CN103298195B - 照明用电源以及照明器具 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于，提供一种照明用电源以及照明器具，能够通过调光器来准确地控制输出电流。实施方式的照明用电源具备：检测电路与控制电路。所述检测电路将受到相位控制的交流电压与第1阈值电压进行比较，以检测所述交流电压下的相位控制的导通状态的变化，并将所述交流电压与低于所述第1阈值电压的第2阈值电压进行比较，以检测所述交流电压的零交叉，由此来检测所述相位控制的导通期间。所述控制电路输出与所述导通期间的长度相应的输出电流。

Description

照明用电源以及照明器具
技术领域
本发明的实施方式涉及一种照明用电源以及照明器具。
背景技术
近年来，在照明装置中，照明光源正推进从白炽灯泡或荧光灯向节能、长寿命的光源，例如发光二极管(Light-emitting diode，LED)的替换。而且，例如电致发光(Electro-Luminescence，EL)或有机发光二极管(Organic light-emitting diode，OLED)等新的照明光源也在开发中。这些照明光源的光输出取决于流经的电流值，因此在进行照明点灯时，需要供给恒电流的电源电路。而且，在进行调光时，控制所供给的电流。
例如双线式等，以对于三端双向可控硅开关元件(TRIAC)接通(turnon)的相位进行控制的方式而构成的调光器，来作为白炽灯泡的调光器，这已得到普及。因此，期望也能利用该调光器，来对LED等的照明光源进行调光。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2007-35403号公报
但是，由于电源电压的变动等，调光器的输出电压有时会发生变动而产生闪烁。
发明内容
本发明的实施方式的目的在于，提供一种照明用电源以及照明器具，能够通过调光器来准确地控制输出电流。
实施方式的照明用电源具备：检测电路与控制电路。所述检测电路将受到相位控制的交流电压与第1阈值电压进行比较，以检测所述交流电压下的相位控制的导通状态的变化，并将所述交流电压与低于所述第1阈值电压的第2阈值电压进行比较，以检测所述交流电压的零交叉(zero cross)，由此来检测所述相位控制的导通期间。所述控制电路输出与所述导通期间的长度相应的输出电流。
实施方式的照明器具，包括所述的照明用电源以及照明负载，照明负载作为所述照明用电源的负载而连接。
发明的效果
根据本发明的实施方式，可提供一种能够通过调光器来准确地控制输出电流的照明用电源以及照明器具。
附图说明
图1是例示包含第1实施方式的照明用电源的照明器具的框(block)图。
图2是例示调光器的电路图。
图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)是第1实施方式的照明用电源的主要信号的时序图。
图4是例示包含第2实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
图5是例示调光器的另一电路图。
图6(a)、图6(b)、图6(c)、图6(d)是第2实施方式的照明用电源的主要信号的时序图。
图7是例示包含第3实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
图8(a)、图8(b)、图8(c)、图8(d)是第3实施方式的照明用电源的主要信号的时序图。
图9是例示包含第4实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
图10(a)、图10(b)、图10(c)、图10(d)是第4实施方式的照明用电源的主要信号的时序图。
附图标记：
1、1a、1b、1c：照明器具
2：照明负载
3、3a、3b、3c：照明用电源
4：照明光源
5、6：输入端子
7：交流电源
8、8a：调光器
9、34、40：整流电路
10、10a、10b：检测电路
11：控制电路
12：三端双向可控硅开关元件
13：相位电路
14：二端交流开关元件
15：可变电阻
16：定时电容器
17、18：输出端子
19、20、20a、20b：分割电阻
21、21a：比较电路
22：基准电压源
23、24、26、38、46：电阻
25、44：逆变器
27、39：电容器
28：开关元件
