CN103327437A - 用于确定扬声器特性和/或诊断信息的扬声器驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种用于确定扬声器的特性和/或诊断信息的扬声器驱动电路。扬声器放大器驱动电路执行与放大器的输入和输出相关的多种信号的分析，使得可以得出通过放大器驱动的扬声器的特性和/或诊断信息。随后这些特性和/诊断信息展现为输出，使得不同的电路可以使用所述信息用于音频信号处理。

Description

用于确定扬声器特性和/或诊断信息的扬声器驱动电路

技术领域

本发明涉及一种用于确定扬声器特性和/或诊断信息的装置方法。

背景技术

为大家所熟知的是应该按照这样的方式控制扬声器的输出，使得不能简单地由任何输入信号驱动所述扬声器的输出。例如，应该控制信号以防止扬声器故障。扬声器故障的两个重要原因是机械缺陷和热缺陷。

当扬声器振膜位移超过通常由厂家提供的特定限制时出现机械缺陷。

当在扬声器中存在太多的热耗散时发生热缺陷。超过位移和/或热限制会立即损害扬声器，或可以相当大地减小其预期寿命。

存在几种方法来限制扬声器振动膜的位移以防止这种故障，例如通过用可变截止频率滤波器(高通或其它)处理输入信号，所述滤波器的特性通过前馈或反馈控制回路控制。将测量的控制信号称为位移预测器，并且这要求对扬声器特性的建模，使得可以响应于给定输入信号来预测位移。

电动式扬声器建模的许多应用(例如如上所述的扬声器保护和扬声器输出的线性化)包含使用扬声器的模型来预测振动膜位移的模块，所述振动膜位移也称为锥形偏移。该模型可以是线性的或非线性的，并且通常具有允许物理解释的多个参数。

因此，扬声器特性用于实现扬声器保护机制以防止扬声器故障。这些特性可以由制造商根据具体测试提供。然而，这些特性可以从一个装置到另一个变化。为此原因，对每一个单独的扬声器加以特征化。

发明内容

根据本发明，提供一种如独立权利要求所述的设备和方法。

在一个方面，本发明提供一种扬声器驱动电路，用于得出由驱动电路驱动的扬声器的特性和/或诊断信息，所述扬声器驱动电路包括：

放大器；

用于确定所述放大器的限幅电平的装置；

用于感测流入所述扬声器的电流的装置；以及

处理模块，用于基于输入的音频信号、感测的电流和所述放大器的限幅电平来确定扬声器特性和/或诊断信息；以及

用于输出所述扬声器特性和/或诊断信息的装置。

本发明的装置本质上使用音频放大器(具有已知的增益)，以及结合确定放大器的限幅电平用于测量流入由放大器驱动的扬声器负载的电流的装置。已知的增益和限幅电平一起限定放大器的传递函数。放大器限幅例如可以随着电池水平改变。

可以计算与输出多个扬声器诊断信息，使得它们可以方便地用于进一步的处理，例如用于实现扬声器保护机制。扬声器诊断信息可以是机械特性(例如Fres、Qres)和对扬声器的行为加以量化的预测信号或测量信号。

由此，所述装置对音频放大器和处理模块进行组合以确定多个扬声器诊断信息，将所述扬声器诊断信息提供作为输出。该装置允许使用者开发音频处理和扬声器保护软件模块，而不需要花费对扬声器的表示特性(characterization)的研制工作。

按照方式，将扬声器的诊断信息和表示特征嵌入到放大率函数中，但是用于过载或热防护(例如)的其他信号处理保持是分开的。这意味着放大器级可以被多种信号处理平台使用，由此在如何实现所需信号处理方面赋予终端用户的灵活性。

优选地，驱动电路包括在音频输入和放大器之间的延迟元件，使得所得出的放大器输出电压是在延迟元件的延迟之后供应给扬声器的预测放大器输出电压。这使得能够使用按照预测(前馈)的方式实现使用所述特征/诊断信息的保护。

