CN103163534B - 一种自适应噪声带宽的载波环路跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种自适应噪声带宽的载波环路跟踪方法，依次经过载波剥离、伪码精确剥离、相干积分、同相支路相干累加值均方差检测和噪声带宽自适应调整、鉴相、环路滤波和反馈控制载波NCO，将同相通道相干累加值的归一化均方差作为判断门限自适应地调整载波跟踪环路噪声带宽，可以实时地、较好地平衡动态应力变化和环路噪声对环路收敛情况的影响，有效改善环路收敛时间和收敛精度性能。

Description

一种自适应噪声带宽的载波环路跟踪方法

技术领域

本发明涉及一种自适应噪声带宽载波环路跟踪方法，属于卫星导航领域。

背景技术

全球导航卫星系统（GNSS）能够全天候的在全球范围内提供精确的PVT（位置、速度、时间）信息，具有十分广阔的用途和发展前途。GNSS接收机是接收卫星信号的设备，其利用接收到的卫星信号获得必要的导航和定位信息及观测量，并经过数据处理最终实现导航和定位。在一次完整的导航定位过程中，首先通过捕获操作得到卫星信号的多普勒频移以及码相位的初始值，然后，进入到载波跟踪环路，进一步确定载波频率和扩频码的码相位，同时对卫星信号进行连续准确的跟踪，进而解调出所需的导航数据，并且通过提取星历、伪距计算、卫星位置解算、GNSS接收机位置解算等操作得到最终的位置以及速度信息。

目前，关于载波跟踪环路的研究有很多，但结论大多都是在载波跟踪环路噪声带宽不随输入信号信噪比改变而变化的前提下得到的。在此前提下，提高跟踪灵敏度最直接的方法就是提高输入信号信噪比，即增长相干累加时间。但相干时间的增长又会导致载波跟踪环路应对高动态环境的能力减弱，甚至出现载波跟踪环路失锁的现象。

文献1“Rapid Parallel GPS Signal Acquisition[ION GPS,Salt Lake City,UT，September19-22，2000]”中设计的锁相环采用了两套不同的环路参数，分别对应两个噪声带宽不同的环路滤波器，当接收机信号通道进入跟踪阶段后，先让锁相环采用带宽为110Hz的牵引滤波器，并让其运行30ms，使相位跟踪误差迅速减小，然后再切换到带宽为15Hz的跟踪滤波器。但上述方案只是用跟踪时间作为状态切换条件，不能随着噪声变换情况和动态应力强弱不同而实时、自适应地对环路进行调整，从而无法工作在高动态的环境之下。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种自适应噪声带宽载波跟踪环路方法，以同相支路相干累加值I_P的统计方差作为判定门限，自适应地调整载波跟踪环路噪声带宽，改善跟踪载波跟踪环路在高动态环境下的跟踪性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

1)将从跟踪前端处理系统输入的数字中频信号与载波NCO输出的经过映射后的两路本地载波分别混频，形成同相、正交双通道信号；

2)同相、正交双通道信号分别输入码跟踪环前端，在本地超前、即时、滞后支路伪码相关器中做相关，输出为六路相关结果；所述的超前和滞后支路分别比即时支路超前、滞后半码片；

3)对即时支路相关器输出的两路相关结果分别做1ms-10ms的相干积分累加，分别输出两路相干累加值，然后清除积分器的各寄存单元，接着进行下一时段的积分，如此重复不断。

4)同相支路相干累加值均方差检测和噪声带宽自适应调整，详细过程如下：

a)接收同相通道相干累加值I_P并实时存储，将存储值进行N点采样后依次进行步骤b）中的归一化均方差计算和步骤c）中的门限判断，在此段时间内，将实时接收的I_P值直接传输至载波鉴相器，用PLL环路中最佳噪声带宽作为环路参数参与计算，PLL环路中最佳噪声带宽：

${\left(B_n\right)}_{\mathrm{PLL}-\mathrm{optimum}}=\sqrt[7]{\frac{{\left(\left(2n\right)\frac{a}{3}\mathrm{\Δf}\right)}^2}{\frac{1}{c/n_0}(1+\frac{1}{2\mathrm{Tc}/n_0}){\left(\frac{{\mathrm{\λ}}_L}{2\mathrm{\π}}\right)}^2}}$

