CN103204570A - 一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置，包括壳体，壳体内并列分布有多个电极板，所有电极板呈交替间隔的分为两组；两组电极均设有电气连接线；还包括一EM模块脉冲电源系统，EM模块脉冲电源系统由L-C谐振恒流充电电路、两级充放电回路、脉宽调制器和脉冲压缩电路构成。本发明是利用电磁切变场（电磁切变窄脉冲）作用于污水中水分子团簇结构、污染物分子的团簇结构，改变污水的物理化学性质，提高溶气效率及化学、生化反应速度，在同等效率的情况下，可降低能耗，节能达50%以上。而且体积只是现有技术中溶气装置的十分一，从而节约了大量的原材料。

Description

一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置

技术领域

本发明涉及一种污水处理装置，尤其涉及一种利用电磁（EM）切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置。 

背景技术

目前，污水处理技术中常常需要将空气、氧气、氯气、臭氧等气体投加到污水中，以达到促进生化、化学反应、消毒等方面的作用，其投加方式基本上是采用射流曝气、曝气盘（管）曝气或溶气泵等投加手段，使用时，通过增加水深的方式来增加溶气效率，其原理基本是通过增加气体分压来增大气体的溶解度。但这样方式所存在的不足之处是：能耗大，溶气效率低、并且受温度等因素的影响较大，另外，用增加水深度的办法来达到提高溶气效率，使其适用场合受到很大的限制。 

发明内容

针对上述现有技术，本发明提供一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置。本发明解决了现有装置所存在的能耗大、溶气效率低、受温度影响大的技术问题。 

为了解决上述技术问题，本发明利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置予以实现的技术方案是：包括壳体，所述壳体内并列分布有多个电极板，所有电极板呈交替间隔的分为两组；两组电极均设有电气连接线；还包括一EM模块脉冲电源系统，所述EM模块脉冲电源系统由L-C谐振恒流充电电路、两级充放电回路、脉宽调制器和脉冲压缩电路构成；所述L-C谐振恒流充电电路，由电源、L-C谐振恒流电路以及充电电路组成；所述电源的U0为电网交流电压，通过一调压器T1连接至所述L-C谐振恒流电路，所述L-C谐振恒流电路由电容器C1和两个分别带有铁心的电感线圈L1和电感线圈L2组成；所述充电电路由隔离变压器T2、整流桥D和第一级储能电容C2组成；所述两级充放电回路由电感L3、晶闸管K1、第二级储能电容C3、高频脉冲变压器T3和晶闸管K2组成；所述电感l3与第一级储能电容C2连接，所述L-C谐振恒流充电电路给第一级储能电容C2充电，第一级储能电容C2通过所述电感L3、晶闸管K1和第二级储能电容C3放电，所述第二级储能电容C3通过高频脉冲变压器T3原边漏感L4和晶闸管K2放电；所述晶闸管K1和晶闸管K2轮流导通，通过所述晶闸管K1和晶闸管K2对第二储能电容C2放电形成脉冲；所述脉宽调制器采用SG3525单片集成PWM控制芯片，该芯片的6脚和5脚之间串联有电容C5和调节电位器R3，其中调节电位器R3用于调节输出信号的频率；该芯片的 7脚与5脚之间连接有放电电阻R4；该芯片的13脚和12脚之间串联有分压电阻R1和分压调节电阻R2，所述分压电阻R1和分压调节电阻R2用于将13脚基准电压调整器输出的标准电压分压，分出的电压接到补偿端9脚，分压调节电阻R2用于改变引入9脚的电压幅值，从而达到调节脉宽；该芯片的8脚连接有电容C6；该芯片的13脚和15脚连接有电容C4；该芯片的10脚接地；该芯片的11脚和14脚为两路互补信号的输出；该芯片的11脚和14脚分别通过其隔离及放大电路连接至所述晶闸管K1和晶闸管K2，所述隔离及放大电路包括光耦和三极管，经过光耦隔离和三极管放大后的信号触发所述晶闸管K1和晶闸管K2；所述脉冲压缩电路由与所述高频脉冲变压器T3副边连接的自击穿气体开关，所述自击穿气体开关为同轴结构，其中间部位为铜棒电极，其外面是不锈钢圆筒电极，气体介质为氩气；所述自击穿气体开关连接有两段Blumlein传输线，两段Blumlein传输线获得的脉冲电压等于充电电压；两组电极的电气连接线分别与两段Blumlein传输线连接。 

进一步讲，本发明利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置中，所述高频脉冲变压器的铁心为30型JP2.5K锰锌铁氧体铁心，铁心形状为C型，铁心磁路长17.7cm，截面为圆形，半径为1.3cm，截面积为5.3cm2；所述高频脉冲变压器的初级绕组匝数为19匝，次级绕组匝数为1140匝；所述初级绕组的线径d=1.24mm，所述次级绕组的线径为0.14mm。 

与现有技术相比，本发明的有益效果是： 

本发明从一个全新的角度来实现在污水处理过程提高溶气效率，是利用电磁切变场（电磁切变窄脉冲）作用于污水中水分子团簇结构、污染物分子的团簇结构，从而改变了污水的物理化学性质，与现有的装置相比，可以成倍的提高溶气效率及化学、生化反应速度。本发明装置具有低能耗、高溶气效率且不受环境温度影响的优点。与目前常规溶气装置（如溶气泵，射流投加等）比较，在同等效率的情况下，可降低能耗，节能达50%以上。而且体积只是现有技术中溶气装置的十分一，从而节约了大量的原材料；本装置可以全自动运行，无需人员值守，节约人力成本，降低了运行人员劳动强度。 