处理模块可以适于基于提供给电路的音频输入以及放大器的已知增益和限幅电平得出供应给扬声器的放大器输出电压。这给出了当应用延迟元件时的预测输出。

处理模块可以例如根据感测的电流和供应给所述扬声器的放大器输出电压得出扬声器温度。

处理模块还可以适于根据放大器输出电压和感测的电流得出电阻抗函数。这可以用于获得多种扬声器参数，包括扬声器的电压-位移传递函数，由此可以基于放大器输出电压获得扬声器偏移。基于电阻抗函数还可以获得扬声器失真的度量。根据电阻抗函数还可以或者扬声器的谐振频率和扬声器的Q因子。

所述扬声器放大器可以用作使用所述扬声器的驱动电路。

在另一个方面，本发明提供一种得出扬声器的特性和/或诊断信息的方法，包括：

使用放大器驱动所述扬声器；

确定所述放大器的限幅电平；

感测流入所述扬声器的电流；

基于输入的音频信号、感测的电流和放大器的限幅电平确定扬声器的特性和/或诊断信息；以及

输出扬声器的特性和/或诊断信息。

附图说明

现在将参照附图详细地描述本发明的示例，其中：

图1示出了本发明的扬声器驱动电路；

图2示出了一种推导扬声器模型的方式。

具体实施方式

本发明提供一种扬声器放大器，其中对与放大器的输入和输出相关的多种信号进行分析，使得可以得出由所述放大器驱动的扬声器的特性和/或诊断。随后将这些特性和/或诊断展现为输出，使得不同的电路可以使用这些信息用于音频信号处理。

按照这种方式，提供与音频处理模块相关的扬声器性能有关的信息，从而不需要花费相当多的研究力量在扬声器模型的表示特征中。事实上，一旦例如通过本发明的装置提供的那些扬声器诊断信息是可用的，则可以实现传统的信号处理模块和控制机理(动态范围压缩，PID控制器等)，而不需要知道是如何获得这些诊断信息的。

本发明允许形成针对单独的扬声器特定的扬声器模型，从而允许预测振动膜位移并能够确定音圈温度，用于热防护。

扬声器模型通常是基于扬声器和安装扬声器的外壳的物理性质。确定模型的参数以对特定的扬声器加以表征。

通过对测量的电阻抗和由扬声器模型预测的阻抗(作为所述参数的函数)之间的差异最小化可以估计模型参数。存在替代形式，例如在EP10152597和EP 11170997中描述的那些(在下面论述并且不是在本申请的优先权日期之前公布的)。

为了测量电阻抗，需要知道扬声器线圈两端的电压和流入扬声器的电流。根据扬声器模型，可以得出传递函数，例如电压-位移传递函数，所述电压-位移传递函数预测针对给定输入电压信号的振动膜位移。振动膜位移或锥形偏移是所述锥形已经移动离开其静止位置多远的度量。然而，为了获得正确的电压-位移传递函数，需要知道附加参数，即所谓的耦合系数(force factor)或BI乘积。

在线性模型中，位移与耦合系数成反比地线性缩放，因此可以线性地预测所述偏移达到一个(未知的)缩放因子，而不需要知道物理的BI乘积。电阻抗还可以用于确定扬声器的共振频率和其Q因子。该信息可以例如用于产生数字滤波器以线性化所述扬声器的声学输出。

也作为扬声器的表示特征的一部分执行音圈温度估计。

扬声器本质上是用于将电能转换为声学能的装置。然而，施加到扬声器的大量电力致使热耗散，这提高了扬声器音圈的温度。存在多种方法用于基于从发送给扬声器的电信号开始的多个预估计的参数来预测音圈温度(Chapman，P.于1998年5月在阿姆斯特丹的Proceedings of the 104thAES Convention 4667页中的文章“Thermal simulation of Loudspeakers(扬声器的热模拟)”，和Klippel W.于2004年在J.Audio Eng.Soc.52，3-25中的文章“Nonlinear modelling of the heat transfer In Loudspeakers(扬声器中的热传递的非线性模拟)”。这些方法基于扬声器的热模型预测音圈温度，并且不测量温度或其导数。

