CN103138620A

CN103138620A - 一种逆变装置的控制方法

Info

Publication number: CN103138620A
Application number: CN2013100597060A
Authority: CN
Inventors: 陈鸽; 盛耀欢; 陶利锋
Original assignee: Changshu Switchgear Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Changshu Switchgear Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-02-26
Filing date: 2013-02-26
Publication date: 2013-06-05
Anticipated expiration: 2033-02-26
Also published as: CN103138620B

Abstract

一种逆变装置的控制方法 ，属于 电力电子 领域。 逆变装置包括 三电平逆变桥电路、电容电路以及PWM控制单元，三电平逆变桥电路包括二极管D1、D2、功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，特点：PWM控制单元输出驱动信号DP1、DP2、DP3、DP4，当三电平逆变桥电路 输出正向电流，且输出电平为 Udc/2 高电平时，PWM控制单元控制Q1开通较Q2开通延时一延迟开通关断时间Tdelay1,Q3关断较Q4关断延时一延迟开通关断时间Tdelay4；当三电平逆变桥电路输出反向电流，且输出电平为-Udc/2低电平时，PWM控制单元控制Q2关断较Q1关断延时一延迟开通关断时间Tdelay2，Q4开通较Q3开通延时一延迟开通关断时间Tdelay3。 使得逆变器无论何时进行脉冲输出，都可实现中点电位平衡控制，且解决了 开关管承压不均问题 。

Description

一种逆变装置的控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种逆变装置的控制方法。

背景技术

自从日本学者南波江章（A.Nabae）等人于1980年提出中点钳位型三电平逆变器以来，这种拓扑结构引起了越来越多的重视，其成熟的产品正逐渐应用于电力工业的各个领域。中点钳位型三电平逆变器，是多电平逆变电路拓扑结构中发展最早的一种结构，由于每个功率开关管上承受的电压仅为直流侧电压的一半，因而有利于提高装置的电压等级，同时，由于相电压有三种电平状态，比传统的二电平逆变器多了一个电平，三电平可以输出阶梯波，在同样的开关频率及控制方式下，三电平逆变器输出电压和电流谐波显著小于两电平逆变器。因此，三电平逆变器在中高压变频调速、有源电力滤波器和电力系统无功补偿等领域有着广阔的应用前景。虽然三电平逆变器相比传统两电平逆变器有许多优点。但是中点钳位型三电平逆变器也存在中点电位不平衡(Neutral Point Potential Unbalance)这样的缺点，这是它的致命弱点。中点钳位型三电平逆变器采用两个电容串联来产生三个电平，而实际上，由于开关器件本身特性的不一致和变换器能量转换时中点电位参与能量的传输，加之电容值不可能到无穷大，三电平逆变器直流侧的两个电容电压并不能完全相等，而是存在一定的波动，因此会产生两个电容电压分压不均的问题，即中点电位不平衡问题。在中点电位不平衡因素中，中点电位波动是造成输出电压含有大量低次谐波的主要原因。中点电位偏移的变化在短时间范围内并不明显，但若长时间运行则会偏移的越来越明显，造成直流侧上下电容的严重不均压。直流电压的不均衡会直接导致输出电压波形的严重畸变，当直流电压严重不均衡时甚至会将三电平输出蜕变为两电平波形。此外，由于总的直流电压是一定的，所以中点电位不平衡会在造成一侧电容电压偏低的同时造成另一侧电容电压偏高，在严重不平衡情况下过高一侧的自流电压会损坏电容器件和功率开关管。在单相三电平逆变器中，除小矢量会影响直流母线电容的中点电压外，电容的不平衡、开关特性的不一致等也会影响电容中点电压。但是，在小矢量作用情况下负载会与直流侧的某一单侧电容形成充放电回路，这是造成中点电位不平衡的主要因素。中点电压过分的偏移会产生电容电压分布的不均匀，从而会导致逆变器输出电压总谐波THD（total harmonic distortion）的增加和开关器件的损坏。

现阶段针对中点钳位型三电平逆变器的中点电位不平衡问题提出的控制方法颇多，现有的通过硬件来实现中点电位平衡控制的方案，其主要思想是在三电平变换器的前级加入辅助平衡电路，通过这一辅助平衡电路来控制中点电位。由于硬件控制方案存在系统复杂、制造成本较高、损耗较大等缺点，所以目前该方案的应用还未被普及。目前常见的是通过调整正负小矢量的作用时间来控制中点电压平衡。在保证逆变器输出电压(负载电压)不变的前提下，各桥臂的开关根据直流电容电压和负载电流方向的实际情况，通过工作在两电平状态，减小小矢量的作用时间，使中性点电位向靠近电源中点方向变化的原则进行动作。但是在高调制系数和低功率因数的条件下，由于小矢量的控制能力有限，该方法不能在全范围内实现中点电压平衡控制。而且，当三电平变换器工作在两电平状态时，由于功率器件自身寄生电容的影响，会导致三电平电路中开关管承压不均，严重时可能引起功率器件过压损坏，对人身安全造成威胁。为了解决开关管承压不均问题，现有技术中通常采用硬件技术来实现。但电路结构复杂，电路参数难以确定。

