杂性,增大了整个VGA的功耗,并需要加入额外的电阻来检测输出共模电压,消耗大量芯片面积。
发明内容
为了解决上述技术问题,本发明提出了一种新的简单方法来稳定输出共模电压,通过在改变负载阻值的同时,改变流过负载的电流以使得输出共模电压保持不变,这样便省去了传统的共模反馈电路,简化了电路设计,降低了VGA的功耗和芯片面积。
本发明的无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器的主要实现思路为:
带源极负反馈的全差分共源极放大器的增益可表示为:
式中gm为差分输入对管的跨导,RD为负载电阻,RS为源极反馈电阻。由式(2)可以看出VGA增益由电阻RD和RS的比值决定,在本发明中通过使用开关阵列来分别改变RD,RS的值,获得多种不同的增益,并且通过在改变负载RD的同时改变流过负载RD的电流,保证输出共模电压保持恒定,实现了一种新的简单的稳定输出共模电压的方法,省去了传统的共模反馈电路。
本发明所采用的技术方案是:一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器,包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)、第一数字控制开关阵列A1~An-1、第二数字控制开关阵列可变电流源阵列I1~In-1、可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)、开关阵列K1~Kn-1、固定电流源I0和ISS、固定电阻Rd0和Rs0,
所述差分共源极放大单元,包括并联的第一差分放大管M1和第二差分放大管M2,用于接收并放大差分信号,
所述可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)和固定电阻Rd0串联后连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻值由第一数字控制开关阵列A1~An-1所控制,
所述可变电流源阵列I1~In-1,连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,该可变电流源阵列I1~In-1的电流源由第二数字控制开关阵列所控制,第二数字控制开关阵列与第一数字控制开关阵列A1~An-1开关状态相反,即若开关A1导通,则开关断开;若开关A1断开,则开关导通,
所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)和固定电阻Rs0并联后连接在第一差分放大管M1的源极和第二差分放大管M2的源极之间,可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)中的有效接入电阻值由开关阵列K1~Kn-1所控制,
所述固定电流源I0连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,
所述固定电流源ISS连接在差分共源极放大单元的源极和接地电压之间,
所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
其中为第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1的开关状态,若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1导通,则的值为0;若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1断开,则的值为1;B1,B2…Bn-1为第二数字控制开关阵列的开关状态,若第二数字控制开关阵列导通,则B1,B2…Bn-1的值为1;若第二数字控制开关阵列断开,则B1,B2…Bn-1的值为0;且和A1,A2…An-1互为逻辑相反信号,即A1若导通,则关断,A1若关断,则导通;VC表示设计所期望的输出共模电压值。
进一步的,所述可变负载电阻阵列Rd1~Rdn-1由n-1个电阻串联,由所述数字控制开关阵列A1~An-1来控制使对应的每个电阻Rd1,Rd2……,Rd(n-1)被短路或被接入负载,从而改变负载的电阻值。
进一步的,所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rd(n-1)由n-1个电阻并联,其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极,所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极,开关阵列K1~Kn-1中的开关K1与电阻Rs1串联,开关K2与电阻Rs2串联,……,开关Kn-1与电阻Rs(n-1)串联,从而通过开关阵列K1~Kn-1中的开关K1,K2……,Kn-1断开和导通,来改变接入源极的电阻值。