其它方法根据扬声器的直流-电阻得出温度：当输入功率被耗散为热量时，温度的升高也提高了音圈的直流电阻Re。音圈的温度T可以根据直流电阻Re相对于在参考温度T₀下的参考直流电阻Re₀以下面的方式进行估计(Behler，G.，Sp¨atling，U.，Arimont，T.于1995年2月在Proceedings ofthe 98th AES Convention，Paris.4001页的文章“Measuring the loudspeaker’simpedance during operation for the evaluation of the voice coil temperature(在估计音圈温度的操作期间测量扬声器的阻抗)”)。

$\frac{R_e}{R_{e0}}=1+{\mathrm{\α}}_0(T-T_0)+{\mathrm{\β}}_0{(T-T_0)}^2,---\left(2\right)$

α₀和β₀是依赖于音圈材料的性质变化的温度系数。由此，如果已知特定温度下的直流电阻，则这些值可以用作另一音圈温度估计的参考，并且可以估计绝对温度。

如果这些值未知，则可以估计相对于先前的测量(但未知的)温度的温度升高。这些方法测量与温度有关的信号，而不是产生基于模型的预测。

图1以示意性形式示出了本发明的装置10，所述装置向扬声器11提供放大的输出Vout。

数字输入信号通过滤波器12进行滤波并馈送至延迟线14，并通过数模转换器16(“DAC”)转换为模拟领域并通过放大器18放大。流入扬声器的电流通过电流传感器20进行测量(“Isense”)，并用于计算扬声器诊断信息。

可以将输入到电路的音频输入看作是预先滤过的信号或滤波器输出处的信号V1。

处理模块22执行扬声器参数的计算。

放大器的限幅电平也用于计算所述诊断信息，并且这通过线条24表示。

诊断信息模块22的输入如下：

-Isense：流入扬声器音圈的电流；

-Vclip：放大器18的限幅电平；

-V1：数字音频信号，将所述数字音频信号的延迟版本发送给DAC数模转换器16。

发送给扬声器的模拟音频信号Vout可以基于V1、放大器18的增益和限幅电平进行估计。因此可以通过V1乘以放大器增益并将其传递给放大器的非线性模型(例如硬件或软件限幅器)得出Vout。

通过估计(而不是测量)Vout，获得模拟输出的电压的预测，所述延迟线用于这一目的。可以实现保护并且可以实时执行保护。由此，得出的信号Vout是将来的值的预测值而不是当前Vout值。

在非线性模型之前和之后，可以添加相应的上采样级和下采样级以降低人为混叠现象(通过以较高的采样率执行非线性运算，降低了混叠效应)。

基于Vout和Isense，可以估计电阻抗函数。

随后可以根据电阻抗函数估计扬声器模型。

根据电阻抗模型，获得电压位移传递函数，并且通过将所述传递函数应用到Vout可以计算预测的偏移Xn。

当BI乘积是已知的时候，可以计算实际的偏移预测值，如果不是已知的，则其与线性预测值成正比(具有未知的缩放因子)。

扬声器的谐振频率Fres和Q因子Qres还可以根据电阻抗函数获得，例如基于获得阻抗函数峰值的频率位置和3dB带宽。

根据电阻抗的直流电阻抗可以估算音圈温度T。

根据电阻抗，还可以得出与扬声器失真相关的信号D。例如可以如EP11173638所述的那样获得该信号(在下面论述，但是不是在本申请的优先权日期之前公布的)。

滤波操作(图1中的滤波器12)是可选的。可以包括滤波操作以去除扬声器的声学输出中的不想要的峰。事实上，由于扬声器和/或外壳的谐振频率，扬声器的传递函数(作为频率的函数的从输入信号到声学输出)可以呈现一个或多个量值的峰值。

减少这些谐振峰可以线性化频率响应并且建立可以用于提升输入信号的空间。滤波操作也可以包括高通滤波以去除在低效情况下由扬声器再生的频率。滤波操作可以包括较低频率的升压或‘校正’以补偿扬声器的声学输出的高通特性。实际上，在典型的扬声器中，扬声器谐振频率之下的频率的声学输出比谐振之上的频率的声学输出低。