29：变压器
30：整流元件
31：电流检测电阻
32：放大电路
33：驱动电路
35：半导体开关
36：光电耦合器
36a：受光侧元件
36b：发光侧元件
37、42：二极管
41：调光控制电路
43：泄放电路
45：开关元件
47：齐纳二极管
CTL：控制信号
Iout：输出电流
TON：相位控制的导通期间
TOFF：相位控制的阻断期间
VI：第1阈值电压
V2：第2阈值电压
V3：交流电压VCT的瞬间值
VCC：经稳定化的电压
VCT：交流电压
VDS：开关元件的电压
VIN：电源电压
Vout：输出电压
VRE：脉动电流电压
Vref：基准电压
具体实施方式
以下，参照附图来详细说明实施方式。另外，在本案说明书和各图中，对于在与已出现的附图中的前述元件为相同的元件、标注了相同的符号，并适当省略详细说明。
第1实施方式
图1是例示包含第1实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
第1实施方式的照明器具1具备：照明负载2；以及对照明负载2供给电力的照明用电源3。
照明负载2例如具有LED等的照明光源4，且从照明用电源3被供给输出电压Vout、输出电流Iout而进行点灯。而且，照明负载2能够使输出电压Vout及输出电流Iout中的至少任一者发生变化而进行调光。
照明用电源3经由调光器8而连接于交流电源7。照明用电源3对输入至一对输入端子5、6的受到相位控制的交流电压VCT进行转换，并将输出电压Vout输出至一对输出端子17、18。另外，交流电源7例如为商用电源。而且，在本实施方式中，作为调光器8，例示了串联地插入供给电源电压VIN的一对电源线(line)中的一根电源线的结构，但也可采用其他结构。
图2是例示调光器的电路图。
调光器8具有：串联地插入电源线的三端双向可控硅开关元件(TRIAC)12、与三端双向可控硅开关元件12并联连接的相位电路13、以及连接在三端双向可控硅开关元件12的栅极(gate)与相位电路13之间的二端交流开关元件(DIAC)14。
三端双向可控硅开关元件12通常处于断开(OFF)的状态，当对栅极输入脉冲(pulse)信号时、成为导通(ON)。三端双向可控硅开关元件12能够使电流向交流的电源电压VIN为正极性时与负极性时的双方向流动。
相位电路13包含：可变电阻15及定时电容器(timing condenser)16，在定时电容器16的两端生成相位有延迟的电压。而且，当使可变电阻15的电阻值发生变化时，时间常数发生变化，且延迟时间发生变化。
二端交流开关元件14在对相位电路13的电容器充电的电压超过固定值时生成脉冲电压，使三端双向可控硅开关元件12导通。
通过使相位电路13的时间常数发生变化、以对二端交流开关元件14生成脉冲的时序(timing)进行控制，藉此，能够对三端双向可控硅开关元件12导通的时序进行调整。因此，调光器8能够对交流电压VCT内的相位控制的导通期间进行调整。
再次回到图1，照明用电源3具有：整流电路9、检测电路10及控制电路11。
整流电路9包含：二极管电桥(diode bridge)。整流电路9经由调光器8而输入受到相位控制的交流电压VCT，并输出受到相位控制的脉动电流电压VRE。另外，整流电路9只要能够对从调光器8输入的交流电压VCT进行整流即可，也可采用其他结构。而且，在整流电路9的输入侧，连接着降低高频噪声(noise)的电容器。
检测电路10具有：分割电阻19、20、比较电路21、基准电压源22、电阻23、24、26、逆变器(inverter)(反转电路)25以及电容器27。
分割电阻19、20连接于整流电路9的输出端，对脉动电流电压VRE进行分割。
对于比较电路21的反转输入端子(-)，输入由分割电阻19、20对脉动电流电压VRE进行分割所得的电压。对于比较电路21的非反转输入端子(+)，输入来自基准电压源22的基准电压Vref、与由电阻23、24对比较电路21的输出电压进行分割所得的电压。