附图说明

图1-1是本发明溶气装置实施例一的结构示意图； 

图1-2是图1-1中A-A位置剖视图； 

图2-1是本发明溶气装置实施例二的结构示意图； 

图2-2是图2-1中B-B位置剖视图； 

图3是本发明所实现的脉冲电流波形图； 

图4是本发明中EM模块脉冲电源电路原理图； 

图5是本发明中L-C谐振恒流充电电路图； 

图6-1是一种单级充放电电路图； 

图6-2是本发明中两级充放电回路电路图； 

图6-3是脉宽调制器SG3525的外围电路图； 

图6-4和图6-5分别是脉宽调制器SG3525输出信号的隔离及放大电路图； 

图7-1是本发明中高频脉冲变压器等效电路图； 

图7-2是二阶滤波电路的幅频特性曲线； 

图7-3是二阶滤波电路的相频特性曲线； 

图7-4是本发明中变压器绕组线路图； 

图8-1是本发明中Blumlein传输线的电路及其中的波过程； 

图8-2是本发明中自击穿气体开关剖视图。 

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细地描述。 

如图1-1和图1-2所示，本发明一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置，包括壳体1，所述壳体1内并列分布有多个电极板2，所述电极板2涂覆有镧系金属氧化物涂层，使其具有较低的析氢析氧电位；所有电极板2呈交替间隔的分为两组，两组电极均设有电气连接线3，两组电极的电气连接线分别与一EM模块脉冲电源系统4的两段Blumlein传输线连接。 

为了得到高压、高重复频率和纳秒级快上升沿的高能脉冲，EM模块脉冲电源将充电、储能、脉冲形成、脉冲压缩有机结合起来，提出一种新的高重复频率纳秒级前陡沿脉冲高压电源设计方案。通常脉冲形成回路得不到纳秒级陡脉冲，还需要脉冲压缩回路，因此EM模块脉冲电源将脉冲形成回路放在低压侧，脉冲压缩回路放在高压侧，中间用变压器升压和隔离。如图4所示，所述EM模块脉冲电源系统4由L-C谐振恒流充电电路、两级充放电回路、脉宽调制器和脉冲压缩电路构成。 

脉冲是储能元件在输出脉冲期间向负载放电形成的，那就必须在脉冲输出的间隔时间内，利用电源对储能元件充电。因此，除了放电回路（即脉冲形成回路），还需要一个充电回路。为使脉冲电源能够良好的工作，通常对充电电路有下述三项要求： 

（1）必须保证在每一次充电过程结束后，储能元件上都具有大致相同的充电电压； 

（2）必须保证在脉冲输出期间，使电源和放电开关充分隔离开； 

（3）必须有较高的充电效率。 

为了满足高重复频率的要求，除了需要满足以上三个要求之外，还需要解决的一个问题是快速充电。传统的单次运行的脉冲功率电源常采用恒压充电技术，其缺点是：充电回路限流电阻的存在严重限制了充电速度，并且该电阻的耗能使充电效率偏低，在高重复频 率条件下，其耗能更是不可忽略。因此，在重复频率脉冲功率装置中通常采用L-C谐振恒流充电电路，其特点是：充电电流与负载无关，充电速度快，并且充电回路无需电阻，提高了效率。 

如图4和图5所示，所述L-C谐振恒流充电电路，由电源、L-C谐振恒流电路以及充电电路组成；所述电源的U0为电网交流电压，通过一调压器T1连接至所述L-C谐振恒流电路，所述L-C谐振恒流电路由电容器C1和两个分别带有铁心的电感线圈L1和电感线圈L2组成,（其互感为M，M=KL，0<K<1为互感系数）；所述充电电路由隔离变压器T2、整流桥D和第一级储能电容C2组成。 

当满足谐振条件ω²LC=1，并忽略电感线圈电阻时，由电路原理得 

$I_2=-j\frac{U_1}{\mathrm{\&omega;L}(1+K)}$

$I_1=j\frac{U_2}{\mathrm{\&omega;L}(1+K)}$

因此，L-C谐振恒流电路输出电流I₂只与电压U₁有关，即其输出电流与负载无关,这样就保证了充电电流始终保持在较高值,从而提高了充电速度。 

电容储能是脉冲功率技术中最简单也是应用最多的一种储能方式，通过闭合开关对储能电容放电形成脉冲，这其中的关键是闭合开关的选取，EM模块脉冲电源系统中脉冲形成在低压侧，因此选择半导体开关器件作为闭合开关是最合适的。 

开关器件有很多种，如按功率等级来分类，有微功率器件、小功率器件、大功率器件等等；按制造材料分类有锗管、硅管等；按导电机理分类有双极型器件、单极型器件、混合型器件等；按控制方式来分类，可分为不可控器件、半可控器件和全可控器件三类器件：不可控器件包括整流二极管、快速恢复二极管、肖特基二极管等等，半可控器件只有普通晶闸管（SCR）一种，全可控器件包括双极结型电力三极管（BJT）、功率场效应管（POWER MOSFET）、绝缘栅极双极型晶体管（IGBT）、静电感应晶体管（SIT）、可关断晶闸管（GTO）、静电感应晶闸管（SITH）等。 

在选取开关器件时，主要从以下几个方面考查开关器件的性能特点： 

（1）导通压降。半导体器件工作在饱和导通时仍然产生一定的管耗，管耗与器件导通压降成正比，所以应尽量选择低导通压降的电力半导体器件。 

（2）运行频率。电力半导体器件运行频率除了与器件的最小开、关时间有关外， 

还受到开关损耗和系统控制分辨率的限制，器件的开、关时间越短，器件可运行的频率越高。 

（3）器件容量。器件容量包括输出功率、电压及电流等级、功率损耗等参数。 

（4）耐冲击能力。主要是指器件短时间内承受过电流的能力。 

（5）可靠性。主要是指器件防止误导通的能力。半可控器件一旦受到干扰信号产生了误导通，则无法通过控制信号将其关断。而全可控器件可以通过控制信号迅速关断误导通的器件，因此系统工作可靠性高。 

表1列出了几种主要的电力半导体全控性开关器件的特性。从表中可以清楚的看到SCR的功率大于MOSFET和IGBT，同样功率的三种器件，SCR价格要便宜很多。虽然MOSFET开关速度最快，工作频率最高，但电流容量相对较小，耐压较低，导通压降大。IGBT虽然频率也较高，功率也较大，但是IGBT过流过压能力差，很容易烧毁，需要复杂的保护电路。本课题最初就是选用IGBT，但是实验表明，IGBT太脆弱，容易烧毁，而且这里不需要全可控器件，利用电感电容的谐振，可实现软开关技术，在电流为零时，半可控器件SCR就可以自关断，等待下一次放电。SCR优点就在于功率大，过流过压能力强，不易烧毁，不需要复杂的保护电路，且驱动简单，不需要专门的驱动芯片，经济实惠，而且导通压降低，因此，在频率不是很高（几kHz量级）、高压和大电流的情况下，选择SCR作为开关器件是最合适的。 