例如对于封闭的盒子结构，声学输出具有低频的滚降，所述低频滚降对于谐振频率以下的频率遵循二阶高通滤波特性。可以将其向下校正至用户限定的低频限制(例如在Leach，W.于1990在J.Audio Eng.Soc.38，142-146上的文章“a generalized active equalizer for closed-boxloudspeaker systems(封闭的盒子扬声系统的普遍化的主动均衡器)”中公开的)。

延迟线14也是可选。可以包含所述延迟线以实现先行机制。实际上，有必要在保护算法中包括先行机制以确保及时执行保护。

由此，本发明提供一种装置，所述装置包含至少一个放大器、用于感测从放大器流入的电流的装置和用于确定扬声器诊断信息的模块。随后可以将这些诊断信息作为来自所述装置的输出提供。

可以确定的输出扬声器诊断信息包括以下的一个或多个：

-测量或估计的扬声器的输入信号；

-音圈温度的估计；

-扬声器振动膜位移的线性预测(可以通过未知的缩放因子缩放)；

-与扬声器非线性相关的信号；

-扬声器的谐振频率和Q因子。

放大器可以具有可变增益，按照使得预期的功率消耗不超过特定阈值的方式控制所述可变增益。

如上所述述，EP11170997(不在本申请的优先权日之前公布)公开了一种得出扬声器模型的替代方式。其公开了时域估计方法，其中在时域中估算电压和电流之间的传递函数(即导纳)，并用于得出电压偏移传递函数。这可以进而用于得出电压-声学输出传递函数。使用时间域自适应滤波方法，该模型可以随着时间渐变地调节，而没有突变。这种方法不需要有关外壳(例如封闭的或带孔的盒子)的现有知识，并且可以应对外壳的复杂设计。

因此非-参数模型在一般情形中是有效的。非参数模型基于扬声器/外壳的基本性质，这对于大多数扬声器/外壳组合是有效的。因此，当存在将影响参数模型有效性的由生产过程引起的缺陷或机械损伤引起的缺陷时，其仍然有效。

根据音圈的电压和电流信号获得随时间变化的导纳函数(导纳函数是阻抗函数的倒数，使得可以通过简单地操作互逆函数得出导纳函数和阻抗函数的任一个，并且导纳函数和阻抗函数是可互换的)。结合δ-函数、扬声器的耦合系数和被阻碍的电阻抗，获得随时间变化的输入电压-偏移传递函数。这用于控制扬声器的音频处理，从而实现扬声器保护和/或声学信号处理。

为了解释EP11170997的方法，得出电压-偏移传递函数的解析形式，之后看到如何在时间域中估算它。

将针对电压-偏移传递函数的表达式推导为导纳的函数Y(s)，其是电阻抗传递函数Z(s)的倒数。

电动扬声器的电压方程式如下，所述电压方程式将扬声器音圈电压v(t)与音圈电流i(t)和振动膜速度(t)关联在一起：

$v\left(t\right)=R_{e}i\left(t\right)+L_e\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\φ}\stackrel{\·}{x}\left(t\right),---\left(1\right)$

其中Re和Le是当音圈被机械阻挡时音圈的直流电阻和的感应系数，Φ是耦合系数或BI乘积(假定为恒定的)，以及

是振动膜的速度。

拉普拉斯变换得出：

v(s)＝Z_e(s)i(s)+φsx(s)，            (2)

其中Ze(s)是音圈的阻挡电阻抗。耦合系数φ表示施加于锥形部上的洛伦兹力和输入电流之间的比率：

φi(s)＝f(s).             (3)