更进一步的,取n=2,则可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)包括电阻Rd1,则负载电阻包括电阻Rd0和电阻Rd1,所述电阻Rd0包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd0和电阻B_Rd0,且电阻Rd0电阻值=电阻A_Rd0电阻值=电阻B_Rd0电阻值,所述电阻A_Rd0为电阻R5,所述电阻B_Rd0为电阻R6,所述电阻Rd1包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd1和电阻B_Rd1,且电阻Rd1电阻值=电阻A_Rd1电阻值=电阻B_Rd1电阻值,所述电阻A_Rd1为电阻R7,所述电阻B_Rd1为电阻R8,所述电阻R7和电阻R5串联,电阻R7的另一端与电源电压VDD连接,电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接,所述电阻R8和电阻R6串联,电阻R8另一端与电源电压VDD连接,电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接,
所述第一数字控制开关阵列A1~An-1包括数字控制开关A1,所述数字控制开关A1由开关管M13和开关管M14组成,所述开关管M13、开关管M14的源极分别与电源电压VDD连接,所述开关管M13、开关管M14的栅极分别外接数字控制信号AD1,所述开关管M13的漏极接于电阻R5和电阻R7的共同连接端,所述开关管M14的漏极接于电阻R6和电阻R8的共同连接端,
所述第二数字控制开关阵列包括数字控制开关所述数字控制开关由开关管M12和COMS传输门组成,所述开关管M12的源极与电源电压VDD连接,所述开关管M12漏极分别与电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,同时与CMOS传输门一端连接,所述COMS传输门由开关管M19和开关管M20并联构成,所述COMS传输门一端与晶体管M9的栅极连接,另一端与开关管M12的漏极、电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,所述开关管M12、COMS传输门开关管M20的栅极均外接数字控制信号AD1,所述COMS传输门开关管M19的栅极外接数字控制信号AD1_N,数字控制信号AD1和数字控制信号AD1_N互为逻辑相反信号,
所述可变电流源阵列I1~In-1包括电流源I1,所述电流源I1包括对称的两部分,分别为电流A_I1和电流B_I1,且电流I1电流值=电流A_I1电流值=电流B_I1电流值,所述电流A_I1由电流源管M10与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I1由电流源管M11与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流源管M10和电流源管M11的栅极均与所述COMS传输门一端连接,所述电流源管M10和电流源管M11的源极均与电源电压VDD连接,所述电流源管M10和电流源管M11的漏极分别与所述电流源管M3和电流源管M4的漏极连接,
所述固定电流源I0包括对称的两部分分别为电流A_I0和电流B_I0,且电流I0电流值=电流A_I0电流值=电流B_I0电流值,所述电流A_I0由电流源管M3与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I0由电流源管M4与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流源管M3和电流源管M4的源极均与电源电压VDD连接,所述电流源管M3和电流源管M4的栅极通过所述CMOS传输门与电流源管M9的栅极和漏极连接,
所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
当数字控制信号AD1=0,AD1_N=1时,开关管M13和开关管M14导通,即数字控制开关A1导通,电阻R7和电阻R8被短路,即可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的负载Rd1被短路,此时总的负载电阻为Rd0,总的负载电阻值=电阻R5的电阻值=电阻R6的电阻值;同时,开关管M12导通,CMOS传输门断开,电流源管M10、电流源管M11的栅极电位被拉高到电源电压VDD,因此电流源管M10、电流源管M11断开,即数字控制开关断开,可变电流源阵A_I1和B_I1断开,并且由于固定电流源A_I0和B_I0接入电路,所以流过负载电阻R5、电阻R6的电流分别为Iss-A_I0和Iss-B_I0,并且Iss-A_I0=Iss-B_I0;
此时,数字控制开关A1导通,即数字控制开关断开,即B1=0,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]
当数字控制信号AD1=1,AD1_N=0时,开关管M13和开关管M14断开,即数字控制开关A1断开,此时可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻Rd1,总的负载电阻为电阻Rd1与电阻Rd0串联,总的负载电阻值=电阻R5电阻值+电阻R7电阻值=电阻R6电阻值+电阻R8电阻值;同时,开关管M12断开,CMOS传输门导通,电流源管M10、电流源管M11的栅极与晶体管M9的栅极相连,构成电流镜,即数字控制开关导通,可变电流源阵列A_I1和B_I1被接入电路,此时流过负载电阻Rd1与电阻Rd0的电流分别为为Iss-A_I0-A_I1和Iss-B_I0-B_I1,且有Iss-A_I0-A_I1=Iss-B_I0-B_I1;