其中，a＝B_nω，ω为环路无阻尼振荡频率，Δf为起始频差，c/n₀为输入信号载噪比，T为相干积分时间，λ_L为载波信号波长；

b)设需要统计的I_P采样值分别为{I_pi}，其中，i＝0,1,...,N-1，根据I_pi的正负号分别设定两个集合{I⁺}和{I^-}，满足下式

$I_{\mathrm{pi}}\&Element;\left\{\begin{array}{cc}{I}^{+},& I_{\mathrm{pi}}\&GreaterEqual;0\\ I^{-},& I_{\mathrm{pi}}<0\end{array}\right.$

进一步设和为当前统计N点中集合{I⁺}和{I^-}中元素的个数，定义当前N点采样归一化均方差σ²为:

${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{\mathrm{Var}\left(\right\{I^{+}\left\}\right)\&times;N_{I^{+}}+\mathrm{Var}\left(\right\{I^{-}\left\}\right)\&times;N_{I^{-}}}{E\left(\right\{I_{\mathrm{pi}}^2\left\}\right)\&times;N}$

其中，

$\mathrm{Var}\left(\right\{I^{+}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{+}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{+}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(I_i^{+}-E\left(\right\{I^{+}\left\}\right))}^2$

$E\left(\right\{I^{+}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{+}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{+}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_i^{+}$

$\mathrm{Var}\left(\right\{I^{-}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{-}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{-}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(I_i^{-}-E\left(\right\{I^{-}\left\}\right))}^2$

$E\left(\right\{I^{-}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{-}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{-}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_i^{-}$

$E\left(\right\{I_{\mathrm{pi}}^2\left\}\right)=\frac{1}{N}\underset{0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_{\mathrm{pi}}$

c)将上一步骤中计算出的归一化均方差与设定的门限进行比较：若在门限范围内，则与捕获后初始跟踪时的状态相同，仍选用由最小环路跟踪误差计算出的最佳噪声带宽；若大于门限上限，则增大噪声带宽，以应对动态应力变化；若小于门限下限，则减小噪声带宽，使环路锁定更加稳定；

5)将经过步骤4)处理的实时存储的同相、正交通道相干累加值输入载波鉴相器，其输出即为载波跟踪环路输入的数字中频信号与本地载波的相位误差或相位误差的函数；

6)载波鉴相器输出的相位误差或相位误差的函数输入到环路滤波器，用步骤4)中得到的自适应调整后的噪声带宽参与计算环路滤波器参数；

7)环路滤波器的输出反馈给载波NCO，以相应增大或减小载波NCO产生的本地载波频率，至此完成一次环路操作，后跳回至步骤1)重复处理，直到载波鉴相器输出的相位误差为零时，判定环路稳定收敛。

本发明的有益效果是：本发明将同相通道相干累加值的归一化均方差作为判断门限自适应地调整载波跟踪环路噪声带宽，可以实时地、较好地平衡动态应力变化和环路噪声对环路收敛情况的影响，有效改善环路收敛时间和收敛精度性能。

附图说明

图1是自适应噪声带宽载波跟踪环路方法流程图；

图2是不同噪声带宽方案IP值归一化均方差对比图；

图3是自适应噪声带宽方案环路调整情况图；

图4是跟踪不同阶段IP值归一化均方差变化情况图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

本发明提出一种自适应噪声带宽的载波跟踪环路方法，如附图1所示，包括以下步骤：

1)载波剥离：将从跟踪前端处理系统输入的数字中频信号与载波NCO（numericalcontrolled oscillator）输出的经过sin/cos映射后的两路本地载波分别混频，形成同相、正交双通道信号。

2)伪码精确剥离：同相、正交双通道信号分别输入码跟踪环前端，在本地超前、即时、滞后支路（超前和滞后支路分别比即时支路超前、滞后半码片）伪码相关器中做相关，输出为六路相关结果。为简化模型，此处只取即时支路相关器及其输出的两路相关结果进行分析，并认为相关后可以精确剥离伪码。

3)相干积分：对即时支路相关器输出的两路相关结果分别做一定时间（通常为1ms-10ms）的相干积分累加，分别输出两路相干累加值，然后清除积分器的各寄存单元，接着进行下一时段的积分，如此重复不断。

4)同相支路相干累加值均方差检测和噪声带宽自适应调整算法为本发明的关键部分，详细过程如下：

a)接收同相通道相干累加值I_P并实时存储，将存储值进行N（取值范围根据系统实时处理精度选定）点采样后依次进行步骤b）中的归一化均方差计算和步骤c）中的门限判断。因为采样和归一化均方差计算均不能实时进行，所以在此段时间内，将实时接收的I_P值直接传输至载波鉴相器，用文献2中提出的由最小环路跟踪误差计算出的初始最佳噪声带宽作为环路参数参与计算。文献2“动态环境下基于FLL/PLL相结合的载波跟踪[弹箭与制导学报，第24卷第1期，171-173]”提出环路跟踪误差的均方差最小时对应有最佳环路带宽，并求得：