表1几种主要的电力半导体全控性开关器件的特性比较 

器件名称	SCR	MOSFET	IGBT
				驱动方式	电流	电压	电压
驱动功率	大	小	小
				开关速度	1-5μs	0.1-0.5μs	0.5-1μs
高压化	容易	难	容易
				大电流化	容易	难	容易
导爱压降	低	高	低
				开关损耗	中～高	很低	低～中
工作频率	低	最高	高

1）SCR工作特性及对触发信号的要求 

晶闸管（SCR-Silicon Controlled Rectifier）是一种四层三端半导体器件，目前已广泛应用的开关器件中电压、电流额定值最高的可控开关器件就是SCR。 

晶闸管有如下特性： 

(1)晶闸管导通的条件是：阳阴极间必须加正向电压，控制极施加正的控制极电流； 

(2)晶闸管具有正向阻断的能力； 

(3)元件在正压时是可控的，在反压时则完全处于断态，也就是说它具有单向导电性质； 

(4)元件触发导通后，控制极失去作用，即元件的可控性是不可逆的，故称其为半可控元件。 

在晶闸管阳阴极间施加反向电压时，其反向伏安特性与一般二极管相似，具有很好的反向阻断能力，此时只有很小的漏电流（若干微安到几十毫安）通过元件，当反向电压增加到反向转折电压时，漏电流急剧增加，特性曲线开始弯曲，若进一步增加反向电压，会使晶闸管击穿。 

在晶闸管阳阴极间施加正向电压时，如果门极没有正向电压，即门极电流为零时，正向流过晶闸管的漏电流也很微小，晶闸管具有正向阻断能力。只要正向电压低于正向转折电压，晶闸管就处于断态，一旦正向电压达到正向转折电压，则电流突然增加，端电压很快下降，晶闸管处于通态。如果门极加上足够大的正向电压，使门极、阴极间流过足够大的电流时，阳极和阴极之间的内电阻立即变得很小，这时晶闸管处于导通状态，阳阴极的电压降很小。 

晶闸管的触发电流波形对晶闸管的运行，特别是对其开关过渡过程有很大的影响。理想的触发电流波形应满足如下要求： 

(1)触发脉冲前沿。对于大功率晶闸管，为了减少开通时间，满足电流变化率的要求；或者在串并联电路中，为缩小开通时间的分散性，都应采用强触发脉冲。强触发脉冲电流的前沿时间小于1μs，前沿峰值等于门极触发电流（使晶闸管由断态转入通态所必需的最小门极电流）的5-6倍。因为晶闸管一经触发导通后，控制极就失去作用，为了不增加控制电路的负担，则强脉冲前沿峰值的宽度至少要大于元件的开通时间，而开通时间又受到主回路负载性质的影响，通常约为20μs。 

(2)触发脉冲的宽度。单从元件本身来看，脉冲宽度至少应大于元件的开通时间。当元件从断态变为导通态时，一定要是阳极电流达到擎住电流，元件才能维持开通状态。而阳极电流的上升受主电路及负载的影响，因此触发脉冲宽度相对来说是很宽的。 

(3)触发脉冲后沿。采用单个窄脉冲或双窄脉冲触发的晶闸管，对其触发脉冲的后沿没有很严格的要求；而对于整个导通期都有触发电流的晶闸管，脉冲后沿不好有时会使晶闸管关不断。由于结间存贮电荷的存在，控制极与阴极之间也存在结电容，也有存贮电荷积累与消失的问题，这会使实际关断时间延后。因此对于整个导通期间都有触发电流的晶闸管的触发脉冲，对于后沿也有很严格的要求：尽可能使触发电流后沿陡一些；在晶闸管控制极与阴极之间加上电压，使其产生负的控制极电流，一边迅速地将控制极的结间存贮电荷拉掉；控制极触发信号消失之后到关断反压到来之前，两者之间要留有几十微秒的间隔。 

因此，本发明中开关器件选择SCR晶闸管。 

若采用单级充放电回路，电路如图6-1，储能电容C1经过恒流充电后，由半导体器件控制电路通断来形成重复的脉冲，并通过高频脉冲变压器T3升压。图6-1中电容C1容量很大，可等效为一个恒压源，那么开关器件的通断可看成是直流斩波，开关器件开通时电 流开始由零增长，直至在关断的瞬间由一个较大的值变为零，在整个过程中，开关器件都处在硬开关的工作状态下，而硬开关存在如下的缺点： 

(1)开关损耗大，限制了开关元件的工作频率。由于是在全额电压电流下进行开关转换，因而转换过程的瞬态功率损耗是很大的，且与元件的开关时间成正比。因此，开关损耗限制了元件的开关工作频率。 

(2)方波工作方式，产生较大的电磁干扰，电路存在着较大的动态电压、电流应力，即电流和电压的变化率很大。 

(3)在开关过程中，要求开关元件有较大的安全工作区。 

不仅如此，由于变压器原方漏感的作用，单级充放电回路会在开关管关断的瞬间产生尖峰过电压，使得开关器件受到严重威胁，因此需要并联RCD回路吸收尖峰电压，但这也不能完全保证开关器件的安全，而且也存在发热现象；同时变压器原边需要二极管和电阻构成的续流回路，续流电流等于开关器件关断时的电流，开关在关断时电流较大，因此续流电流也较大，续流电阻发热严重，严重影响了系统的效率。 

为了避免单级充放电带来的硬关断以及效率低的问题，本发明采用了两级充放电回路，也就是加上一个缓冲级，利用谐振达到开关器件零电流关断，从而实现软开关技术，如图4和图6-2所示，所述两级充放电回路由电感L3、晶闸管K1、第二级储能电容C3、高频脉冲变压器T3和晶闸管K2组成；所述电感l3与第一级储能电容C2连接，所述L-C谐振恒流充电电路给第一级储能电容C2充电，第一级储能电容C2通过所述电感L3、晶闸管K1和第二级储能电容C3放电，所述第二级储能电容C3通过高频脉冲变压器T3原边漏感L4和晶闸管K2放电；所述晶闸管K1和晶闸管K2轮流导通，通过所述晶闸管K1和晶闸管K2对第二储能电容C2放电形成脉冲。该电路具有如下优点： 