此时,数字控制开关A1断开,即数字控制开关导通,即B1=1,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]
从而VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]=Vc,通过设计合理的电流源I1和电阻Rd1的值,保证可变增益放大器输出共模电压保持恒定。
更进一步的,根据具体实现工艺电源电压VDD,设计合适的固定电流源ISS、I0和固定电阻Rd0,得到
当n>2时的情况可以此类推得到一般式:
本发明的工作原理为:当第一数字控制开关阵列A1~An-1全部导通时,即(均0),第二数字控制开关阵列为其逻辑相反信号,则数字控制开关阵列全部断开(B1,B2…Bn-1均为0),此时接入负载的有效电阻值为最小值Rd0,可变电流源阵列中的电流I1~In-1没有接入,则流过负载电阻支路Rd0的电流为最大,其输出共模电压:
VC=VDD-[(ISS-I0)×Rd0]
当通过选择可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)来改变增益时,例如使A1开关断开(为1),A2~An-1仍然导通(为0),则导通(B1为1),仍然断开(B2…Bn-1为0),此时电阻Rd1接入负载中,Rd2~Rd(n-1)被短路,负载有效电阻值为(Rd0+Rd1)短路,可变电流源阵列中的电流I1接入,流过电阻(Rd0+Rd1)的电流为(ISS-I0-I1),其输出共模电压为:
VC1=VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]
设计合适的电流源I1和接入电阻Rd1使其满足VC1=VC,即:
(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)=(ISS-I0)×Rd0
则在该情况下的输出共模与之前共模电平相等;
以此类推,设计合适可变电流源阵列I1~In-1,以及可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)电阻值,使之满足以下条件:
则可保证不同增益下,VGA的输出共模电压保持稳定。
本发明通过采用上述技术方案,与现有技术相比,具有如下优点:通过这种设计方法,在同样实现稳定输出共模的同时,省去了共模反馈电路,从而降低了电路设计复杂性与功耗,节省了芯片面积。
附图说明
图1是现有技术中的带共模反馈电路的可变增益放大器电路结构图;
图2是本发明的第一实施例的可变增益放大器电路结构图;
图3是本发明的第二实施例的可变增益放大器电路结构图。
具体实施方式
现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。
实施例1:
如图2所示,本发明一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器,所述可变增益放大器包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)、第一数字控制开关阵列A1~An-1、第二数字控制开关阵列可变电流源阵列I1~In-1、可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)、开关阵列K1~Kn-1、固定电流源I0和ISS、固定电阻Rd0和Rs0,
所述差分共源极放大单元,包括并联的第一差分放大管M1和第二差分放大管M2,用于接收并放大差分信号,
所述可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)和固定电阻Rd0串联后连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻值由第一数字控制开关阵列A1~An-1所控制,
所述可变电流源阵列I1~In-1,连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,该可变电流源阵列I1~In-1的电流源由第二数字控制开关阵列所控制,第二数字控制开关阵列与第一数字控制开关阵列A1~An-1开关状态相反,即若开关A1导通,则开关断开;若开关A1断开,则开关导通,
所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)和固定电阻Rs0并联后连接在第一差分放大管M1的源极和第二差分放大管M2的源极之间,可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)中的有效接入电阻值由开关阵列K1~Kn-1所控制,
所述固定电流源I0连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,
所述固定电流源ISS连接在差分共源极放大单元的源极和接地电压之间,
所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
