CN113098317B - 一种rbdt器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用 - Google Patents

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    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses

Abstract

本发明提供了一种RBDT器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用，使用基于DSRD器件的脉冲功率电路作为RBDT器件的触发电路，由于DSRD器件工作原理的特殊性，DSRD器件可以多个器件直接串联在一起使用，不存在多个全控开关管的触发的同步性要求，可以提高脉冲发生器的可靠性，此外基于DSRD器件的触发电路相比于现有的Marx发生器体积更为紧凑，需要的全控开关管数目更少，可以减小脉冲发生器的体积，简化脉冲发生器的控制，而且基于DSRD器件的触发电路输出电压上升率更高，可以优化RBDT器件的工作特性，提高脉冲发生器的效率。采用含有可饱和变压器的DSRD器件的触发电路拓扑，可以降低对原边开关管Q的耐压等级要求，节省脉冲发生器的成本。

Description

一种RBDT器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用
技术领域
本发明属于脉冲功率电路领域，更具体地，涉及一种RBDT器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用。
背景技术
脉冲功率技术是研究在相对较长的时间里把能量存储起来，然后经过快速压缩、转换，最后有效释放给负载的新兴科技领域。脉冲功率技术在科学研究和军事应用上有着非常重要的作用，其在军事上的应用体现在：核爆辐射效应模拟，惯性约束核聚变，高功率微波驱动源，电磁发射以及高功率激光等。此外，随着脉冲功率技术的不断发展，脉冲功率技术开始被逐渐应用于处理废气废水、材料制备、消毒灭菌和矿井物探等民用和工业领域。
开关是脉冲功率系统关键部件之一，一般都希望开关耐压等级高、导通电流大、开关速度快以及重复频率高。常规的气体开关虽然电压等级高、开通速度快，但其寿命有限、重复频率难以提高。因此，半导体器件由于具有重复频率高、寿命长、可靠性高以及成本相对较低的优点，被认为是脉冲功率领域最具有发展前景的开关之一。
其中，漂移阶跃恢复二极管(Drift Step Recovery Diode，DSRD)器件和反向阻断双端固态闸流管(Reverse Blocking Diode Thyristor，RBDT)器件是针对于脉冲功率应用专门提出和设计的半导体器件。DSRD器件是俄罗斯相关研究人员提出的一种断路型半导体开关，DSRD器件只有两个电极：阳极和阴极。其工作原理如下所示，先在DSRD器件的阳极和阴极之间施加一个正向电压，此时DSRD器件处于正向导通状态，DSRD器件的电流从阳极流向阴极，即DSRD器件流过正向电流，这个过程持续大概几百ns，在这个过程中DSRD器件被注入大量的电子空穴等离子体。随后，在DSRD器件的阳极和阴极之间施加一个反向电压，此时流过DSRD器件的电流反向，电流从阴极流向阳极，即DSRD器件流过反向电流，在这个过程中，前一阶段正向电流在DSRD器件中注入的等离子体被抽取出，等到DSRD器件内部电荷被抽取完毕，流过DSRD器件的反向电流被迅速截断，反向电流会被转移到与DSRD器件并联的负载上去，从而在负载上产生具有几个至十几个纳秒前沿的电压脉冲，其最大电压上升率可达数kV/ns。
RBDT器件是由美国研究人员提出的，利用具有较高电压上升率的脉冲来触发导通的闭合型半导体开关。RBDT器件与DSRD器件类似，也只有两个电极：阳极和阴极，其正向(阳极到阴极)与反向(阴极到阳极)均有阻断电压的能力。RBDT器件在工作时，正向阻断一定的电压，随后在需要RBDT器件导通时，在正向施加电压上升率超过数V/ns的触发电压脉冲，随后RBDT器件将从高阻抗阻断状态迅速转变为低阻抗导通状态，从而在负载上产生脉冲。由于RBDT器件是通过高dv/dt(电压变化率)触发的，而不是类似于晶闸管通过门极触发，因此RBDT器件有着更大的初始导通面积，器件电流能够在开通后迅速达到额定值。所以，RBDT器件相比于晶闸管更适合于应用在脉冲功率领域。
然而，RBDT器件的触发导通需要电压上升率超过数V/ns的触发电压脉冲，因此需要有专门的触发回路产生触发脉冲，这给RBDT器件的使用带来了不便，限制了RBDT器件的应用。通常情况下，RBDT器件的阻断电压为1000V左右，触发其导通时，RBDT器件两端的电压会比阻断电压大几百V，因此RBDT器件的触发回路需要能够提供电压上升率超过数V/ns、最大峰值电压超过1000V的电压脉冲。