比较电路21构成迟滞比较器(hysteresis comparator)，并且，当输出为高电平(high level)时的第1阈值电压(threshold voltage)为V1，当输出为低电平(low level)时的第2阈值电压V2低于第1阈值电压V1。此处，如参照图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)所说明的，第1阈值电压V1被设定为：比受到调光器8相位控制的交流电压VCT或者对交流电压VCT进行整流所得的脉动电流电压VRE在相位控制的阻断期间TOFF内的电压高的电压。而且，第1阈值电压V1被设定为：比以从交流电压VCT供给最大输出的方式受到相位控制时的、相位控制的导通开始时的交流电压VCT的瞬间值V3低。第2阈值电压V2被设定为：比第1阈值电压V1低、且比交流电压VCT或脉动电流电压VRE在相位控制的阻断期间TOFF内的电压低的电压。另外，在比较电路21中，将第2阈值电压V2分割至电阻23、24所得的电压值大致等于基准电压Vref。
逆变器25包含：NPN晶体管(transistor)，将比较电路21的输出予以反转，从而作为控制信号CTL而输出。对于逆变器25，经由电阻而供给经稳定化的电压VCC。因此，控制信号CTL的高电平成为经稳定化的电压VCC，电源电压的变动等的影响得以减轻。控制信号CTL经由包含电阻26和电容器27的积分电路而平滑化，并作为平均电压而输出。
控制电路11具有：开关(switching)元件28、变压器(transformer)29、整流元件30、电流检测电阻31、放大电路32及驱动电路33。
对于变压器29的一次侧，经由开关元件28而供给经整流电路9平滑化的电压。而且，变压器29的二次侧经由整流元件30以及电流检测电阻31而连接于输出端子17、18。当开关元件28为导通状态时，在变压器29中因对脉动电流电压VRE进行平滑化所得的电压、而流动有电流以蓄积能量(energy)；当开关元件28为阻断状态时，因蓄积的能量、而有输出电流Iout经由整流元件30流动至变压器29的二次侧。另外，开关元件28例如为场效应晶体管(Field Effect Transistor，FET)。
放大电路32对：经由包含电阻26和电容器27的积分电路而从检测电路10输出的控制信号CTL的平均值、与电流检测电阻31的电压的电压差进行放大。放大电路32在控制信号CTL的平均值大于电流检测电阻31的电压时输出正电压，在控制信号CTL的平均值小于电流检测电阻31的电压时输出负电压。
放大电路32经由驱动电路33来驱动开关元件28。例如，当放大电路32输出正电压时，开关元件28被驱动成导通状态；当放大电路32输出负电压时，开关元件28被驱动成阻断状态。控制电路11将输出电流Iout控制为：与控制信号CTL的高电平的期间相应的平均值。
图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)是第1实施方式的照明用电源的主要信号的时序图，图3(a)是电源电压VIN，图3(b)是受到相位控制的交流电压VCT，图3(c)是脉动电流电压VRE，图3(d)是控制信号CTL。
输入的电源电压VIN例如是商用电源的交流电压，为正弦波电压(图3(a))。
受到调光器8相位控制的交流电压VCT是：与在相位控制的导通期间TON输入的电源电压VIN大致相同，在相位控制的阻断期间TOFF成为微小的电压(图3(b))。
如上所述，调光器8具有在半周期(half cycle)内至少导通或阻断一次电流的功能。对于调光器，有图2中例示的插入一对电源线中的单根线的双线式调光器与三线式调光器等，所述三线式调光器是将半导体开关插入电源线中的单根线，并将控制半导体开关的电路相对于电源线而并联地插入。在双线式以及三线式的调光器中，在半导体开关阻断的期间，用于使半导体开关进行偏压(bias)的电流流入到输出端，因此，调光器的输出电压不会变为零。
例如，在图2中所示的双线式的调光器8中，用于触发(trigger)三端双向可控硅开关元件12的二端交流开关元件14使得：将定时电容器16充电至达到击穿(break over)电压为止的电流流出至调光器输出端，但在负载的输入阻抗(impedance)为高的相位中，定时电容器16的充电电流作为调光器8的输出电压而出现(图3(b))。另外，对于三线式的调光器以及后切相位控制(也称作逆相位控制，调光器8的动作与控制相位相反)，参照图5来进行说明。
经整流电路9整流后的脉动电流电压VRE成为：使交流电压VCT折回至正侧的电压(图3(c))。另外，在图3(c)中，显示了交流电压VCT的瞬间值V3，该交流电压VCT的瞬间值V3以从第1阈值电压V1、第2阈值电压V2以及交流电压VCT来供给最大输出的方式，而受到相位控制。