其中为第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1的开关状态,若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1导通,则的值为0;若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1断开,则的值为1;B1,B2…Bn-1为第二数字控制开关阵列的开关状态,若第二数字控制开关阵列导通,则B1,B2…Bn-1的值为1;若第二数字控制开关阵列断开,则B1,B2…Bn-1的值为0;且和A1,A2…An-1互为逻辑相反信号,即A1若导通,则关断,A1若关断,则导通;VC表示设计所期望的输出共模电压值。
所述可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)由n-1个电阻串联,由所述数字控制开关阵列A1~An-1来控制使对应的每个电阻Rd1,Rd2……,Rd(n-1)被短路或被接入负载,从而改变负载的电阻值。
所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)由n-1个电阻并联,其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极,所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极,开关阵列K1~Kn-1中的开关K1与电阻Rs1串联,开关K2与电阻Rs2串联,……,开关Kn-1与电阻Rs(n-1)串联,从而通过开关阵列K1~Kn-1中的开关K1,K2……,Kn-1断开和导通,来改变接入源极的电阻值。
本发明的工作原理为:当数字控制开关阵列A1~An-1全部导通时(为0)数字控制开关阵列为其逻辑相反信号,则数字控制开关阵列全部断开(B1,B2…Bn-1为0),此时接入负载的有效电阻值为最小值Rd0,可变电流源阵列中的电流I1~In-1没有接入,则流过负载电阻支路Rd0的电流为最大,其输出共模电压:
VC=VDD-[(ISS-I0)×Rd0]
当通过选择可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)来改变增益时,例如使A1开关断开(为1),A2~An-1仍然导通(为0),则导通(B1为1),仍然断开(B2…Bn-1为0),此时电阻Rd1接入负载中,Rd2~Rd(n-1)被短路,负载有效电阻值为(Rd0+Rd1)短路,可变电流源阵列中的电流I1接入,流过电阻(Rd0+Rd1)的电流为(ISS-I0-I1),其输出共模电压为:
VC1=VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]
设计合适的电流源I1和接入电阻Rd1使其满足VC1=VC,即:
(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)=(ISS-I0)×Rd0
则在该情况下的输出共模电压与之前输出共模电压相等;
以此类推,设计合适可变电流源阵列I1~In-1,以及可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)电阻值,使之满足以下条件:
则可保证不同增益下,VGA的输出共模电压保持稳定。
通过满足上述关系式,从而可以得到其他增益的控制情况,最后实现通过改变负载阻值来改变增益时,保持其输出共模不变。
实施例2:
基于上述放大器电路原理及工作方式,本发明优选一个更加具体的优选实施例来进一步说明本发明的实现方式。
参考图3所示,作为一个更加具体的优选实施例,本发明一种无共模反馈电路的低功耗可变增益放大器,取n=2,则可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)包括电阻Rd1,则负载电阻包括电阻Rd0和电阻Rd1,所述电阻Rd0包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd0和电阻B_Rd0,且电阻Rd0电阻值=电阻A_Rd0电阻值=电阻B_Rd0电阻值,所述电阻A_Rd0为电阻R5,所述电阻B_Rd0为电阻R6,所述电阻Rd1包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd1和电阻B_Rd1,且电阻Rd1电阻值=电阻A_Rd1电阻值=电阻B_Rd1电阻值,所述电阻A_Rd1为电阻R7,所述电阻B_Rd1为电阻R8,所述电阻R7和电阻R5串联,电阻R7的另一端与电源电压VDD连接,电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接,所述电阻R8和电阻R6串联,电阻R8另一端与电源电压VDD连接,电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接,
所述第一数字控制开关阵列A1~An-1包括数字控制开关A1,所述数字控制开关A1由开关管M13和开关管M14组成,所述开关管M13、开关管M14的源极分别与电源电压VDD连接,所述开关管M13、开关管M14的栅极分别外接数字控制信号AD1,所述开关管M13的漏极接于电阻R5和电阻R7的共同连接端,所述开关管M14的漏极接于电阻R6和电阻R8的共同连接端,