为了实现以上要求，如图1所示，现有技术可以采用全固态Marx发生器作为RBDT器件的触发回路。然而，全固态Marx发生器一般由多级电路够成，其中包含多个全控半导体开关，例如IGBT或者MOSFET等。一方面，多级电路导致Marx放生器体积较大，导致基于RBDT的脉冲发生器体积不够紧凑；另一方面，在Marx发生器工作时，需要保证多个全控半导体开关的触发脉冲尽量一致，导致Marx发生器的可靠性较差。此外，由于全控半导体开关性能的限制，Marx发生器的输出电压上升率一般为数V/ns，难以进一步提高。而RBDT器件在工作时，更高的触发电压上升率将会使器件能够在更大器件面积范围内、更均匀的开通，从而使RBDT器件工作在更优化的状态下。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种RBDT器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用，旨在解决RBDT器件应用中，触发电路体积过大，控制复杂，可靠性较差，以及输出的触发电压的上升率有限的问题。
为实现上述目的，第一方面，本发明提供了一种RBDT器件的触发电路，包括：直流电源、开关管、原边储能电容、可饱和变压器、副边储能电容、DSRD；所述可饱和变压器包括原边绕组、副边绕组以及磁芯；
所述触发电路用于对RBDT进行触发，所述RBDT所在的RBDT支路与所述DSRD反向并联；
所述直流电源的正极分别连接原边储能电容的一端和开关管的一端；原边储能电容的另一端连接原边绕组的一端，原边绕组的另一端、开关管的另一端以及直流电源的负极共同接地；副边绕组的一端连接副边储能电容的一端，副边储能电容的另一端分别连接DSRD的一端和RBDT支路的一端，副边绕组的另一端、DSRD的另一端以及RBDT支路的另一端共同接地；
初始时刻，开关管和RBDT处于阻断状态，直流电源给原边储能电容充电；充电完成后，将开关管开通，原边储能电容通过原边绕组和开关管所在回路放电，并经过可饱和变压器变压后通过副边绕组、副边储能电容以及DSRD所在回路给副边储能电容充电，此时DSRD正向导通；
通过设置可饱和变压器参数，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和，此时副边储能电容通过副边绕组和DSRD所在回路放电，DSRD反向导通，待DSRD内部等离子体抽取完毕后，流过DSRD的电流被截断，并通过RBDT支路将流向DSRD的电流转移到RBDT上，在RBDT上产生触发脉冲，当RBDT两端的电压大于其阻断电压后，RBDT导通。
在一个可选的示例中，该触发电路还包括：限流电阻；
所述限流电阻的一端连接直流电源的正极，另一端连接原边储能电容的一端。
在一个可选的示例中，该触发电路还包括：第一二极管和耗能电阻；
所述第一二极管的阴极连接原边储能电容靠近直流电源正极侧的一端，第一二极管的阳极连接耗能电阻的一端，耗能电阻的另一端连接原边储能电容的另一端；或所述耗能电阻的一端连接原边储能电容靠近直流电源正极侧的一端，耗能电阻的另一端连接第一二极管的阴极，第一二极管的阳极连接原边储能电容的另一端。
在一个可选的示例中，该触发电路还包括：原边电感；
所述原边电感串联在原边储能电容和原边绕组的一端之间。
在一个可选的示例中，所述原边绕组和副边绕组均绕制在所述磁芯上；
所述通过设置可饱和变压器参数，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和，具体为：
通过设计合适的磁芯截面积，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和；或
当磁芯截面积大于或小于设计值时，调整所述原边电感的电感值使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和。
在一个可选的示例中，所述RBDT支路包括：旁路电容和RBDT；
当所述副边储能电容的另一端连接DSRD的阴极时，所述副边储能电容的另一端与RBDT的连接关系为：副边储能电容的另一端先连接旁路电容，后连接RBDT的阳极，RBDT的阴极和DSRD的阳极均接地；或副边储能电容的另一端连接RBDT的阳极，RBDT的阴极连接旁路电容的一端，旁路电容的另一端和DSRD的阳极均接地；
当所述副边储能电容的另一端连接DSRD的阳极时，所述副边储能电容的另一端与RBDT的连接关系为：副边储能电容的另一端先连接旁路电容，后连接RBDT的阴极，RBDT的阳极和DSRD的阴极均接地；或副边储能电容的另一端连接RBDT的阴极，RBDT的阳极连接旁路电容的一端，旁路电容的另一端和DSRD的阴极均接地。
在一个可选的示例中，所述RBDT支路包括：第二二极管和RBDT；
当所述副边储能电容的另一端连接DSRD的阴极时，所述副边储能电容的另一端与RBDT的连接关系为：副边储能电容的另一端连接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极连接RBDT的阳极，RBDT的阴极和DSRD的阳极均接地；或副边储能电容的另一端连接RBDT的阳极，RBDT的阴极连接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极和DSRD的阳极均接地；