当扬声器结构已知的时候(例如，没有外壳的无限隔音板)，耦合系数的估算要求从附加传感器(例如，用于测量振动膜位移的激光器)得出的信号。

估计或测量这些参数的已知的技术对于本领域技术人员是已知的。

阻挡阻抗不会是完全恒定的，例如其随着温度而改变。这在如下所述的模型中不考虑，但是阻挡阻抗可以在模拟过程中被重新估算。存在许多方法来估计阻挡电阻抗，并且其估算或估计过程不是所提出的本发明的部分。例如，可以参考Leach，W.2002年于J.Audio Eng.Soc.50(6)，442-450上的文章＂Loudspeaker voice-coil inductance coil inductance losses：Circuitmodels，parameter estimation，and effect on effect on frequency response(扬声器音圈电感损耗：电路模型、参数估计以及对频率响应的影响)＂和Vanderkooy，J.于1989年在J.Audio Eng.Soc.37，119-128.上的文章＂Amodel of Loudspeaker driver impedance incorporating eddy currents in Thepole structure(杆结构中的结合涡流的扬声器驱动器阻抗模型)＂。

将机械阻抗定义为力和速度之间的比率：

$Z_m\left(s\right)=\frac{f\left(s\right)}{\mathrm{sx}\left(s\right)}=\frac{\mathrm{\φi}\left(s\right)}{\mathrm{sx}\left(s\right)}---\left(4\right)$

$\⇔\mathrm{sx}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\φi}\left(s\right)}{Z_m\left(s\right)}---\left(5\right)$

重新整理电压方程式Eq.(2)，得出：

$\left(s\right)\stackrel{\left(5\right)}{=}{Z}_e\left(s\right)+\frac{\mathrm{\φ}}{i\left(s\right)}\frac{\mathrm{\φi}\left(s\right)}{Z_m\left(s\right)}---\left(6\right)$

$=Z_e\left(s\right)+\frac{{\mathrm{\φ}}^2}{Z_m\left(s\right)},---\left(7\right)$

由此得出机械阻抗的表达式：

$Z_m\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\φ}}^2}{Z\left(s\right)-Z_e\left(s\right)}---\left(8\right)$

从电压方程式(Eq.(2))开始，可以得出电压-偏移传递函数的表达式：

$\frac{v\left(s\right)}{x\left(s\right)}=Z_e\left(s\right)\frac{i\left(s\right)}{x\left(s\right)}+\mathrm{\φs}---\left(9\right)$

$\stackrel{\left(4\right)}{=}\frac{Z_e\left(s\right)Z_m\left(s\right)s}{\mathrm{\φ}}+\mathrm{\φs},---\left(10\right)$

由此得出拉普拉斯域电压-位移传递函数h_vx(s)：

$h_{\mathrm{vx}}\left(s\right)=\frac{x\left(s\right)}{v\left(s\right)}=\frac{\frac{\mathrm{\φ}}{s}}{Z_e\left(s\right)Z_m\left(s\right)+{\mathrm{\φ}}^2}---\left(11\right)$

拉普拉斯域传递函数可以改写为：

$h_{\mathrm{vx}}\left(s\right)=\frac{\frac{\mathrm{\φ}}{s}}{Z_e\left(s\right)Z_m\left(s\right)+{\mathrm{\φ}}^2}---\left(12\right)$

$\stackrel{\left(8\right)}{=}\frac{\frac{\mathrm{\φ}}{s}}{Z_e\left(s\right)\frac{{\mathrm{\φ}}^2}{Z\left(s\right)-Z_e\left(s\right)}+{\mathrm{\φ}}^2}---\left(13\right)$

$=\frac{(Z\left(s\right)-Z_e\left(s\right))\frac{\mathrm{\φ}}{s}}{{\mathrm{\φ}}^{2}Z\left(s\right)}---\left(14\right)$

$=\frac{(Z\left(s\right)-Z_e\left(s\right))\frac{1}{s}}{\mathrm{\φZ}\left(s\right)}---\left(15\right)$

$=(1-\frac{Z_e\left(s\right)}{Z\left(s\right)})\frac{1}{\mathrm{\φs}}---\left(16\right)$

如果现在假定阻挡电阻抗Ze(s)是纯电阻(其通常被用于微扬声器)，即Ze(s)＝Re，则电压-偏移传递函数可以被写成：

$h_{\mathrm{vx}}\left(s\right)=(1-R_{e}Y\left(s\right))\frac{1}{\mathrm{\φs}},---\left(17\right)$