当脉动电流电压VRE从零开始上升时，比较电路21输出高电平，因此，将脉动电流电压VRE与相对较高的第1阈值电压V1进行比较。当脉动电流电压VRE较第1阈值电压V1进一步上升时，比较电路21输出低电平。其结果是，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图3(d))。
由于比较电路21输出低电平，因此，比较电路21的阈值电压成为相对较低的第2阈值电压V2。
当脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步下降时，比较电路21检测零交叉(zero cross)以输出高电平。其结果是，逆变器25输出低电平来作为控制信号CTL(图3(d))。控制信号CTL的高电平的期间成为相位控制的导通期间TON(图3(d))。
由于比较电路21输出高电平，因此，比较电路21的阈值电压成为相对较高的第1阈值电压V1。
当脉动电流电压VRE较第1阈值电压V 1进一步上升时，比较电路21输出低电平，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图3(d))。控制信号CTL的低电平的期间成为相位控制的阻断期间TOFF(图3(d))。
控制信号CTL经由包含电阻26和电容器27的积分电路而平滑化后，被输入至控制电路11。而且，如上所述，控制电路11输出了：输出电流Iout，该输出电流Iout与控制信号CTL的高电平的期间、即相位控制的导通期间TON的长度相应。
在本实施方式中，对相位控制的导通期间TON进行检测，并输出与导通期间TON的长度相应的输出电流Iout。其结果是，能够抑制因电源电压的变动或电源电压的失真等所造成的输出电流Iout的变动。而且，在使用本实施方式的照明用电源的照明器具中，能够抑制因电源电压的变动或电源电压的失真等所造成的闪烁，从而能够平滑地调光。
而且，在本实施方式中，作为对相位控制的导通期间TON的开始时进行检测的第1阈值电压V1，设定了：比在相位控制的阻断期间TOFF内因从调光器8漏出的电流等造成的电压上升更高的电压。其结果是，能够准确地检测导通期间TON的开始。
而且，在本实施方式中，作为根据脉动电流电压VRE的零交叉、来对相位控制的导通期间TON的结束时进行检测的第2阈值电压V2，设定了：比第1阈值电压V1低、且比因从调光器8漏出的电流等造成的电压上升低的第2阈值电压V2。其结果是，能够减轻电源电压的变动等的影响，且能够准确地检测导通期间TON，从而能够准确地控制输出电流Iout。而且，在使用本实施方式的照明用电源的照明器具中，能够进一步减轻电源电压的变动等的影响，以抑制闪烁，从而能够平滑地调光。
第2实施方式
图4是例示包含第2实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
第2实施方式的照明器具1a与第1实施方式的照明器具1相比较，照明用电源3的结构不同。即，照明器具1a的照明用电源3a是：将照明用电源3的检测电路10替换为检测电路10a而构成。而且，照明器具1a的输入端子5、6经由调光器8a而连接于交流电源7。照明器具1a的上述以外的结构与照明器具1的结构相同。
图5是例示调光器的另一电路图。
调光器8a具有：整流电路34、40、半导体开关35、光电耦合器(photocoupler)36、二极管37、电阻38、电容器39以及调光控制电路41。
整流电路34串联地插入一对电源线的单侧。半导体开关35例如为FET，且连接于整流电路34的一对输出端子之间。而且，在整流电路34的一对输出端子之间，串联连接着二极管37、电阻38以及电容器39，而构成使半导体开关35导通的偏压电路。
光电耦合器36具有：受光元件36a及发光元件36b，受光元件36a连接于半导体开关35的控制端子(栅极)与构成偏压电路的电容器39之间。当光电耦合器36的受光元件36a导通时，将电容器39的电压施加至半导体开关35的控制端子。
整流电路40并联连接于一对电源线。调光控制电路41连接于整流电路40的一对输出端子之间。而且，在调光控制电路41的输出端，连接有光电耦合器36的发光元件36b。当发光元件36b发光时，受光元件36a导通、而电容器39的电压被施加至半导体开关35的控制端子。其结果是，半导体开关35导通，且调光器8a成为导通状态。而且，当发光侧元件36b不发光时，受光元件36a阻断，且半导体开关35阻断，调光器8a成为阻断状态。