鉴于上述已有技术，为了解决开关管承压不均问题，下面将要介绍的技术方案便是在这种背景下产生的。

发明内容

本发明的任务在于提供一种逆变装置的控制方法，其结构简单、成本低、损耗小，且能解决三电平逆变器的IGBT开关管承受直流母线电压不均的问题，简化了电路参数修改方式，减少了硬件电路复杂度。

本发明的任务是这样来完成的，一种逆变装置的控制方法，所述的逆变装置包括：三电平逆变桥电路、跨接在三电平逆变桥电路的直流正负母线上的电容电路、以及用于控制三电平逆变桥电路的PWM控制单元，所述的三电平逆变桥电路包括二极管D1、D2、功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，其特征在于：所述的PWM控制单元输出驱动信号DP1、DP2、DP3、DP4，所述的驱动信号DP1、DP2、DP3、DP4分别用于控制三电平逆变桥电路的功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，将三电平逆变桥电路的直流正负母线之间的电压设为Udc，在三电平逆变桥电路从三电平工作状态转换为二电平工作状态的情况下，1）当功率开关管Q1、Q2开通，功率开关管Q3、Q4关断，三电平逆变桥电路输出正向电流，且输出电平为Udc/2高电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q1开通较功率开关管Q2开通延时一延迟开通关断时间Tdelay1, 功率开关管Q3关断较功率开关管Q4关断延时一延迟开通关断时间Tdelay4；2）当功率开关管Q1、Q2关断，功率开关管Q3、Q4开通，三电平逆变桥电路输出反向电流，且输出电平为-Udc/2低电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q2关断较功率开关管Q1关断延时一延迟开通关断时间Tdelay2，功率开关管Q4开通较功率开关管Q3开通延时一延迟开通关断时间Tdelay3。

在本发明的一个具体的实施例中，所述的PWM控制单元包括信号处理单元和死区生成单元，信号处理单元的输入端从外部输入一原始控制信号PWM(1)，信号处理单元生成两路临时信号TP1和TP2，两路临时信号TP1和TP2送入死区生成单元，分别生成DP1、DP3和DP2、DP4两对带死区的互补控制信号，分别用于控制三电平逆变桥电路的功率开关管Q1、Q3和Q2、Q4。

在本发明的另一个具体的实施例中，所述的临时信号TP1和TP2的生成包括以下情况：

1）当原始控制信号PWM(1)无电平跳变时，临时信号TP1和TP2由原始控制信号PWM(1)直接得到；

2）当原始控制信号PWM(1)由0跳变为1时，临时信号TP1由原始控制信号PWM(1)延时跳变一延迟开通关断时间T1得到, 临时信号TP2由原始控制信号PWM(1)直接得到；

3）当原始控制信号PWM(1)由1跳变为0时，临时信号TP1由原始控制信号PWM(1)直接得到，临时信号TP2由原始控制信号PWM(1)延时跳变一延迟开通关断时间T2得到。

在本发明的又一个具体的实施例中，所述的两对带死区的互补控制信号DP1、DP3和DP2、DP4的生成包括以下情况：

1）当临时信号TP1无跳变时，控制信号DP1由临时信号TP1直接得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反后直接得到；

2）当临时信号TP1由0跳变为1时，控制信号DP1由临时信号TP1延时跳变一死区时间Tdead1得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反后直接得到；

3）当临时信号TP1由1跳变为0时，控制信号DP1由临时信号TP1直接得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反并延迟跳变一死区时间Tdead2得到；

4）当临时信号TP2无跳变时，控制信号DP2由临时信号TP2 直接得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反后直接得到；

5）当临时信号TP2由0跳变为1时，控制信号DP2由临时信号TP2延迟跳变一死区时间Tdead3得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反后直接得到；

6）当临时信号TP2由1跳变为0时，控制信号DP2由临时信号TP2 直接得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反并延迟跳变一死区时间Tdead4得到。

本发明由于采用了上述技术方案，改变开关管动作时序，利用钳位二极管的钳压作用来平均分配开关管电压。与利用硬件来实现解决开关管均压问题的现有方案相比，简化了电路参数修改方式，减少了硬件电路复杂度，使得逆变器无论何时进行脉冲输出，都可实现中点电位平衡控制，而且能够解决开关管承压不均问题。