(1)实现了软开关技术。电容C3在晶闸管K2开通时放电，电容C3与变压器原方漏感L4谐振，谐振电流过零时晶闸管K2自关断，放电结束。零电流关断大大降低了开关损耗，可以大大提高开关频率； 

(2)可以将全可控器件换为半可控器件。单级充放电回路中只能使用全可控器件，因为电容C1太大，谐振频率低，不可能在电流过零点关断开关器件，半可控器件无法关断。在两级充放电回路中，则可以使用半可控器件，在谐振电流过零点晶闸管自关断。晶闸管功率大，价格便宜，耐冲击电压电流能力强，虽然频率不如全可控器件高，速度也不如全可控器件快，但是在本课题中已经可以满足要求，相反它比全可控器件安全，不易烧坏； 

(3)倍压作用，由于电感L3的存在，第二级电容上的电压等于第一级电容电压的两倍，在相同的条件下，将电路的电压等级提高了一倍； 

(4)两个晶闸管轮流导通，将电容C3的充电过程和放电过程完全隔离，可以不计充电对放电的影响； 

(5)能量传输效率高。合理选择电路参数，则晶闸管导通一次就可将电容C3的能量全部释放，使得高频脉冲变压器原方和付方能量传输效率达到最高。变压器付方的传输线也可等效为电容，能量传输到付方的同时也就是给传输线充电的过程。传输线的等效电容为C4，变压器的变比为k，则满足下式时，能量传输效率最高。 

脉冲形成回路采用两级充放电回路，用到两个晶闸管，且两个晶闸管轮流导通。因此，需要两路互补的控制信号，再将其放大来触发晶闸管。本发明选择脉宽调制器SG3525来产生调制信号，它是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成PWM控制器，由于它简单可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试。 

SG3525主要由以下几部分组成： 

(1)基准电压调整器。基准电压调整器是输出为5.1V、50mA、有短路保护的电压调整器。它供给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。 

(2)振荡器。振荡器的充电回路由电阻电容构成，还有放电电阻，改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率，此频率也就是振荡器的振荡频率。此电路中，放电电阻较小，所以形成的锯齿波波形后沿较陡。 

(3)误差放大器及补偿输入。误差放大器是差动输入的放大器，本电路可以不用，仅在补偿端9引入幅值可调的直流调制信号Ur。 

(4)锁存器。比较器的输出送到锁存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存，将系统所有的跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于提高可靠性，经过锁存器后的输出为PWM。 

(5)输出。13端、15端连结在一起，由11端、14端输出信号，这样，能保证13端的输出与锁存器的输出一致。 

此外，SG3525还有欠压锁定电路、闭锁控制电路、软启动电路。本发明中不须使用闭锁控制和软启动。本发明中SG3525的外围电路如图6-3所示。 

如图4和图6-3所示，所述脉宽调制器采用SG3525单片集成PWM控制芯片，该芯片的6脚和5脚之间串联有电容C5和调节电位器R3，其中调节电位器R3用于调节输出信号的频率；该芯片的7脚与5脚之间连接有放电电阻R4；该芯片的13脚和12脚之间串联有分压电阻R1和分压调节电阻R2，所述分压电阻R1和分压调节电阻R2用于将13脚基准电压调整器输出的标准电压分压，分出的电压接到补偿端9脚，引入幅值可调的直流调制信号Ur，调节分压调节电阻R2的阻值来改变引入9脚的电压幅值，从而达到调节脉宽的目的。 

该芯片的8脚为软启动端，8脚连接有电容C6起到防止干扰的作用，该芯片的电源端13脚和15脚连接有电容C4起到稳定和防止干扰的作用；该芯片的10脚为地，该芯片的11、14 脚为两路互补信号的输出；SG3525输出信号电流太小，不能用来直接驱动晶闸管，还需要通过放大电路放大。由于SG3525产生的两路互补信号是共地的，但是两个晶闸管阴极不共地，所以SG3525输出信号不能直接接到放大电路，如图4、图6-4和图6-5所示，该芯片的11脚和14脚分别通过其隔离及放大电路连接至所述晶闸管K1和晶闸管K2，所述隔离及放大电路包括光耦和三极管，经过光耦隔离和三极管放大后的信号就可以触发所述晶闸管K1和晶闸管K2了。 

为了得到高压陡脉冲，EM模块脉冲电源系统采用了高频脉冲变压器来升压，本发明中的高频脉冲变压器的铁心为30型JP2.5K锰锌铁氧体铁心，铁心形状为C型，铁心磁路长17.7cm，截面为圆形，半径为1.3cm，截面积为5.3cm2；所述高频脉冲变压器的初级绕组匝数为19匝，次级绕组匝数为1140匝；所述初级绕组的线径d=1.24mm，所述次级绕组的线径为0.14mm。 

所述高频脉冲变压器的工作原理和设计计算如下： 

高压高频变压器副边匝数要远远高于原边匝数，副边分布参数对电路的影响很大，特别是在高频情况下，变压器副边漏感和杂散电容将极大地影响能量的传输过程。因此，对这种变压器的分析也不同于普通高频变压器。高压变压器的等效电路图如图7-1所示。其中变比为1：N的变压器是不考虑分布参数的理想变压器。L_P，L_S是原、副边漏感，R_P，R_S是原、副边绕组等效电阻，C_P，C_S为原、副边杂散电容。 

由理想变压器输出部分向右看，可得输入输出传递函数为： 

$\frac{V_0}{V_1}=\frac{1}{s^2{L}_s{C}_s+s{R}_s{C}_s+1}$

式中：V₁和V₀分别是理想变压器的输出电压和该电压经L_s，R_s，C_s电路滤波后的输出电压。 

这是一个二阶滤波电路，其传递函数的幅频和相频特性如图7-2和图7-3所示，由图7-2和图7-3可见，对同样幅值的输入电压，频率由小到大变化时，其输出响应先变大，到某一个最高点后，再逐渐变小。这意味着主电路增益在频率变化时会剧烈变化，给控制电路的设计带来不便。由相频特性可见变压器相当于一个滞后环节。 