例如，调光控制电路41包含微电脑(micro computer)，对使发光元件36b发光的时序进行调整，以对所输入的电源电压VIN下的相位控制的导通期间TON进行控制，而进行调光。
再次回到图4，照明用电源3a的检测电路10a与照明用电源3的检测电路10相比较，可知：分割电阻20、比较电路21以及电阻23、24等的比较电路21的周边电路的结构不同。即，在检测电路10a中是：将分割电阻20替换为分割电阻20a、20b的串联连接，将电阻23、24替换为连接在分割电阻20a、20b的连接点与比较电路21a的输出端之间的二极管42而构成。另外，比较电路21a的结构自身是与比较电路21相同。
当向比较电路21a的反转端子输入的、对脉动电流电压VRE进行分割所得的电压相对较低时，比较电路21a输出高电平。其结果是，二极管42受到逆偏压而成为阻断状态，对于比较电路21a，输入与串联连接的分割电阻19、20a、20b相应的相对较高的电压。
而且，当向比较电路21a的反转端子输入的、对脉动电流电压VRE进行分割所得的电压相对较高时，比较电路21a输出低电平。其结果是，二极管42受到顺偏压而导通，对于比较电路21a，输入与串联连接的分割电阻19、20a相应的相对较低的电压。
因此，脉动电流电压VRE相对较低、且比较电路21a的输出为高电平时，使输出反转为低电平的阈值电压相当于相对较低的第2阈值电压V2。而且，脉动电流电压VRE相对较高、且比较电路21a的输出为低电平时，使输出反转为高电平的阈值电压相当于相对较高的第1阈值电压V1。比较电路21a构成迟滞比较器。
而且，在本实施方式中，第1阈值电压V 1也被设定为：比受到调光器8a相位控制的交流电压VCT或者对交流电压VCT进行整流所得的脉动电流电压VRE在相位控制的阻断期间TOFF内的电压还高的电压。而且，第1阈值电压V1被设定为：比以从交流电压VCT供给最大输出的方式受到相位控制的交流电压的导通开始时的瞬间值V3还低。而且，第2阈值电压V2被设定为：比第1阈值电压V1低且比交流电压VCT或脉动电流电压VRE在相位控制的阻断期间TOFF内的电压低的电压。
图6(a)、图6(b)、图6(c)、图6(d)是第2实施方式的照明用电源的主要信号的时序图(timing chart)，图6(a)是电源电压VIN，图6(b)是受到相位控制的交流电压VCT，图6(c)是脉动电流电压VRE，图6(d)是控制信号CTL。
输入的电源电压VIN例如是商用电源的交流电压，为正弦波电压(图6(a))。而且，调光器8a是控制半导体开关35的电路相对于电源线而并联地插入的三线式调光器，且例示了调光器8的动作与控制相位相反的后切相位控制(逆相位控制)(图6(b))。
受到调光器8a相位控制的交流电压VCT是：与在相位控制的导通期间TON内输入的电源电压VIN大致相同，在相位控制的阻断期间TOFF成为平缓地下降的电压(图6(b))。
例如，在照明用电源3a的输入端子5、6之间，一般会以去除噪声等为目的而插入电容器。逆相位控制的调光器8a以按照规定的时序来阻断电源供给的方式而进行动作。但是，当存在插入于输入端子5、6之间的以去除噪声等为目的之电容器或配线的浮动电容时，即使调光器8a进行阻断动作，残留电荷的放电也需要时间，因此，向照明用电源3a输入的交流电压VCT不会瞬间下降(图6(b))。
经整流电路9整流的脉动电流电压VRE成为：使交流电压VCT折回至正侧的电压(图6(c))。另外，在图6(c)中，显示了第1阈值电压V1、第2阈值电压V2以及交流电压VCT的瞬间值V3。
如上所述，当脉动电流电压VRE从零开始上升时，比较电路21a输出高电平，因此，将脉动电流电压VRE与相对较低的第2阈值电压V2进行比较。比较电路21a在脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步上升时，检测零交叉、且输出低电平。其结果是，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图6(d))。
由于比较电路21a输出低电平，因此，比较电路21a的阈值电压成为相对较高的第1阈值电压V1。