当所述副边储能电容的另一端连接DSRD的阳极时，所述副边储能电容的另一端与RBDT的连接关系为：副边储能电容的另一端连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接RBDT的阴极，RBDT的阳极和DSRD的阴极均接地；或副边储能电容的另一端连接RBDT的阴极，RBDT的阳极连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极和DSRD的阴极均接地。
在一个可选的示例中，在RBDT上产生的触发脉冲可以达到几十V/ns以上。
在一个可选的示例中，所述DSRD器件由多个单只DSRD器件串联组成。
第二方面，本发明提供了一种如上述第一方面提供的RBDT器件触发电路的应用，所述RBDT支路中的RBDT器件还属于脉冲发生器电路中的部件；所述RBDT器件的触发电路实现对所述RBDT器件的脉冲触发，进而控制所述脉冲发生器产生相应的电流脉冲。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
本发明提供一种RBDT器件的触发电路及其在脉冲发生器的应用，使用基于DSRD器件的脉冲功率电路作为RBDT器件的触发电路，由于DSRD器件工作原理的特殊性，DSRD器件可以多个器件直接串联在一起使用，不存在多个全控开关管的触发的同步性要求，可以提高脉冲发生器的可靠性，此外基于DSRD器件的脉冲发生器相比于现有的Marx发生器体积更为紧凑，需要的全控开关管数目更少，可以减小脉冲发生器的体积，简化脉冲发生器的控制，而且基于DSRD器件的脉冲功率电路输出电压上升率更高，可以优化RBDT器件的工作特性，提高脉冲发生器的效率。本发明采用含有可饱和变压器的DSRD器件的触发电路拓扑，可以降低对原边开关管Q的耐压等级要求，节省脉冲发生器的成本。
附图说明
图1是现有采用Marx发生器作为RBDT器件的触发回路图；
图2是本发明实施例提供的一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；
图3是本发明实施例提供的另一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；
图4是本发明实施例提供的又一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；
图5是本发明实施例提供的再一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；
图6是本发明实施例提供的RBDT器件触发电路的输出波形图；
图7是本发明实施例提供的触发过程中RBDT器件两端电压上升率示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种RBDT器件的触发电路拓扑，本发明利用基于DSRD器件的脉冲功率电路作为RBDT器件的触发电路，可以缩小脉冲发生器体积，提高脉冲发生器的可靠性，优化RBDT器件的工作特性。
因此，为了使基于RBDT器件的脉冲发生器体积更为紧凑，提高脉冲发生器工作的可靠性，给RBDT器件提供更高的触发电压上升率，从而优化RBDT器件工作特性。本发明提出利用基于DSRD器件的脉冲形成电路，来替代Marx发生器作为RBDT器件的触发电路，从而给出一种RBDT器件的新型触发电路拓扑结构。
需要说明的是，本发明以下实施例以开关管为全控半导体开关管为例进行举例说明，本领域技术人员可以根据实际需要选择其他类型开关管，本发明对此将不做特别说明。
图2是本发明实施例提供的一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；如图2所示，包括：限流电阻Rs1、限流电阻Rs2、原边储能电容C1、副边储能电容C2、旁路电容Cs、主回路电容C0、负载电阻RL、全控半导体开关管Q、RBDT器件、DSRD器件、二极管D、电阻R1、原边电感L1、可饱和变压器Tr以及直流电源U1和U2。
具体地，其中图2左侧的直流电源U1、限流电阻Rs1、原边储能电容C1、副边储能电容C2、全控半导体开关管Q、DSRD器件、二极管D、电阻R1、原边电感L1、可饱和变压器Tr属于RBDT器件的触发电路。
图2中侧的旁路电容Cs和RBDT器件属于RBDT支路。
图2中直流电源U2、限流电阻Rs2、主回路电容C0、负载电阻RL、RBDT器件、DSRD器件属于脉冲产生回路。
其中，电路中各个元件作用如下：RS1，RS2电源限流电阻，避免电源输出电流过大。C1为原边储能电容，为DSRD器件的工作提供能量。L1为原边谐振电感，可以调节电路的谐振周期。Q为开关管，用以开始或结束C1的放电过程。D为二极管，R1为耗能电阻，两者用于消耗C1储存的反向能量，避免C1两端反向电压过大，损坏开关管Q。Tr为可饱和变压器，用于将原边电容C1能量传递至副边电容C2，同时对DSRD进行正向预充，当磁芯饱和时，可提供C2反向放电回路，其中，w1为原边绕组，w2为副边绕组C2为副边电容，储存DSRD器件反向抽取时的能量。CS为旁路电容，为DSRD反向截断的电流提供低阻抗通路。