铁心是脉冲变压器的重要组成部分，脉冲变压器的体积、质量等主要指标都由铁心来确定。脉冲变压器铁心的工作状态不同于其他变压器，对材料的要求也不一样，脉冲变压器的铁心材料必须具备如下特性： 

(1)在前沿很陡的窄脉冲作用下，磁感应增量的变化率极高，在铁心中将感生强烈的涡流，引起显著的损耗。为了降低这种损耗，确保在窄脉冲情况下能得到高的有效脉冲磁导率，希望铁心材料的电阻率越高越好； 

(2)对于不加去磁磁场的脉冲变压器来说，铁心工作在极限局部磁滞回环上，为了能有较高的ΔB值，铁心材料的饱和磁感应强度越高越好，剩余磁感应强度越低越好； 

（3）为了降低脉冲变压器的温升，希望铁心材料的比损耗越小越好； 

（4）铁心材料还应具有良好的温度稳定性及耐辐射性等。常用的脉冲变压器的铁心材料有：电工钢、软磁合金、铁氧体、非晶态合金等。 

电工钢虽然饱和磁感应强度高，但是电阻率低，铁心损耗大，软磁合金虽然静态参数高，磁感应增量大，平均脉冲磁导率高，但是工艺复杂，成本高，电阻率小，有效磁导率低，不适合于高频窄脉冲，非晶态合金性能优良，但是价格太高，且不易购买。铁氧体铁心工艺性好，价格便宜，有效磁导率高，电阻率高，虽然铁氧体饱和磁感应强度较低，尺寸较大时难于制造，只能在中小功率的脉冲变压器中使用，但是EM模块脉冲电源功率不足1kW，因此选择铁氧体作为铁心材料比较合适。 

选定铁氧体作为铁心材料之后，就可以进行设计计算了，通常按照以下程序进行： 

(1)计算铁心尺寸。所选取的铁心必须符合标准，同时应尽量使线圈体积最小。铁心的平均直径越小，脉冲变压器的参数越好。增大铁心截面积，减少绕组匝数，能得到同样的脉冲伏秒面积，但能减小脉冲变压器的寄生参数。然而，绕组平均匝长增大，会使寄生参数有所增长。由于寄生参数和匝数的平方成正比，铁心截面积略大一些为好。对于中小功率铁氧体铁心的脉冲变压器，其体积通常为 

$\mathrm{Sl}=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_0{\mathrm{\&mu;}}_p{U}_1^2{t}_k^2}{L_p{\left(\mathrm{\&Delta;B}\right)}^2}\&times;{10}^8$

其中，S为铁心截面积，l为磁路长，μ0为真空磁导率，μp为铁氧体铁心的平均磁导率，U1为变压器原方脉冲电压，tk为脉冲宽度，Lp为变压器原方磁化电感，ΔB为铁心内磁感应强度增量，其值等于铁心材料的饱和磁感应强度BS减去剩余磁感应强度Br。这里选择锰锌铁氧体JP2.5K作为铁心材料，根据厂家提供的铁氧体参数，该材料的平均磁导率为2500，在25℃时，其饱和磁感应强度Br为0.51T，剩余磁感应强度Br为0.06T，磁感应强度增量 

△B=B_s-B_r=0.4T 

脉冲变压器原方脉冲电压平均值为160V，脉宽为10μs，磁化电感约为300μH，因此，计算铁心体积 

$\mathrm{Sl}=\frac{4\mathrm{\&pi;}\&times;{10}^{-7}\&times;2500\&times;{160}^2\&times;{(10\&times;{10}^{-6}\&times;0.5)}^2}{200\&times;{10}^{-6}\&times;{(0.4\&times;10000)}^2}\&times;{10}^8=62.8{\mathrm{cm}}^3$

取S/l=0.2，则l=17.7cm，S=3.54cm2。因此选取30型JP2.5K锰锌铁氧体铁心，铁心形状为C型，铁心磁路长17.7cm，截面为圆形，半径为1.3cm，截面积为5.3cm2，与计算结果最接近，且铁心截面略大一些，铁心饱和以及脉冲波形出发，希望铁心截面越大越好，从 损耗和效率的观点来看，铁心的截面积越小越好，两者是互相矛盾的，但是这里脉冲变压器的功率不足1kW，铁心饱和以及波形才是主要矛盾，因此这里选择略大一些的截面面积。而且，铁心面积大，绕组匝数就少，寄生参数就小，因此在体积允许的条件下适当增加截面面积是有好处的。 

（2）确定铁心尺寸之后，按照下式计算初级绕组匝数 

$N_1=\frac{U_1{t}_k}{\mathrm{S\&Delta;B}}=\frac{160\&times;10\&times;{10}^{-6}}{\mathrm{\&pi;}(1.3\&times;{10}^{-2})\&times;{0.4}^2}=18.8\&ap;19$

计算结果为18.8，取近似值19匝，由于变比为k=1:60，则次级绕组匝数 

N₂=kN₁=1140 

(3)确定导线截面积。导线截面积是根据导线电流和允许电流密度来确定的。允许电流密度是由绕组损耗以及变压器的冷却条件来确定的，干式脉冲变压器多层绕组时允许电流密度j=3-5A/mm²，这里取中间值j=4A/mm²。确定导线截面积时，必须考虑各种绕组损耗。为此，先求出导线中的等值电流： 

$I_{\mathrm{DZ}}=\frac{I_m}{\sqrt{q}}\sqrt{K_{\mathrm{ZF}}{k}_R}$

式中，Im为脉冲电流峰值，q为空度，而且kq=1/Ft，F是脉冲电流频率。当采用圆导线时，按下式确定线径： 

$d=1.13\sqrt{\frac{I_{\mathrm{DZ}}}{j}}\left(\mathrm{mm}\right)$

等值电流和系数k_ZF有关，而系数k_ZF和线径d有关。为了精确地求得线径，要采用逐次近似法。先选取k_ZF=1，计算出近似的d'值，再按下式确定近似的k_ZF'， 