附图说明

图1为本发明的原理框图及电路图。

图2为本发明两路临时信号TP1、TP2的生成时序图。

图3为本发明四路控制信号DP1、DP3和DP2、DP4的生成时序图。

图4为本发明临时信号TP1、TP2和控制信号DP1、DP2、DP3、DP4的生成时序图。

具体实施方式

为了使公众能充分了解本发明的技术实质和有益效果，申请人将在下面结合附图对本发明的具体实施方式详细描述，但申请人对实施例的描述不是对技术方案的限制，任何依据本发明构思作形式而非实质的变化都应当视为本发明的保护范围。

请参阅1，一种逆变装置的控制方法，所述的逆变装置包括：三电平逆变桥电路、跨接在三电平逆变桥电路的直流正负母线上的电容电路、以及用于控制三电平逆变桥电路的PWM（脉宽调制）控制单元。在本实施例中，所述的三电平逆变桥电路为二极管箝位型三电平逆变桥电路，包括二极管D1、D2和功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，其中，所述二极管D1、D2为钳位二极管；所述的电容电路包括电容C1和C2。电容C1的一端和功率开关管Q1的集电极共同连接至正直流母线P，电容C1的另一端与电容C2的一端、二极管D1的正极以及二极管D2的负极连接，并构成电容C1、C2串联的中点O，电容C2的另一端与功率开关管Q4的发射极共同连接至负直流母线N，二极管D1的负极与功率开关管Q1的发射极以及功率开关管Q2的集电极连接，功率开关管Q2的发射极与功率开关管Q3的集电极连接，并构成三电平逆变桥电路的输出端Uao端，功率开关管Q3的发射极与二极管D2的正极以及功率开关管Q4的集电极连接，正负直流母线P、N之间工作电压设为U_dc。所述正负直流母线P、N电位分别为U_dc/2，-U_dc/2，电容C1、C2串联中点O的电位为0。所述的PWM控制单元包括信号处理单元和死区生成单元，信号处理单元的输入端从外部输入一原始控制信号PWM(1)，信号处理单元生成两路临时信号TP1和TP2，两路临时信号TP1和TP2送入死区生成单元，分别生成DP1、DP3和DP2、DP4两对带死区的互补控制信号，分别用于控制三电平逆变桥电路的功率开关管Q1、Q3和Q2、Q4。PWM控制单元接收逆变桥控制器的PWM信号,即原始控制信号PWM(1)，设置死区时间Tdead和延迟开通关断时间Tdelay。其中死区时间Tdead，代表一个桥臂中互锁两个功率开关管时驱动信号同为关断状态的时间，其取值根据所选功率开关管特性的死区时间要求和所选吸收电路(包括di/dt吸收电路和du/dt吸收电路)的稳定过程时间常数来确定，取两者中的较大者；延迟开通关断时间Tdelay，代表桥臂最外侧的两个功率开关管Q1、Q4相对内侧的两个功率开关管Q3、Q2延迟开通、延迟关断的时间。所述的控制方法用如下方法实现，在三电平逆变桥电路从三电平工作状态转换为二电平工作状态的情况下，1）当功率开关管Q1、Q2开通，功率开关管Q3、Q4关断，三电平逆变桥电路输出正向电流，且输出电平为Udc/2高电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q1开通较功率开关管Q2开通延时一延迟开通关断时间Tdelay1, 功率开关管Q3关断较功率开关管Q4关断延时一延迟开通关断时间Tdelay4；2）当功率开关管Q1、Q2关断，功率开关管Q3、Q4开通，三电平逆变桥电路输出反向电流，且输出电平为-Udc/2低电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q2关断较功率开关管Q1关断延时一延迟开通关断时间Tdelay2，功率开关管Q4开通较功率开关管Q3开通延时一延迟开通关断时间Tdelay3。在本实施例中，取Tdelay1=Tdelay2= Tdelay3= Tdelay4=T。

请参阅图2，所述的临时信号TP1和TP2的生成包括以下情况：

请参阅图3，所述的两对带死区的互补控制信号DP1、DP3和DP2、DP4的生成包括以下情况：

当所述的死区时间Tdead1= Tdead2= Tdead3= Tdead4= Td，T1= T2= T时，所述的延迟开通关断时间Tdelay1=Tdelay2= Tdelay3= Tdelay4= T1= T2= T。