具体地，电路工作原理如下所述：初始时刻，开关管Q和RBDT器件处于阻断状态，直流电源U1和U2分别给电容C1和C0充电，电容C1和C0分别被充电到电源电压U1和U2。随后，给开关管Q提供一个驱动信号，开关管Q开通，电容C1通过C1-Q-w1-L1放电，同时经可饱和变压器升压后通过w2-C2-DSRD回路给电容C2充电，在这个过程中DSRD器件处于正向导通状态，DSRD器件流过正向电流，正向电流在DSRD器件内部注入电子空穴等离子体。随后，等到电容C1放电完毕、电容C2两端电压达到最大值时，可饱和变压器Tr的磁芯发生饱和，此时电容C2通过C2-w2-DSRD回路放电，电流反向流过DSRD器件，流过DSRD的反向电流抽取出DSRD器件内部的等离子体，等到DSRD器件内部等离子体抽取完毕后，流过DSRD器件的电流被迅速截断，并通过旁路电容CS转移到RBDT器件上，在RBDT器件上产生大于几十V/ns的触发脉冲，等到RBDT器件两端略大于其阻断电压后，RBDT器件迅速导通，电容C0通过C0-RBDT-DSRD-RL回路迅速放电，在负载RL上形成脉冲。
可以理解的是，可饱和变压器设计原理如下：
可饱和变压器的匝数比为副边绕组与原边绕组的匝数比，即n＝w2/w1，为了实现最大的能量传输效率，原边储能电容C1与副边储能电容C2容值选取应满足：C1/C2＝n2。
根据变压器绕组的伏秒积平衡方程：
Figure GDA0003443585850000091
其中，V(t)为变压器绕组两端电压，N为变压器绕组匝数，Sm为磁芯截面积，α为磁芯的叠片系数，△B为磁芯磁通密度的变化量。
在C1放电期间，变压器磁芯还未发生饱和时，上式可以近似为：
Figure GDA0003443585850000092
其中，Δt＝t1-t0，V(t1)和V(t0)分别表示t1和t0时刻变压器绕组两端的电压，同时由于C1放电期间，电路等效为LC谐振电路，因此Δt也可表示为用LC电路谐振周期表示：
Figure GDA0003443585850000093
C1放电期间，DSRD为正向预充过程，这个过程一般为数百ns，因此可确定出合适的电感值L1，为了确保C1上的能量尽可能多的转移到C2上，即t1时刻，变压器原边绕组两端电压V(t1)为0，则此时式(2)可简化为：
Figure GDA0003443585850000101
根据式(4)，可以设计出合适的磁芯截面积，如果实际中磁芯截面积大于或者小于设计值，根据式(3)可以调节L1来调节谐振周期，来使式(4)仍然满足，从而优化电路工作状态。
例如，当磁芯截面积大于设计值时，等式(4)右端将大于左端，此时在电容C1放电完毕后，C1两端电压为0时，变压器仍未饱和，则C2将通过变压器将一部分的能量转移会C1，这将会降低电路效率。此时通过增大L1可以增大电路谐振周期Δt，进而使等式仍然成立，确保饱和变压器仍然能够在C1放电完毕后的时刻饱和，优化电路工作状态。
图3是本发明实施例提供的另一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；参照图2所示，图3中的RBDT器件的触发电路与图2中相同。图3中的RBDT支路也包括旁路电容Cs和RBDT器件。图3中的脉冲产生回路包括：直流电源U2、限流电阻Rs2、主回路电容C0、负载电阻RL、RBDT器件以及图3右侧的二极管D1。
图4是本发明实施例提供的又一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；参照图2所示，图4中的RBDT器件的触发电路与图2中相同。图4中的RBDT支路包括图4中侧的二极管D1和RBDT器件。图4中的脉冲产生回路包括：直流电源U2、限流电阻Rs2、主回路电容C0、负载电阻RL、RBDT器件以及图4右侧的磁开关LS。
图5是本发明实施例提供的再一种RBDT器件的触发电路及对应的脉冲发生器电路图；参照图2所示，图5中的RBDT器件的触发电路与图2中相同。图5中的RBDT支路也包括图5中侧的二极管D1和RBDT器件。图5中的脉冲产生回路包括：直流电源U2、限流电阻Rs2、主回路电容C0、负载电阻RL、RBDT器件以及图5右侧的二极管D2。
为了更好地解释上述触发电路和对应的脉冲发生器，本发明实施例提供一组针对图2中电路中各关键元件的参数，该参数并不唯一满足本发明要求的关系即可，各元件参数为，Rs1＝Rs2＝10kΩ，RL＝R1＝4Ω，C1＝100nF，C2＝5nF，L1＝100nH，w1：w2＝1：5，CS＝40pF，C0＝60nF，直流电源U1为250V，直流电源U2为500V，DSRD器件由实验室制备的18个电压等级为400V的单个DSRD器件串联组成，RBDT器件为实验室制备的器件。脉冲发生器工作过程中的波形如图6所示，初始时刻RBDT器件两端电压如曲线2所示，RBDT两端初始电压为500V，随后，如开关管Q的驱动信号曲线1所示，开关管Q导通。而后，RBDT器件两端电压迅速升高，达到最高1200V左右时，RBDT器件导通，电容C0放电，在负载RL上形成如曲线3所示的电流波形。因此，结合图6所示的曲线，说明本发明提出的电路拓扑，能够成功实现RBDT器件的开通，并在负载上产生电流脉冲。