${\left(B_n\right)}_{\mathrm{PLL}-\mathrm{optimum}}=\sqrt[7]{\frac{{\left(\left(2n\right)\frac{a}{3}\mathrm{\&Delta;f}\right)}^2}{\frac{1}{c/n_0}(1+\frac{1}{2\mathrm{Tc}/n_0}){\left(\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_L}{2\mathrm{\&pi;}}\right)}^2}}---\left(1\right)$

其中，(B_n)_PLLoptimum是PLL环路中最佳噪声带宽，a＝B_nω，ω为环路无阻尼振荡频率，Δf为起始频差，c/n₀为输入信号载噪比，T为相干积分时间，λ_L为载波信号波长。

b)归一化均方差计算：假设需要统计的I_P采样值的点数为N点，采样值分别为{I_pi}，其中，i＝0,1,...，N-1。根据I_pi的正负号分别设定两个集合{I⁺}和{I^-}，满足下式

$I_{\mathrm{pi}}\&Element;\left\{\begin{array}{cc}{I}^{+},& I_{\mathrm{pi}}\&GreaterEqual;0\\ I^{-},& I_{\mathrm{pi}}<0\end{array}---\left(2\right)\right.$

进一步假设和为当前统计N点中集合{I⁺}和{I^-}中元素的个数，显然，由此，定义当前N点采样归一化均方差σ²为:

${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{\mathrm{Var}\left(\right\{I^{+}\left\}\right)\&times;N_{I^{+}}+\mathrm{Var}\left(\right\{I^{-}\left\}\right)\&times;N_{I^{-}}}{E\left(\right\{I_{\mathrm{pi}}^2\left\}\right)\&times;N}---\left(3\right)$

其中，

$\mathrm{Var}\left(\right\{I^{+}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{+}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{+}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(I_i^{+}-E\left(\right\{I^{+}\left\}\right))}^2---\left(4\right)$

$E\left(\right\{I^{+}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{+}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{+}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_i^{+}---\left(5\right)$

$\mathrm{Var}\left(\right\{I^{-}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{-}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{-}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(I_i^{-}-E\left(\right\{I^{-}\left\}\right))}^2---\left(6\right)$

$E\left(\right\{I^{-}\left\}\right)=\frac{1}{N_{I^{-}}}\underset{0}{\overset{N_{I^{-}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_i^{-}---\left(7\right)$

$E\left(\right\{I_{\mathrm{pi}}^2\left\}\right)=\frac{1}{N}\underset{0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{I}_{\mathrm{pi}}---\left(8\right)$

c)门限判断：将上一步骤中计算出的归一化均方差与本步骤中系统已设定的门限（门限取值范围根据系统实时处理精度选定）进行比较：若在门限范围内，则与捕获后初始跟踪时的状态相同，仍选用由最小环路跟踪误差计算出的最佳噪声带宽（如公式1所示）；若大于门限上限，则增大噪声带宽，以应对动态应力变化；若小于门限下限，则减小噪声带宽，使环路锁定更加稳定。噪声带宽的每次调整量视系统实时处理精度而定。实际应用中，复杂噪声背景下，也可在本步骤门限判断前增设门限值训练模块，根据噪声变化设定不同门限等级，通过实时检测和反馈训练出最适合当前噪声情况的门限值。

5)鉴相：将经过步骤4)处理的实时存储的同相、正交通道相干累加值输入载波鉴相器，其输出即为载波跟踪环路输入的数字中频信号与本地载波的相位误差（或相位误差的函数）。

6)环路滤波：载波鉴相器输出的相位误差（或相位误差的函数）输入到环路滤波器，用步骤4)中得到的自适应调整后的噪声带宽参与计算环路滤波器参数。

7)反馈控制载波NCO：环路滤波器的输出反馈给载波NCO，以相应增大或减小载波NCO产生的本地载波频率，至此完成一次环路操作，后跳回至步骤1)重复处理，直到载波鉴相器输出的相位误差为零时，判定环路稳定收敛。

本实施例中采用实测GPS信号，输入的数字中频信号为15.58MHz，采样频率为62MHz，经捕获后的多普勒频率偏移控制在±250Hz之内，突发动态应力加速度的变化为2g，g是重力加速度，载波NCO本地正余弦查找表存储深度为512，数据位宽为8位，相干积分时间为1ms，门限范围下限设为1.0e-4，上限设为1.0e-3，需要统计的I_P采样值的点数N为25。