其中Y(s)＝Z(s)^-1是扬声器的导纳。该传递函数的时间域等价形式如下：

$h_{\mathrm{vx}}\left(t\right)=\frac{1}{\mathrm{\φ}}(\mathrm{\δ}\left(t\right)-R_{e}y\left(t\right))*L^{-1}\left\{\frac{1}{s}\right\},---\left(\text{18}\right)$

其中δ(t)是狄拉克脉冲，并且L^-1表示逆拉普拉斯变换。

方程式(18)示出了可以将电压-偏移传递函数计算为从扬声器的导纳y(t)得出的线性滤波器与积分器的卷积。

在不连续的时间情形中，可以容易地推导出：

$h_{\mathrm{vx}}\left[k\right]=\frac{1}{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\δ}\right[k]-R_{e}y[k\left]\right)*h_{\mathrm{int}}\left[k\right],---\left(19\right)$

其中δ[k]是δ-函数，并且h_int[k]是(泄漏)积分器，例如通过下式表示：

$h_{\mathrm{int}}\left(z\right)=\frac{1/f_s}{1-{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{leak}}{z}^{-1}},---\left(20\right)$

其中γ_leak是积分器渗漏因子，以及f_S是采样率。现在可以通过用h_vx[k]对电压信号进行滤波得到振动膜位移。该滤波操作可以被分成两个滤波操作，一个用：

进行，

一个用h_int[k]进行。

在电压-偏移传递函数(Eq.(19))中，假定φ和Re是已知的。可以将导纳y[k]估计为电压和电信号之间的线性传递函数，因为：

y[k]*v[k]＝i[k].            (21)

这个关系可以在时间域中估计，通过使用众所周知的自适应滤波器理论，例如归一化的最小均方方法(参见例如，Haykin于2002的年AdaptiveFilter theory(自适应滤波器理论)第4版)。

图2示出了自适应方案的示意性再现，尽管通过使用图1的电路可以求出电压和电流度量。

虚线矩形30是系统的一部分，其估计导纳函数y[k]。修改滤波器32的系数，使得滤波器的输出和电流i[k]之间的差异e[k]最小，例如在最小均方意义上。

自适应滤波器的系数可选地是随着时间平滑的，并且被复制(图2中的虚线箭头34)到系统的用于计算振动膜位移的部分。滤波器传递函数包括i[k]与v[k]的比率，由此是导纳函数y[k]的模型。该函数y[k]在电路的下部部分中复制。

下部部分是方程(19)的可能的实现方式，并且产生振动膜位移x[k]。

所述下部部分包括复制的导纳函数36、与阻挡阻抗Re相乘的乘法器38以及用于与通过单元42产生的脉冲函数相加的加法器40。

按照这种方式，将导纳函数y[k]乘以阻挡电阻抗Re并且从δ-函数δ[k]相减。结果在通过方框46中的积分器传递函数h_int[k]处理之前通过乘法器44乘以耦合系数φ的导数进行缩放。

V[k]、i[k]以及e[k]是数字化的时间信号(例如-1和1之间的16比特的离散值)。示出为δ[k]和y[k]的方框可以实现为长度N的脉冲响应(FIR滤波器)。

示出为h_int[k]的方框是IIR滤波器，其传递函数由Eq.(20)描述，并且通过一组系数表征。

可以获得相应的的声学输出传递函数作为h_vx[k]的二次导数，通过常数因子进行缩放。在拉普拉斯域中，这产生了：

$h_{\mathrm{vp}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ρ}}_0{S}_d}{2\mathrm{\πd}}{s}^2{h}_{\mathrm{vx}}\left(s\right),---\left(22\right)$

在ρ₀是空气密度的情形中，S_d是有效振动膜辐射面积，d是扬声器和估计点之间的距离。该传递函数假定半平面辐射并且忽略由波的传播所引起的相位滞后(因此，相位信息是不正确的)。