图7是本发明实施例提供的触发过程中RBDT器件两端电压上升率示意图，如图7所示，在699.6ns时，RBDT器件两端电压为1224V；在674.8ns时，RBDT器件两端电压为640V；故RBDT器件两端电压变化率为(1224-640)/(699.6-674.8)＝23.55V/ns。可见本发明可以在RBDT器件上产生几十V/ns的触发脉冲，大于现有技术能够在RSDT器件上产生的触发脉冲。进一步地，根据电路工作电压等级，通过优化变压器磁芯的材料以及尺寸，可以减小变压器饱和后，副边绕组的饱和电感，提高DSRD反向电流上升率，进而提高DSRD反向过程中电荷的抽取速率，从而可以提高DSRD截断电流的速度，进而可以进一步提高施加到RBDT器件两端的触发电压变化率，使得本发明能够在RBDT器件产生的触发脉冲在几十V/ns之上。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种RBDT器件的触发电路，其特征在于，包括：直流电源、开关管、原边储能电容、可饱和变压器、副边储能电容、漂移阶跃恢复二极管(DSRD)；所述可饱和变压器包括原边绕组、副边绕组以及磁芯；
所述触发电路用于对反向阻断双端固态闸流管(RBDT)进行触发，所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)所在的反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路与所述漂移阶跃恢复二极管(DSRD)反向并联；
所述直流电源的正极分别连接原边储能电容的一端和开关管的一端；原边储能电容的另一端连接原边绕组的一端，原边绕组的另一端、开关管的另一端以及直流电源的负极共同接地；副边绕组的一端连接副边储能电容的一端，副边储能电容的另一端分别连接漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的一端和反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路的一端，副边绕组的另一端、漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的另一端以及反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路的另一端共同接地；
初始时刻，开关管和反向阻断双端固态闸流管(RBDT)处于阻断状态，直流电源给原边储能电容充电；充电完成后，将开关管开通，原边储能电容通过原边绕组和开关管所在回路放电，并经过可饱和变压器变压后通过副边绕组、副边储能电容以及漂移阶跃恢复二极管(DSRD)所在回路给副边储能电容充电，此时漂移阶跃恢复二极管(DSRD)正向导通；
通过设置可饱和变压器参数，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和，此时副边储能电容通过副边绕组和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)所在回路放电，漂移阶跃恢复二极管(DSRD)反向导通，待漂移阶跃恢复二极管(DSRD)内部等离子体抽取完毕后，流过漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的电流被截断，并通过反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路将流向漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的电流转移到反向阻断双端固态闸流管(RBDT)上，在反向阻断双端固态闸流管(RBDT)上产生触发脉冲，当反向阻断双端固态闸流管(RBDT)两端的电压大于其阻断电压后，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)导通。
2.根据权利要求1所述的触发电路，其特征在于，还包括：限流电阻；
所述限流电阻的一端连接直流电源的正极，另一端连接原边储能电容的一端。
3.根据权利要求1所述的触发电路，其特征在于，还包括：第一二极管和耗能电阻；
所述第一二极管的阴极连接原边储能电容靠近直流电源正极侧的一端，第一二极管的阳极连接耗能电阻的一端，耗能电阻的另一端连接原边储能电容的另一端；或所述耗能电阻的一端连接原边储能电容靠近直流电源正极侧的一端，耗能电阻的另一端连接第一二极管的阴极，第一二极管的阳极连接原边储能电容的另一端。
4.根据权利要求1所述的触发电路，其特征在于，还包括：原边电感；
所述原边电感串联在原边储能电容和原边绕组的一端之间。
5.根据权利要求4所述的触发电路，其特征在于，所述原边绕组和副边绕组均绕制在所述磁芯上；
所述通过设置可饱和变压器参数，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和，具体为：
通过设计合适的磁芯截面积，使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和；或