当脉动电流电压VRE上升而成为峰值后、较第1阈值电压V1进一步下降时，比较电路21a输出高电平。其结果是，逆变器25输出低电平来作为控制信号CTL(图6(d))。控制信号CTL的高电平的期间成为相位控制的导通期间TON(图6(d))。
由于比较电路21a输出高电平，因此，比较电路21a的阈值电压成为相对较低的第2阈值电压V2。
当脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步上升时，比较电路21a输出低电平，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图6(d))。控制信号CTL的低电平的期间成为相位控制的阻断期间TOFF(图6(d))。
控制信号CTL经由包含电阻26和电容器27的积分电路而平滑化后，被输入至控制电路11。而且，如上所述，控制电路11输出了输出电流Iout，该输出电流Iout与控制信号CTL的高电平的期间、即相位控制的导通期间TON的长度相应。
在本实施方式中，作为根据零交叉来对相位控制的导通期间TON的开始时进行检测时的第2阈值电压V2，设定了相对较低的电压。其结果是，能够准确地检测导通期间TON的开始。
而且，在本实施方式中，作为对相位控制的导通期间TON的结束时进行检测的第1阈值电压V1，设定得高于第2阈值电压V2。其结果是，能够减轻因照明用电源3a的输入电容等、造成相位控制从导通向阻断切换时的电压下降变得平缓的影响，能够准确地检测导通期间TON，从而能够准确地控制输出电流Iout。而且，在使用本实施方式的照明用电源的照明器具中，能够进一步减轻电源电压的变动等的影响，抑制闪烁，从而能够平滑地调光。
本实施方式的上述以外的效果与第1实施方式的效果相同。
第3实施方式
图7是例示包含第3实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
第3实施方式的照明器具1b与第1实施方式的照明器具1相比较，照明用电源3的结构不同。即，照明器具1b的照明用电源3b是：将照明用电源3的检测电路10替换为检测电路10b而构成。照明器具1b的上述以外的结构与照明器具1的结构相同。
照明用电源3b的检测电路10b与照明用电源3的检测电路10相比较，不同之处在于：追加有泄放电路(bleeder circuit)43，所述泄放电路43在相位控制的阻断期间TOFF内，经由整流电路9而使小于输出电流Iout的输入电流流动。
泄放电路43具有：逆变器44、开关元件45、电阻46及齐纳二极管(Zener diode)47。逆变器44包含NPN晶体管，生成使控制信号CTL反转的信号。开关元件45例如为FET，经由电阻46而连接在整流电路9的一对输出端子之间。开关元件45的控制端子(栅极)连接于逆变器44的输出端。而且，齐纳二极管47连接于开关元件45的控制端子。
图8(a)、图8(b)、图8(c)、图8(d)是第3实施方式的照明用电源的主要信号的时序图，图8(a)是电源电压VIN，图8(b)是脉动电流电压VRE，图8(c)是控制信号CTL，图8(d)是开关元件的电压VDS。
输入的电源电压VIN例如是商用电源的交流电压，为正弦波电压(图8(a))。
经整流电路9整流的脉动电流电压VRE在相位控制的导通期间TON成为：使输入的电源电压VIN折回至正侧的电压(图8(b))。
当脉动电流电压VRE从零开始上升时，比较电路21输出高电平，因此，将脉动电流电压VRE与相对较高的第1阈值电压V1进行比较。当脉动电流电压VRE较第1阈值电压V1进一步上升时，比较电路21输出低电平。其结果是，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图8(c))。
由于比较电路21输出低电平，因此，比较电路21的阈值电压成为相对较低的第2阈值电压V2。
当脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步下降时，比较电路21检测零交叉、且输出高电平。其结果是，逆变器25输出低电平来作为控制信号CTL(图8(c))。控制信号CTL的高电平的期间成为相位控制的导通期间TON(图8(c))。
由于控制信号CTL为高电平，因此，逆变器44输出低电平，开关元件45成为阻断状态。其结果是，无电流流经电阻46，开关元件45的电压VDS大致等于脉动电流电压VRE(图8(d))。