所述第二数字控制开关阵列包括数字控制开关所述数字控制开关由开关管M12和COMS传输门组成,所述开关管M12的源极与电源电压VDD连接,所述开关管M12漏极分别与电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,同时与CMOS传输门一端连接,所述COMS传输门由开关管M19和开关管M20并联构成,所述COMS传输门一端与晶体管M9的栅极连接,另一端与开关管M12的漏极、电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,所述开关管M12、COMS传输门开关管M20的栅极均外接数字控制信号AD1,所述COMS传输门开关管M19的栅极外接数字控制信号AD1_N,数字控制信号AD1和数字控制信号AD1_N互为逻辑相反信号,
所述可变电流源阵列I1~In-1包括电流源I1,所述电流源I1包括对称的两部分,分别为电流A_I1和电流B_I1,且电流I1电流值=电流A_I1电流值=电流B_I1电流值,所述电流A_I1由电流源管M10与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I1由电流源管M11与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流源管M10和电流源管M11的栅极均与所述COMS传输门一端连接,所述电流源管M10和电流源管M11的源极均与电源电压VDD连接,所述电流源管M10和电流源管M11的漏极分别与所述电流源管M3和电流源管M4的漏极连接,
所述固定电流源I0包括对称的两部分分别为电流A_I0和电流B_I0,且电流I0电流值=电流A_I0电流值=电流B_I0电流值,所述电流A_I0由电流源管M3与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I0由电流源管M4与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流源管M3和电流源管M4的源极均与电源电压VDD连接,所述电流源管M3和电流源管M4的栅极通过所述CMOS传输门与电流源管M9的栅极和漏极连接,
所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
当数字控制信号AD1=0,AD1_N=1时,开关管M13和开关管M14导通,即数字控制开关A1导通,电阻R7和电阻R8被短路,即可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的负载Rd1被短路,此时总的负载电阻为Rd0,总的负载电阻值=电阻R5的电阻值=电阻R6的电阻值;同时,开关管M12导通,CMOS传输门断开,电流源管M10、电流源管M11的栅极电位被拉高到电源电压VDD,因此电流源管M10、电流源管M11断开,即数字控制开关断开,可变电流源阵A_I1和B_I1断开,并且由于固定电流源A_I0和B_I0接入电路,所以流过负载电阻R5、电阻R6的电流分别为Iss-A_I0和Iss-B_I0,并且Iss-A_I0=Iss-B_I0;
此时,数字控制开关A1导通,即数字控制开关断开,即B1=0,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]
当数字控制信号AD1=1,AD1_N=0时,开关管M13和开关管M14断开,即数字控制开关A1断开,此时可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻Rd1,总的负载电阻为电阻Rd1与电阻Rd0串联,总的负载电阻值=电阻R5电阻值+电阻R7电阻值=电阻R6电阻值+电阻R8电阻值;同时,开关管M12断开,CMOS传输门导通,电流源管M10、电流源管M11的栅极与晶体管M9的栅极相连,构成电流镜,即数字控制开关导通,可变电流源阵列A_I1和B_I1被接入电路,此时流过负载电阻Rd1与电阻Rd0的电流分别为为Iss-A_I0-A_I1和Iss-B_I0-B_I1,且有Iss-A_I0-A_I1=Iss-B_I0-B_I1;
此时,数字控制开关A1断开,即数字控制开关导通,即B1=1,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]
从而VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]=Vc,通过设计合理的电流源I1和电阻Rd1的值,保证可变增益放大器输出共模电压保持恒定。
本实施例中,根据具体实现工艺,以及电源电压VDD,设计合适的固定电流源ISS、I0和固定电阻Rd0得到VC=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)],在电路设计时,根据带宽的要求、功耗与线性度的折衷考虑,电路的关键设计参数为电源电压VDD=3V,R5=R7=50KΩ,ISS=50μA,I0=20μA,I1=15μA,并且电流源管M3(M4)、M10(M11)和M5(M6)的L值取较大的值(L=8μm)则在上述参数下,电流源M3、M10管的等效输出阻抗远远大于R5+R7,因此可以忽略它们对输出负载RD的影响,同理也可以忽略M5管的等效输出阻抗对源极反馈电阻RS的影响。电路仿真结果表明,在放大器不同增益之间切换时,其输出共模电压变化范围小于10mV,所以该电路能够较好地稳定输出共模电压,省去了额外的共模反馈电路,降低了电路的复杂性和功耗。