当磁芯截面积大于或小于设计值时，调整所述原边电感的电感值使得原边储能电容放电完毕后，副边储能电容的电压达到最大值，可饱和变压器的磁芯饱和。
6.根据权利要求1至5任一项所述的触发电路，其特征在于，所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路包括：旁路电容和反向阻断双端固态闸流管(RBDT)；
当所述副边储能电容的另一端连接漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极时，所述副边储能电容的另一端与反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的连接关系为：副边储能电容的另一端先连接旁路电容，后连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极均接地；或副边储能电容的另一端连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极连接旁路电容的一端，旁路电容的另一端和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极均接地；
当所述副边储能电容的另一端连接漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极时，所述副边储能电容的另一端与反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的连接关系为：副边储能电容的另一端先连接旁路电容，后连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极均接地；或副边储能电容的另一端连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极连接旁路电容的一端，旁路电容的另一端和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极均接地。
7.根据权利要求1至5任一项所述的触发电路，其特征在于，所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路包括：第二二极管和反向阻断双端固态闸流管(RBDT)；
当所述副边储能电容的另一端连接漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极时，所述副边储能电容的另一端与反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的连接关系为：副边储能电容的另一端连接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极均接地；或副边储能电容的另一端连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极连接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极均接地；
当所述副边储能电容的另一端连接漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阳极时，所述副边储能电容的另一端与反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的连接关系为：副边储能电容的另一端连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极均接地；或副边储能电容的另一端连接反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阴极，反向阻断双端固态闸流管(RBDT)的阳极连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极和漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的阴极均接地。
8.根据权利要求1至5任一项所述的触发电路，其特征在于，在反向阻断双端固态闸流管(RBDT)上产生的触发脉冲可以达到几十V/ns以上。
9.根据权利要求1至5任一项所述的触发电路，其特征在于，所述漂移阶跃恢复二极管(DSRD)器件由多个单只漂移阶跃恢复二极管(DSRD)器件串联组成。
10.一种包含如权利要求1至9任一项所述的RBDT器件触发电路的脉冲发生器，其特征在于，所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)支路中的反向阻断双端固态闸流管(RBDT)器件还属于脉冲发生器电路中的部件；所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)器件的触发电路实现对所述反向阻断双端固态闸流管(RBDT)器件的脉冲触发，进而控制所述脉冲发生器产生相应的电流脉冲。
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