跟方程(19)，可以获得时间域电压-声学输出传递函数：

$h_{\mathrm{vp}}\left[k\right]=\frac{{{\mathrm{\ρ}}_0}_{}{S}_d}{2\mathrm{\πd\φ}}\left(\mathrm{\δ}\right[k]-R_{e}y[k\left]\right)*h_{\mathrm{diff}}\left[k\right],---\left(23\right)$

其中h_diff[k]是时域微分器，如下表述：

$h_{\mathrm{diff}}\left[z\right]=2f_s\frac{1-z^{-1}}{1+z^{-1}},---\left(24\right)$

传递函数(方程(23))可以用于扬声器的声学响应的非参数线性化，即得出导致在整个频率上的预期声学响应一致、或得出将预期的声学的响应改变为特定想要的响应的滤波操作。

由此，存在一种用于预测针对给定输入电压的振动膜位移的方法。基于扬声器音圈两端的电压和流入扬声器音圈的电流的记录来计算传递函数(s)，或在扬声器上播放声音的同时以在线方式计算传递函数(s)。在时域中计算传递函数(s)并且所述方法避免了需要扬声器的参数模型。

上述的方法可以通过图1的电路实现。在扬声器的音圈的路径中，串联电阻器可以用于电流感测。接着通过实现算法的处理器22监测电阻器的每一端上的电压。

还参照上面的EP11173638，其公开了一种获得扬声器失真的度量的方式。

非线性测量也是基于音圈电压和电流。

一种已知的非线性度量是最大偏移。然而，可以进行更加通用的非线性度量。随后非线性参数可以用作音频信号处理的控制输入。接着可以形成反馈控制回路，其避免对于输入电压-偏移传递函数的需要。

存在几个可能的方式来基于扬声器的电阻抗来计算非线性的度量：

v[k]＝i[k]*z[k]       (25)

其中*表示卷积运算符，z[k]是与扬声器的电阻抗函数相对应的脉冲响应(电流到电压的线性传递函数)。

第一可能的方式使用固定的电阻抗，其在初始的估计阶段确定。

可以通过在低振幅的条件下在扬声器上播放噪声序列确定阻抗函数，使得振动膜位移非常小，并计算电流到电压的传递函数。在文献中估计方法是可用的。

将与这种传递函数相对应的脉冲响应称作z₀[k]。在给定的固定的电阻抗条件下，跟测量的电压

和由测量的电流预期的电压之间的差异得出非线性的度量：

$e_0\left[k\right]=\tilde{v}\left[k\right]-\tilde{i}\left[k\right]*z_0\left[k\right]---\left(26\right)$

示例的非线性度量是测量的电压的(平滑)信号功率和e₀[k]的比值。

第二种可能方式使用自适应的电阻抗，即按照在线方式估计。实际上，可以通过使用对脉冲响应z₁[k]的以下误差信号最小化的自适应滤波器来该估计该阻抗：

$e_1\left[k\right]=\tilde{v}\left[k\right]-\tilde{i}\left[k\right]*z_1\left[k\right]---\left(27\right)$

这种可能方式由于(例如)扬声器老化并且考虑样本之间的差别适应阻抗函数中的改变。此外，其不需要初始的估计阶段。

使用实现得出非线性度或失真度量算法的处理器22，图1的电路可以再次实现上面说明的非线性分析。

本发明得出扬声器特性和/或诊断信息，其可用于控制音频处理以实现扬声器保护和/或声学信号处理(例如平坦化或频率选择性滤波)。在不必采用多种方法获得扬声器诊断信息的情况下，想在音频路径上保持控制的用户对于机械和热防护尤其感兴趣。本发明还可以用于扬声器最大化算法。其还可以用于将扬声器的声学响应线性户，以使得它在整个频率上是一致的(产生平的频率响应)或使得它尽可能以非参数的方式接近想要的频率响应，即不需要假设有关外壳的信息。本发明还能够在不需要更复杂模型的情况下处理外壳的复杂设计。