$k_{\mathrm{ZF}}=1+2.18\frac{d}{\sqrt{t_k}}$

根据求得的k_ZF'来计算I_DZ，并确定出d值。要求的精度越高，近似的次数越多，一般精确到小数点后三位，计算次数不超过十次。由于是多层绕组，临近效应系数k_R通常取1.4。这里初级脉冲电流峰值I_m=200A，频率F=1.5kHz，脉宽t_k=10μs，再根据上述方法进行计算，初级第四次和第五次计算结果均为线径d=1.239mm，因此取初级绕组线径d=1.24mm，用同样的方法求出次级绕组的线径为0.14mm。 

（4）最后是确定绕组的绕线方式。脉冲变压器中最常用的是同轴圆筒式绕组，这种绕组漏感小，结构简单，加工方便。绕组线路有变压器式和自耦变压器式两种，当变比较高（k>5）时，变压器式漏感比自耦式小。因此，绕组结构采取同轴圆筒式，绕组线路选取 变压器式，而且为了加工方便，使用现成的模具灌注，将初级和次级绕组绕在同一个铁心柱上。由于次级匝数为1140匝，一层绕不下，故分为两层，又考虑到尽量减小绕组漏感，故采取图7-4所示的绕组线路。 

为了获得纳秒级前陡沿脉冲，EM模块脉冲电源系统选择Blumlein传输线来压缩脉冲。Blumlein传输线常用来进行脉冲压缩，通常由一段或两段传输线构成，一段传输线获得的脉冲电压为充电电压的一半，两段传输线获得的脉冲电压等于充电电压。如图4所示，所述脉冲压缩电路由与所述高频脉冲变压器T3副边连接的自击穿气体开关，所述自击穿气体开关连接有两段Blumlein传输线，传输线中的波过程如图8-1所示，两段传输线及负载按图图4和图8-1连接，两段传输线长度相等，均为l，波阻抗也相等，均为Z，v为波在传输线中传播的速度，负载电阻R=2Z，与传输线完全匹配。首先给两段传输线都充好电，在t=0时刻闭合开关，电压波开始在传输线中传播。经过t=3l/v后，波过程结束。在波传播的过程中，在t=l/v至3l/v时间内，在负载电阻R上的电压为充电电压U，负载上就获得了脉宽为2l/v的脉冲电压。由于波在传输线中传播的速度与光速在同一数量级，因此负载上的脉冲脉宽为纳秒量级。理想条件下，此脉冲的上升和下降沿均为零，脉冲为方波。 

考虑到高重复频率条件下触发气体开关的触发时序问题难以解决，普通的半导体器件耐压达不到要求，半导体开路开关SOS、DSRD国内还处于探索阶段，只有气体开关可以做到耐受很高的电压，也可以做到击穿时延及其分散性很小，其重复频率也可以采取适当措施尽量提高，选择自击穿气体开关配合Blumlein传输线获得高重复频率纳秒级陡脉冲高压脉冲。 

开关是脉冲功率电源关键技术之一，其特性决定了脉冲电源系统的输出电压参数，可是说气体开关的性能和电源的性能休戚相关。为了获得满意的脉冲输出，对于自击穿气体开关，必须达到以下五个要求： 

(1)重复频率高； 

(2)开关开通时间短且分散性小； 

(3)开关电感小； 

(4)开关电容小； 

(5)性能稳定，寿命长。 

首先，要采取措施提高气体开关的重复频率，它决定了整个电源的重复频率，不采取特殊措施时气体开关的重复频率很难超过1kHz。气体介质的恢复特性决定了开关的重复频率特性,而介质的恢复特性取决于开关火花放电消耗的能量及气体的冷却时间。放电产生的等离子体如果不能够及时的复合就会影响气体的绝缘恢复特性，减小放电时开关消耗的能量和加速气体的冷却可以促进等离子体的复合，有利于加快气体绝缘的恢复。 

气体开关内消耗的能量Q_F为 

$Q_F=\sqrt{\frac{{\mathrm{pd}}^2}{{\mathrm{\&alpha;}}^2}{\left(\frac{V_m}{R_s}\right)}^2(1-e^{-\mathrm{\&pi;R}/Z_m})}$

其中P为开关内的气压，d为极板间距，Vm为开关的击穿电压，Rs为开关回路电阻，α为碰撞电离系数，Zm为回路阻抗。 

减小气体开关内消耗的能量，就可以加快气体绝缘恢复，从上式可知,减小气体开关内消耗的能量，有如下措施： 

(1)消耗在开关气体中的能量与回路参数和开关参数有关,增大开关回路电阻，即在回路中串联电阻Rs，可减小气体内消耗的能量，从而缩短气体的绝缘恢复时间，提高开关频率； 

(2)在回路参数一定的情况下,如果保持击穿电压不变,由巴申定理Pd=常数，则在击穿电压不变的情况下,减小开关两电极间的间距d或增大开关内气压P,均可减小消耗在开关中的能量,使开关内气体的恢复时间缩短,从而提高气体开关的重复频率。 

(3)选取碰撞电离系数α大的气体，也可以减小气体放电时消耗的能量，提高开关频率。其中

λ为导热系数，Cp为气体的定压热容，ρ为气体的密度，这些参数都可以从相关资料中查得，在高频的情况下可以选用H2或SF6。 

加快气体的冷却时间，也可以加快气体的绝缘恢复。热传导的冷却速度（温度与时间及位置的关系）： 

$T(r,z,t)=\underset{m=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{r=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{d}{b^2}k1({\mathrm{\&beta;}}_m,{\mathrm{\&eta;}}_r,r,z)e^{-({\mathrm{\&beta;}}_m^2+{\mathrm{\&eta;}}_r^2)t}[k_2({\mathrm{\&beta;}}_m,{\mathrm{\&eta;}}_r)+k_3({\mathrm{\&beta;}}_m,{\mathrm{\&eta;}}_r,t)]$

式中b表示开关电极的半径,m、r是求和是用的自然数，βm和ηr分别是与m、r有关的常数,k1(βm,ηr,r,z)、k2(βm,ηr)和k3(βm,ηr,t)分别为与其括号内所含变量有关的函数。从上式可以看出开关的间距d与开关半径b的平方之比越小,则温度降低越快,所以开关电极采用小间距和大面积有利于提高开关的重复频率。 