而且，由于比较电路21输出高电平，因此，比较电路21的阈值电压成为相对较高的第1阈值电压V1。
当脉动电流电压VRE较第1阈值电压V1进一步上升时，比较电路21输出低电平，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图8(c))。控制信号CTL的低电平的期间成为相位控制的阻断期间TOFF(图8(c))。
由于控制信号CTL为低电平，因此，逆变器44输出高电平，开关元件45成为导通状态。其结果是，开关元件45的电压VDS大致成为零，泄放电流流经电阻46，在输入端子5、6之间流动有比输出电流Iout小的输入电流。照明用电源3b的输入端子5、6之间的阻抗(impedance)大致等于电阻46的电阻值，且小于调光器8的相位电路13的阻抗。其结果是，相位控制的阻断期间TOFF内的脉动电流电压VRE大致成为零。
控制信号CTL经由包含电阻26和电容器27的积分电路而平滑化后，被输入至控制电路11。而且，如上所述，控制电路11输出了输出电流Iout，该输出电流Iout与控制信号CTL的高电平的期间、即相位控制的导通期间TON的长度相应。
在脉动电流电压VRE变得低于第2阈值电压V2后、直至实际上零交叉为止的期间内，调光器8为导通，因此，会产生因泄放电流造成的电力消耗。第2阈值电压V2越低，直至脉动电流电压VRE实际上零交叉为止的期间越短，越能够减少消耗电力。
在本实施方式中，在相位控制的阻断期间TOFF内，利用泄放电路43而使输入电流流经输入端子5、6之间，使得照明用电源3b的输入端子5、6之间的输入阻抗小于调光器8的相位电路13的阻抗。其结果是，能够使相位控制的阻断期间TOFF内的脉动电流电压VRE下降至大致为零，能够使检测零交叉的第2阈值电压V2相对较低，从而能够减少消耗电力。
而且，在本实施方式中，能够更准确地检测零交叉，从而能够更准确地检测相位控制的阻断期间TOFF以及导通期间TON。其结果是，能够进一步抑制因电源电压的变动或电源电压的失真等造成的输出电流Iout的变动。而且，在使用本实施方式的照明用电源的照明器具中，能够进一步抑制因电源电压的变动或电源电压的失真等造成的闪烁，从而能够更平滑地调光。
本实施方式的上述以外的效果与第1实施方式的效果相同。
第4实施方式
图9是例示包含第4实施方式的照明用电源的照明器具的电路图。
第4实施方式的照明器具1c与第2实施方式的照明器具1a相比较，照明用电源3a的结构不同。即，照明器具1c的照明用电源3c在照明用电源3b中追加了泄放电路43。照明器具1c的上述以外的结构与照明器具1a的结构相同。
泄放电路43与第3实施方式的照明用电源3b的泄放电路43相同，因此省略说明。
图10(a)、图10(b)、图10(c)、图10(d)是第4实施方式的照明用电源的主要信号的时序图，图10(a)是电源电压VIN，图10(b)是脉动电流电压VRE，图10(c)是控制信号CTL，图10(d)是开关元件的电压VDS。
输入的电源电压VIN例如是商用电源的交流电压，为正弦波电压(图10(a))。而且，调光器8a是控制半导体开关35的电路相对于电源线而并联地插入的三线式调光器，且例示了调光器8的动作与控制相位相反的后切相位控制(逆相位控制)(图10(b))。
经整流电路9整流的脉动电流电压VRE在相位控制的导通期间TON成为：将输入的电源电压VIN折回至正侧的电压(图10(b))。
当脉动电流电压VRE从零开始上升时，比较电路21a输出高电平，因此，将脉动电流电压VRE与相对较低的第2阈值电压V2进行比较。当脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步上升时，比较电路21a输出低电平。其结果是，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图10(c))。
由于控制信号CTL为高电平，因此，逆变器44输出低电平，开关元件45成为阻断状态。其结果是，无电流流经电阻46，开关元件45的电压VDS大致等于脉动电流电压VRE(图10(d))。
由于比较电路21a输出低电平，因此，比较电路21a的阈值电压成为相对较高的第1阈值电压V1。