附图1中，I₁、Q₁信号分别为输入的数字中频信号与载波NCO产生的本地载波混频形成的同相、正交双通道信号；I₂、Q₂为I₁、Q₁信号与码跟踪环路的即时支路（P支路）相关器做相关运算输出的结果；对两路相关结果I₂、Q₂分别做相干积分累加和清零操作，对应输出两路相干累加值I_P、Q_P。

附图2所示为按照本实施例参数设置，分别采用固定噪声带宽10Hz、60Hz、固定最佳噪声带宽25Hz和基于I_P值归一化均方差门限的自适应噪声带宽时，I_P值归一化均方差变化情况。如图可见，随着噪声带宽减小，环路收敛时的I_P值归一化均方差逐渐减小；数据采样值5N处（对应跟踪时间125ms处），I_P值归一化均方差小于门限下限1.0e-4，该处将噪声带宽由初始25Hz下调至20Hz；采样值20N处（对应跟踪时间500ms）检测到I_P值归一化均方差已小于初始门限下限的0.1倍，将噪声带宽再次下调。附图3所示为与附图2相同参数设置下，自适应噪声带宽条件时相应的环路调整情况。图中可以看到随着两次噪声带宽的调整，频率偏移量逐渐趋于稳定，使之更适应当前环路噪声状况，很好地改善了环路收敛精度。

下表所示为突发动态应力加速度为2g（其他参数设置与实施例相同）时，分别选用四种噪声带宽（固定噪声带宽10Hz、固定最佳噪声带宽25Hz、固定噪声带宽60Hz和基于I_P值归一化均方差门限的自适应噪声带宽），环路首次收敛时间、环路稳定收敛后I_P值均方差和突发动态应力后环路重新收敛情况的对比。分析数据表明，自适应噪声带宽方案较好地平衡了收敛时间和收敛精度，整体改善了环路性能。

表1不同噪声带宽设置下的环路性能对比

Claims (1)

1.一种自适应噪声带宽的载波环路跟踪方法，其特征在于包括下述步骤： 

1)将从跟踪前端处理系统输入的数字中频信号与载波NCO输出的经过映射后的两路本地载波分别混频，形成同相、正交双通道信号； 

2)同相、正交双通道信号分别输入码跟踪环前端，在本地超前、即时、滞后支路伪码相关器中做相关，输出为六路相关结果；所述的超前和滞后支路分别比即时支路超前、滞后半码片； 

3)对即时支路相关器输出的两路相关结果分别做1ms-10ms的相干积分累加，分别输出两路相干累加值，然后清除积分器的各寄存单元，接着进行下一时段的积分，如此重复不断；

4)同相支路相干累加值均方差检测和噪声带宽自适应调整，详细过程如下： 

a)接收同相通道相干累加值IP并实时存储，将存储值进行N点采样后依次进行步骤b)中的归一化均方差计算和步骤c)中的门限判断，在此段时间内，将实时接收的IP值直接传输至载波鉴相器，用PLL环路中最佳噪声带宽作为环路参数参与计算，PLL环路中最佳噪声带宽： 

其中，a＝B_n/ω，ω为环路无阻尼振荡频率，Δf为起始频差，c/n₀为输入信号载噪比，T为相干积分时间，λ_L为载波信号波长； 

b)设需要统计的I_P采样值分别为{I_pi}，其中，i＝0,1,...,N-1，根据I_pi的正负号分别设定两个集合{I⁺}和{I^-}，满足下式 

进一步设和为当前统计N点中集合{I⁺}和{I^-}中元素的个数，定义当前N点采样归一化均方差σ²为: 

其中， 

c)将上一步骤中计算出的归一化均方差与设定的门限进行比较：若在门限范围内，则与捕获后初始跟踪时的状态相同，仍选用由最小环路跟踪误差计算出的最佳噪声带宽；若大于门限上限，则增大噪声带宽，以应对动态应力变化；若小于门限下限，则减小噪声带宽，使环路锁定更加稳定； 

5)将经过步骤4)处理的实时存储的同相、正交通道相干累加值输入载波鉴相器，其输出即为载波跟踪环路输入的数字中频信号与本地载波的相位误差或相位误差的函数； 

6)载波鉴相器输出的相位误差或相位误差的函数输入到环路滤波器，用步骤4)中得到的自适应调整后的噪声带宽参与计算环路滤波器参数； 

7)环路滤波器的输出反馈给载波NCO，以相应增大或减小载波NCO产生的本地载波频率，至此完成一次环路操作，后跳回至步骤1)重复处理，直到载波鉴相器输出的相位误差为零时，判定环路稳定收敛。