通过对电路参数的设计,可实现两者输出共模的相等。与现有可变增益放大器电路相比,本发明电路在保持稳定输出共模电压的同时省去了共模反馈电路,降低了电路设计的复杂度及整体功耗。
尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明,但所属领域的技术人员应该明白,在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内,在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化,均为本发明的保护范围。
Claims (4)
1.一种低功耗可变增益放大器,其特征在于:包括差分共源极放大单元、可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)、第一数字控制开关阵列A1~An-1、第二数字控制开关阵列可变电流源阵列I1~In-1、可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)、开关阵列K1~Kn-1、固定电流源I0和ISS、固定电阻Rd0和Rs0,
所述差分共源极放大单元,包括并联的第一差分放大管M1和第二差分放大管M2,用于接收并放大差分信号,
所述可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)和固定电阻Rd0串联后连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻值由第一数字控制开关阵列A1~An-1所控制,
所述可变电流源阵列I1~In-1,连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,该可变电流源阵列I1~In-1的电流源由第二数字控制开关阵列所控制,第二数字控制开关阵列与第一数字控制开关阵列A1~An-1开关状态相反,即若开关A1导通,则开关断开;若开关A1断开,则开关导通,所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)中每个电阻和固定电阻Rs0并联后连接在第一差分放大管M1的源极和第二差分放大管M2的源极之间,可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)中的有效接入电阻值由开关阵列K1~Kn-1所控制,
所述固定电流源I0连接在电源电压VDD和差分共源极放大单元的漏极之间,
所述固定电流源ISS连接在差分共源极放大单元的源极和接地电压之间,
所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
其中为第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1的开关状态,若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1全部导通,则的值均为0;若第一数字控制开关阵列A1,A2…An-1全部断开,则的值均为1;B1,B2…Bn-1为第二数字控制开关阵列的开关状态,若第二数字控制开关阵列全部导通,则B1,B2…Bn-1的值均为1;若第二数字控制开关阵列全部断开,则B1,B2…Bn-1的值均为0;且和A1,A2…An-1互为逻辑相反信号,即A1若导通,则关断,A1若关断,则导通;VC表示设计所期望的输出共模电压值。
2.根据权利要求1所述的一种低功耗可变增益放大器,其特征在于:所述可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)由n-1个电阻串联,由所述数字控制开关阵列A1~An-1来控制使对应的每个电阻Rd1,Rd2……,Rd(n-1)被短路或被接入负载,从而改变负载的电阻值。
3.根据权利要求2所述的一种低功耗可变增益放大器,其特征在于:所述可变源级反馈电阻阵列Rs1~Rs(n-1)由n-1个电阻并联,其中每一个电阻的一端连接到所述第一差分放大管M1的源极,所述每一个电阻的另一端连接到所述第二差分放大管M2的源极,开关阵列K1~Kn-1中的开关K1与电阻Rs1串联,开关K2与电阻Rs2串联,……,开关Kn-1与电阻Rs(n-1)串联,从而通过开关阵列K1~Kn-1中的开关K1,K2……,Kn-1断开和导通,来改变接入源极的电阻值。
4.根据权利要求3所述的一种低功耗可变增益放大器,其特征在于:取n=2,则可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)包括电阻Rd1,则负载电阻包括电阻Rd0和电阻Rd1,所述电阻Rd0包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd0和电阻B_Rd0,且电阻Rd0电阻值=电阻A_Rd0电阻值=电阻B_Rd0电阻值,所述电阻A_Rd0为电阻R5,所述电阻B_Rd0为电阻R6,所述电阻Rd1包括对称的两部分,分别为电阻A_Rd1和电阻B_Rd1,且电阻Rd1电阻值=电阻A_Rd1电阻值=电阻B_Rd1电阻值,所述电阻A_Rd1为电阻R7,所述电阻B_Rd1为电阻R8,所述电阻R7和电阻R5串联,电阻R7的另一端与电源电压VDD连接,电阻R5的另一端与第一差分放大管M1的漏极连接,所述电阻R8和电阻R6串联,电阻R8另一端与电源电压VDD连接,电阻R6另一端与第二差分放大管M2的漏极连接,