除此之外，还可以采用磁吹和外部吹气方式将开关放电产生的热等离子吹走，来提高开关重复频率，这需要在开关结构上采用特殊设计。 

其次，要减小气体开关的开通时间。气体开关的开通时间决定了脉冲的上升沿，理想情况下，开关开通时间为零，脉冲的上升沿也为零，但实际上，任何开关开通都是需要时间的，开关的开通时间越长，脉冲的上升沿就越慢，因此为了获得较快的上升沿，必须减小气体开关的开通时间。 

气体开关的开通时间，又叫击穿时延由放电统计时延和放电形成时延两部分组成。所谓统计时延，在自击穿放电时是指从电压上升到静态击穿电压时刻开始，到间隙中出现有 效电子所需的时间。有效电子是指能引起电离发生并最终导致击穿的电子。由于出现有效电子的影响因素比较多，并多带有统计特性，因此出现有效电子的时间遵循统计规律，统计时延也由此得名。统计时延和电极材料、电极表面状况以及电场强度等因素有关。为了减小统计时延，可采用紫外线照射、放射性材料辐射以及火花放电等措施。这时，统计时延和间隙的初始电离强度及辐射强度有关。另外，施加电压高于静态击穿电压的大小也对统计时延有影响，过电压越大，时延越短。 

放电形成时延是指从出现有效电子起到击穿通道完全形成，即间隙完全击穿的时间。放电形成时延取决于电场强度、气压大小和气体特性。放电形成时延随开关击穿机制的不同而不同。在空间电荷引起流注发展的情况下，开关导通的形成时间决定于电子崩。在电子崩形成流注的时刻，电流突然上升，所以形成流注的时间主要取决于空间电荷的形成时间。随后是流注迅速发展的时间，这一时间一般可忽略不计。按照过电压的大小，流注击穿可以发生在发展完全的电子崩或发展不完全的电子崩。电压高时，电子崩形成的时间短一些，一直缩短到和流注发展、传播所需要的时间相近。 

开关的击穿时间抖动是放电时延的不确定性造成的。在间隙小于1cm时，如果场比较均匀，放电形成时延相对较小，放电时延主要取决于统计时延。在间隙距离较长时，放电时延主要取决于放电形成时延。但在比较均匀的电场中，放电形成时延仍较短。所以在实际应用中，为了减小间隙放电时延和放电分散性，主要应从减小统计时延及分散性着手。 

自击穿气体开关的击穿时延正比于时间常数θ，θ由下式确定： 

$\mathrm{\&theta;}=\frac{2P{d}^2}{\mathrm{\&alpha;}{V}_m^2}=2{(E/P)}^{-2}{\left(\mathrm{\&alpha;P}\right)}^{-1}$

其中α为碰撞电离系数。假如击穿发生在电压Vm不变的情况下，则由巴申定律，Pd=常数，因此，对于同种气体，θ∝1/P，即随着气压的增加，击穿时延缩短。气体开关的击穿时延随着气压的增加而减小的这种特性广泛地应用于脉冲功率技术中，高压陡脉冲发生器用的大量放电器都是放在压缩气体中的。同样，在静态击穿的条件下，随着火花间隙长度d的减小，电场强度与气压的比值E/P增加，也就是说，在短火花间隙（d<<1cm）中，甚至在1大气压时，也能得到E/P>10⁵伏/厘米大气压和击穿时延t_d≈10^-9s。同时，由上式可知，击穿时延与碰撞电离系数α成反比，因此在同样的条件下，α大的气体，击穿时延要短一些，在相同的E/P值时，氩气的α值时最大的。 

T.H.Martin研究了空气、氮气、氦气、SF6等不同种类气体，击穿时延从0.5ns到10μs，平均电场强度从5kV/cm～100kV/cm的几百组不同的实验数据，总结出气体击穿时延与平均电场强度之间的关系式如下： 

ρτ=97800(E/P)^-3.44

其中，ρ是气体密度，单位g/cm3；τ是击穿时延，单位s；E是平均电场强度，单位kV/cm。 两个常数的偏差分别为97800±5000和-3.44±0.06。由式2.15可知，增加气压也就增加了气体密度ρ，在E/P一定的情况下可以减小击穿时延。以上分析都说明开关内气压越大越好，气压越大，开关的击穿时延越短。 

再次，减小开关的电感、电容。气体开关放电产生的脉冲陡度可以近似地认为正比于放电间隙中的电场强度，而反比于每单位长度放电通道的电感，因此开关电感越小，脉冲越陡。而开关的电容越大，脉冲平顶的振荡越厉害，。因此，无论是电感还是电容，都是越小越好，而减小开关电感和电容需要从开关的结构上考虑。通常，为了减小开关的分散性，希望电场越均匀越好，因此平板电极是常见的电极结构，但是平板电极电感、电容都较大，不利于获得高质量的输出脉冲。因此，这里采取同轴结构，中间铜棒是一个电极，外面圆筒是一个电极，既减小了开关电感，又减小了开关电容。同时，当充气开关内的气压增加时，其间隙的绝缘强度相应增加，因而间隙长度可以缩小（当间隙上的电压一定时），放电间隙击穿后的放电通道变短，相应地减小了放电通道的电感。但是间隙减小会造成电容的增大，这二者是矛盾的，因此间隙不能太小，太小的间隙也不容易加工，且间隙太小，需要的气压就太大，对于开关的机械强度要求过高，所以需要选择合适的气压和间隙距离。 

最后，提高开关的稳定性，延长其寿命。虽然同轴结构的电极间电场不如平板电极均匀，但是同轴结构的电极如果中间电极不是太细，其电场还是比较均匀的，算是稍不均匀场，稳定性要求还是可以满足的。影响开关寿命的主要因素就是电极的烧蚀，同轴结构的电极击穿时产生的电磁场可以让电弧在电极间旋转，从而加大了烧蚀的面积，烧蚀现象比一点击穿好很多，再加上该电源的功率不大，电流和转移的库仑量都很比较小，基本可以满足长期运行的要求。 

综上所述，根据EM模块脉冲电源系统的要求，因此，本发明中的自击穿气体开关为同轴结构，其中间部位为铜棒电极，其外面是不锈钢圆筒电极，开关内气压可调，气体介质为氩气，其结构如图8-2所示。 