上面提到EP10152597(公布为EP2355542)。其公开一种频域分析，其类似于上面大概描述的时域分析并且在为公开的EP11170997中公开。

任何独立的处理器都可以使用放大器产生的所述特性和/或诊断信息。随后独立的处理器将处理数字音频输入信号以在供应给本发明的放大器电路之前实施想要的处理。

用于确定限幅电平的装置可以包括从测量的电池电压得出的度量(当电池电压下降时，放大器限幅电平也下降)，或由电流感测信号中观察到的失真得出的度量，因为限幅性质在测量的电信号中也是明显的。

本发明不在于测量的具体的特性和诊断信息，并且实际上可以从电流和电压信号获得其他任何其它已知的扬声器参数，并且可以提供放大器特性作为输出。本发明涉及诊断信息度量的分离和音频信号处理，使得提供一种装置，其本质上仅提供基本信号放大率和诊断信息函数，所述诊断信息随后用于其他电路。

根据对于附图、公开和所附权利要求的学习，本领域普通技术人员在实施要求权利要求的本发明时可以理解和实现所公开的实施例的其它变形。在权利要求中，术语“包括”不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一个”不排除多个。唯一的事实在于：在相互不同的从属权利要求中引用的特定措施不表示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记不应该认为是限制范围。

Claims (15)

1.一种扬声器驱动电路，用于得出由驱动电路驱动的扬声器的特性和/或诊断信息，所述扬声器驱动电路包括：

放大器(18)；

用于确定所述放大器的限幅电平的装置；

用于感测流入所述扬声器的电流的装置(20)；

处理模块(22)，用以基于输入的音频信号(V1)、感测的电流(Isense)和放大器的限幅电平来确定所述扬声器特性和/或诊断信息；以及

用于输出所述扬声器特性和/或诊断信息的装置。

2.根据权利要求1的电路，其中所述处理块(22)适于得出扬声器温度。

3.根据权利要求1的电路，其中所述处理模块(22)适于基于提供给电路的音频输入(V1)以及放大器(18)的已知增益和限幅电平得出供应给扬声器(11)的放大器输出电压(Vout)。

4.根据权利要求3的电路，其中所述驱动电路包括位于音频输入(V1)和放大器之间的延迟元件(14)，使得所得出的放大器输出电压是在延迟元件的延迟之后供应给所述扬声器的预测放大器输出电压。

5.根据权利要求3或4的电路，其中所述处理模块(22)适于根据放大器输出电压和感测的电流得出电阻抗函数。

6.根据权利要求5的电路，其中所述处理模块(22)适于得出针对所述扬声器的电压-位移传递函数，从而基于所述放大器输出电压得出扬声器偏移。

7.根据权利要求5或6的电路，其中所述处理模块(22)适于基于电阻抗函数得出所述扬声器失真的度量。

8.根据权利要求5至7中任一项的电路，其中所述处理模块(22)适于根据电阻抗函数得出针对所述扬声器的谐振频率和/或Q因子。

9.一种得出扬声器的特性和/或诊断信息的方法，包括：

使用放大器(18)驱动所述扬声器(11)；

确定放大器的限幅电平；

感测流入扬声器(11)的电流(Isense)；

基于输入的音频信号(V1)、感测的电流(Isense)和放大器的限幅电平确定所述扬声器特性和/或诊断信息；以及

输出扬声器特性和/或诊断信息。

10.根据权利要求9的方法，包括：基于提供给电路的音频输入以及所述放大器的已知增益和限幅电平得出供应给所述扬声器(11)的放大器输出电压。

11.根据权利要求10的方法，包括：在音频输入和放大器之间设置延迟元件(14)，使得所得出的放大器输出电压是在延迟元件的延迟之后供应给扬声器的预测放大器输出电压。

12.根据权利要求10或11的方法，包括：得出扬声器温度。

13.根据权利要求10、11或12的方法，包括：根据放大器输出电压和感测的电流得出电阻抗函数。

14.根据权利要求13的方法，包括：得出针对所述扬声器的电压位移传递函数，从而基于放大器输出电压得出扬声器偏移。

15.根据权利要求13或14的方法，包括基于电阻抗函数得出：

扬声器失真的度量；和/或

针对所述扬声器的谐振频率；和/或

针对所述扬声器的Q因子。

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