所述第一数字控制开关阵列A1~An-1包括数字控制开关A1,所述数字控制开关A1由开关管M13和开关管M14组成,所述开关管M13、开关管M14的源极分别与电源电压VDD连接,所述开关管M13、开关管M14的栅极分别外接数字控制信号AD1,所述开关管M13的漏极接于电阻R5和电阻R7的共同连接端,所述开关管M14的漏极接于电阻R6和电阻R8的共同连接端,
所述第二数字控制开关阵列包括数字控制开关所述数字控制开关由开关管M12和COMS传输门组成,所述开关管M12的源极与电源电压VDD连接,所述开关管M12漏极分别与电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,同时与CMOS传输门一端连接,所述COMS传输门由开关管M19和开关管M20并联构成,所述COMS传输门一端与晶体管M9的栅极连接,另一端与开关管M12的漏极、电流源管M10和电流源管M11的栅极连接,所述开关管M12、COMS传输门开关管M20的栅极均外接数字控制信号AD1,所述COMS传输门开关管M19的栅极外接数字控制信号AD1_N,数字控制信号AD1和数字控制信号AD1_N互为逻辑相反信号,
所述可变电流源阵列I1~In-1包括电流源I1,所述电流源I1包括对称的两部分,分别为电流A_I1和电流B_I1,且电流I1电流值=电流A_I1电流值=电流B_I1电流值,所述电流A_I1由电流源管M10与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I1由电流源管M11与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述晶体管M7和M8的源极接地,所述晶体管M7的栅极以及晶体管M8的漏极和栅极接镜像基准电流IREF,所述晶体管M7的漏极接晶体管M9的漏极和栅极,所述晶体管M9的源极接电流源管M10和M11的源极,所述电流源管M10和电流源管M11的栅极均与所述COMS传输门一端连接,所述电流源管M10和电流源管M11的源极均与电源电压VDD连接,所述电流源管M10和电流源管M11的漏极分别与所述电流源管M3和电流源管M4的漏极连接,
所述固定电流源I0包括对称的两部分分别为电流A_I0和电流B_I0,且电流I0电流值=电流A_I0电流值=电流B_I0电流值,所述电流A_I0由电流源管M3与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流B_I0由电流源管M4与晶体管M7、M8和M9镜像基准电流IREF构成,所述电流源管M3和电流源管M4的源极均与电源电压VDD连接同时均与晶体管M9的源极连接,所述电流源管M3和电流源管M4的栅极通过所述CMOS传输门与电流源管M9的栅极和漏极连接,
此时,所述可变增益放大器输出共模电压满足以下条件式:
当数字控制信号AD1=0,AD1_N=1时,开关管M13和开关管M14导通,即数字控制开关A1导通,电阻R7和电阻R8被短路,即可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的负载Rd1被短路,此时总的负载电阻为Rd0,总的负载电阻值=电阻R5的电阻值=电阻R6的电阻值;同时,开关管M12导通,CMOS传输门断开,电流源管M10、电流源管M11的栅极通过开关管M12连接到电源电压VDD而被拉高到电源电压VDD,因此电流源管M10、电流源管M11断开,即数字控制开关断开,可变电流源阵A_I1和B_I1断开,并且由于固定电流源A_I0和B_I0接入电路,所以流过负载电阻R5、电阻R6的电流分别为Iss-A_I0和Iss-B_I0,并且Iss-A_I0=Iss-B_I0;
此时,数字控制开关A1导通,即数字控制开关断开,即B1=0,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]
当数字控制信号AD1=1,AD1_N=0时,开关管M13和开关管M14断开,即数字控制开关A1断开,此时可变负载电阻阵列Rd1~Rd(n-1)中的有效接入电阻Rd1,总的负载电阻为电阻Rd1与电阻Rd0串联,总的负载电阻值=电阻R5电阻值+电阻R7电阻值=电阻R6电阻值+电阻R8电阻值;同时,开关管M12断开,CMOS传输门导通,电流源管M10、电流源管M11的栅极与晶体管M9的栅极相连,构成电流镜,即数字控制开关导通,可变电流源阵列A_I1和B_I1被接入电路,此时流过负载电阻Rd1与电阻Rd0的电流分别为为Iss-A_I0-A_I1和Iss-B_I0-B_I1,且有Iss-A_I0-A_I1=Iss-B_I0-B_I1;
此时,数字控制开关A1断开,即数字控制开关导通,即B1=1,代入到上述条件式中得到:
VC=VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]
从而VDD-[(ISS-I0-I1)×(Rd0+Rd1)]=VDD-[(ISS-I0)×(Rd0)]=Vc,通过设计合理的电流源I1和电阻Rd1的值,保证可变增益放大器输出共模电压保持恒定。
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