本发明中EM模块脉冲电源系统的工作原理是：工频220V通过L-C谐振恒流充电电路给储能电容充电，通过控制晶闸管通断将储能电容能量迅速释放形成脉冲，通过升压变压器再由高重复频率自击穿开关和Blumlein传输线将脉冲进一步压缩成纳秒级前陡沿脉冲。 

该EM模块脉冲电源系统完成了脉冲上升时间的三级压缩,第一级压缩是储能电容C2对电容C3放电,将脉冲上升时间压缩到毫秒级，第二级压缩是C3放电,脉冲上升时间压缩到微秒级,第三级Blumlein传输线，脉冲上升时间压缩到纳秒级。该脉冲电源输出电压脉冲峰值0-20KV可调、重复频率0-2kHz可调、脉冲上升前沿20ns、脉冲宽度100ns。电源电压通过调节调压器输入电压来实现，频率则通过晶闸管触发信号的频率调节来实现。快速有效的充电系统、简单可靠的触发电路、有效的过流过压保护、稳定可靠的自击穿开关，使得整个EM模块脉冲电源体积小,重量轻,重复频率高,效率高,可长期稳定运行。 

本发明的工作原理是：首先，污水在壳体1内的电极板2间流过，如图1-1或图2-1所示，利用EM模块脉冲电源系统在极短的时间内输出到在污水中的电极2上，在两组电极之间的污水中瞬间产生一个峰值从几安培到几十安培的电流脉冲，如图3所示，在电流脉冲作用下，污水中水分子团簇结构、污染物分子的团簇结构被打破，形成更小的团簇结构，同时污水中的各种离子受电流脉冲（峰值从几安培到几十安培）作用，形成激烈震荡，从而加速了水分子团簇结构、污染物分子的团簇结构的进一步破碎。由于水分子团簇结构变小，水分子之间的作用力发生改变，即水的张力改变，气体在水中的溶解度也随之发生改变，从而达到提高溶气效率的目的。同时由于污染物分子的团簇结构被打破，形成更小的团簇结构，加快了化学反应速度和生化反应速度。 

实施例一，如图1-1和图1-2所示，该溶气装置的壳体1断面形状为矩形，因此壳体1上的连接法兰为矩形连接法兰。使用时，脉冲电流通过电气连接线3输出到所有的电极板2上，通过电极板2在污水中产生脉冲电流对污水进行溶气处理。 

实施例二，如图2-1、图2-2所示，该溶气装置的壳体1断面形状为圆形，因此壳体1上的连接法兰为圆形连接法兰。其它结构与实施例一相同，在此不再赘述。 

需要规模较大时，可以采用将多组的上述实施例一或/和实施例二并联，以满足需要。 

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。 

Claims (3)

1.一种利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置，包括壳体（1），其特征在于，

所述壳体（1）内并列分布有多个电极板（2），所有电极板（2）呈交替间隔的分为两组；两组电极均设有电气连接线（3）；

还包括一EM模块脉冲电源系统（4），所述EM模块脉冲电源系统（4）由L-C谐振恒流充电电路、两级充放电回路、脉宽调制器和脉冲压缩电路构成；

所述L-C谐振恒流充电电路，由电源、L-C谐振恒流电路以及充电电路组成；所述电源的U0为电网交流电压，通过一调压器T1连接至所述L-C谐振恒流电路，所述L-C谐振恒流电路由电容器C1和两个分别带有铁心的电感线圈L1和电感线圈L2组成；所述充电电路由隔离变压器T2、整流桥D和第一级储能电容C2组成；

所述两级充放电回路由电感L3、晶闸管K1、第二级储能电容C3、高频脉冲变压器T3和晶闸管K2组成；所述电感l3与第一级储能电容C2连接，所述L-C谐振恒流充电电路给第一级储能电容C2充电，第一级储能电容C2通过所述电感L3、晶闸管K1和第二级储能电容C3放电，所述第二级储能电容C3通过高频脉冲变压器T3原边漏感L4和晶闸管K2放电；所述晶闸管K1和晶闸管K2轮流导通，通过所述晶闸管K1和晶闸管K2对第二储能电容C2放电形成脉冲；

所述脉宽调制器采用SG3525单片集成PWM控制芯片，该芯片的6脚和5脚之间串联有电容C5和调节电位器R3，其中调节电位器R3用于调节输出信号的频率；该芯片的7脚与5脚之间连接有放电电阻R4；该芯片的13脚和12脚之间串联有分压电阻R1和分压调节电阻R2，所述分压电阻R1和分压调节电阻R2用于将13脚基准电压调整器输出的标准电压分压，分出的电压接到补偿端9脚，分压调节电阻R2用于改变引入9脚的电压幅值，从而达到调节脉宽；该芯片的8脚连接有电容C6；该芯片的13脚和15脚连接有电容C4；该芯片的10脚接地；该芯片的11脚和14脚为两路互补信号的输出；该芯片的11脚和14脚分别通过其隔离及放大电路连接至所述晶闸管K1和晶闸管K2，所述隔离及放大电路包括光耦和三极管，经过光耦隔离和三极管放大后的信号触发所述晶闸管K1和晶闸管K2；

所述脉冲压缩电路由与所述高频脉冲变压器T3副边连接的自击穿气体开关，所述自击穿气体开关为同轴结构，其中间部位为铜棒电极，其外面是不锈钢圆筒电极，气体介质为氩气；所述自击穿气体开关连接有两段Blumlein传输线，两段Blumlein传输线获得的脉冲电压等于充电电压；

两组电极的电气连接线分别与两段Blumlein传输线连接。

2.根据权利要求1所述利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置，其特征在于，所述电极板（2）涂覆有镧系金属氧化物涂层。

3.根据权利要求1所述利用电磁切变场提高污水处理溶气效率的溶气装置，其特征在于，所述高频脉冲变压器的铁心为30型JP2.5K锰锌铁氧体铁心，铁心形状为C型，铁心磁路长17.7cm，截面为圆形，半径为1.3cm，截面积为5.3cm2；

所述高频脉冲变压器的初级绕组匝数为19匝，次级绕组匝数为1140匝；所述初级绕组的线径d=1.24mm，所述次级绕组的线径为0.14mm。

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