当脉动电流电压VRE上升并达到峰值后、较第1阈值电压V1进一步下降时，比较电路21a输出高电平。其结果是，逆变器25输出低电平来作为控制信号CTL(图10(c))。控制信号CTL的高电平的期间成为相位控制的导通期间TON(图10(c))。
而且，由于比较电路21a输出高电平，因此，比较电路21a的阈值电压成为相对较低的第2阈值电压V2。
当脉动电流电压VRE较第2阈值电压V2进一步上升时，比较电路21a输出低电平，逆变器25输出高电平来作为控制信号CTL(图10(c))。控制信号CTL的低电平的期间成为相位控制的阻断期间TOFF(图10(c))。
由于控制信号CTL为低电平，因此，逆变器44输出高电平，开关元件45成为导通状态。其结果是，开关元件45的电压VDS大致成为零，泄放电流流经电阻46，在输入端子5、6之间流动有比输出电流Iout小的输入电流。照明用电源3c的输入端子5、6之间的阻抗大致等于电阻46的电阻值，且小于调光器8a中的包含电阻38及电容器39的偏压电路的阻抗。其结果是，相位控制的阻断期间TOFF内的脉动电流电压VRE大致成为零。
控制信号CTL经由包含电阻26和电容器27的积分电路而平滑化后，被输入至控制电路11。而且，如上所述，控制电路11输出了输出电流Iout，该输出电流Iout与控制信号CTL的高电平的期间、即相位控制的导通期间TON的长度相应。
在脉动电流电压VRE实际上零交叉后、直至变得高于第2阈值电压V2为止的期间内，调光器8为导通，因此，会产生因泄放电流造成的电力消耗。第2阈值电压V2越低，脉动电流电压VRE实际上零交叉后、直至检测电路检测到零交叉为止的期间越短，越能够减少消耗电力。
在本实施方式中，在相位控制的阻断期间TOFF，也有泄放电流流经整流电路9的一对输出端子之间，且使照明用电源3c的输入端子5、6之间的输入阻抗小于调光器8a的相位电路13的阻抗。其结果是，能够使相位控制的阻断期间TOFF内的脉动电流电压VRE下降至大致为零，使检测零交叉的第2阈值电压V2相对较低，从而能够减少消耗电力。
本实施方式的上述以外的效果与第2实施方式的效果相同。
以上，参照具体例说明了实施方式，但并不限定于这些实施方式，可进行各种变形。
例如，照明光源4也可为LED或OLED等，而且，照明光源4也可将多个LED串联或并联连接。
而且，作为控制电路11，例示了包含开关元件28和变压器29等的回扫(flyback)型的DC-DC转换器(converter)，但只要能够生成使照明负载2点灯的输出电压Vout、输出电流Iout，则也可采用其他结构。
而且，也可将第2实施方式及第4实施方式的说明中使用的调光器8a、与第1实施方式及第3实施方式的说明中使用的调光器8，同样地设为前切相位控制，以用于代替调光器8。
对本发明的若干实施方式进行了说明，但这些实施方式仅为例示，并不意图限定发明的范围。这些新颖的实施方式可以其他各种形态来实施，在不脱离发明的主旨的范围内可进行各种省略、替换、变更。这些实施方式或其变形包含在发明的范围或主旨内，并且包含在权利要求书中记载的发明及其均等的范围内。

Claims (5)

1.一种照明用电源，其特征在于包括：
检测电路，具有比较电路，当所述比较电路输出为第1电平时，所述检测电路根据所述比较电路的输出电压产生第1阈值电压，将受到相位控制的交流电压与第1阈值电压进行比较，以检测所述交流电压下的相位控制的导通状态的变化，当所述比较电路输出为第2电平时，所述检测电路根据所述比较电路的输出电压产生低于所述第1阈值电压的第2阈值电压，并将所述交流电压与低于所述第1阈值电压的第2阈值电压进行比较，以检测所述交流电压的零交叉，由此来检测所述相位控制的导通期间；以及
控制电路，在所述导通期间相应地输出输出电流。
2.根据权利要求1所述的照明用电源，其特征在于更包括，
泄放电路，在所述相位控制的阻断期间，所述泄放电路流动有小于所述输出电流的输入电流。
3.根据权利要求1或2所述的照明用电源，其特征在于，
所述第1阈值电压低于在所述交流电压供给最大输出的相位时的、所述交流电压的导通时的瞬间值。
4.一种照明器具，其特征在于包括：
权利要求1至3中任一项所述的照明用电源；以及
照明负载，作为所述照明用电源的负载而连接。
5.根据权利要求4所述的照明器具，其特征在于还包括：
调光器，向所述照明用电源输出受到相位控制的交流电压。
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