图4为图2和图3的结合例。请再参阅图1并结合图4，对本发明的工作原理进行说明。

首先以功率开关管Q₁、Q₂为例，当功率开关管Q₁、Q₂由不承压状态向承压状态转变时就会发生开关管承压不均的问题。当功率开关管Q₁、Q₂不承压（即导通）而功率开关管Q₃、Q₄承压（即截止）时，功率开关管Q₁、Q₂压降为0，b、c点电位为U_dc/2，此时二极管D₁的寄生电容C_D1充电，充电电压为U_dc/2，电容电压正负如图1所示；当功率开关管Q₁、Q₂从不承压状态（即导通状态）向承压状态（即截止状态）切换时，功率开关管Q₃、Q₄从承压状态（即截止状态）切换到不承压状态（即导通状态），c点电位变为-U_dc/2，此时功率开关管Q₁、Q₂的寄生电容C_Q1、C_Q2充电，充电时间设为T_C，如图所示，寄生电容C_Q1的充电电流为I₁，C_Q2的充电电流为I₂；此时b点电位被拉低，二极管D₁上压降小于U_dc/2，二极管D₁的寄生电容C_D1放电，放电电流为I_x；由图可知，I₂=I₁+I_x，根据公式：

Figure 2013100597060100002DEST_PATH_IMAGE001

上式中U_Q1为功率开关管Q₁断开时承受的电压，U_Q2为功率开关管Q₂断开时承受的电压。此时充电时间T_C相等，且I₂=（I₁+I_x）>I₁，会出现U_Q1＜U_dc/2，U_Q2＞U_dc/2的现象。由此可见功率开关管Q₁和Q₂的电压不均匀，且靠近输出端c点的功率开关管Q₂承受的电压较大，影响系统的性能。

同样地，当功率开关管Q3、Q4从不承压状态（即导通状态）向承压状态（即截止状态）切换时，功率开关管Q1、Q2从承压状态（即截止状态）切换到不承压状态（即导通状态），c点电位变为Udc/2。此时功率开关管Q3、Q4的寄生电容CQ3、CQ4充电，如图所示，寄生电容CQ3的充电电流为I3，寄生电容CQ4的充电电流为I4，此时d点电位被拉高，二极管D2上压降改变，二极管D2的寄生电容CD2放电，放电电流为Iy，同前述分析，I3=（I4+Iy）>I4，可得UQ3>UQ4。UQ3为功率开关管Q3断开时承受的电压，UQ4为功率开关管Q4断开时承受的电压，由此可见，功率开关管Q3和Q4的电压也存在不均匀，且功率开关管Q3承受的电压较大，影响系统的性能。

本专利通过改变功率开关管动作时序，利用钳位二极管的钳压作用来平均分配开关管电压。

此处仅以功率开关管Q₁、Q₂为例，当功率开关管Q₁、Q₂不承压（即导通）而功率开关管Q₃、Q₄承压（即截止）时，功率开关管Q₁、Q₂压降为0，b、c点电位为U_dc/2，此时二极管D₁的寄生电容C_D1充电，充电电压为U_dc/2，电容电压正负如图1所示；当功率开关管Q₁、Q₂从不承压状态（即导通状态）向承压状态（即截止状态）切换，功率开关管Q₃、Q₄从承压状态（即截止状态）切换到不承压状态（即导通状态）时，PWM控制单元控制功率开关管Q2关断较功率开关管Q1关断延时一延迟开通关断时间Tdelay2，功率开关管Q4开通较功率开关管Q3开通延时一延迟开通关断时间Tdelay3，即存在一中间状态，此时功率开关管Q1、Q4为承压状态（即截止状态），功率开关管Q2、Q3为不承压状态（即导通状态）。 b、c点电位为0，此时功率开关管Q1、Q4的寄生电容CQ1、CQ4充电，在该实施例中，由于Tdelay2= Tdelay3=T，因此寄生电容CQ1、CQ4的充电时间为T。b、c点电位被拉低，二极管D₁的寄生电容C_D1放电，放电电流为I_x，放电时间为T。当从中间状态，此时功率开关管Q1、Q4为承压状态（即截止状态），功率开关管Q2、Q3为不承压状态（即导通状态），向功率开关管Q₁、Q₂承压状态（即截止状态）切换时，功率开关管Q₃、Q₄变为不承压状态（即导通状态）。c点电位变为-U_dc/2，此时功率开关管Q₁、Q₂的寄生电容C_Q1、C_Q2充电，充电时间为T_C-T，如图所示，寄生电容C_Q1的充电电流为I₁，寄生电容C_Q2的充电电流为I₂，根据公式：

上式中U_Q1为功率开关管Q₁断开时承受的电压，U_Q2为功率开关管Q₂断开时承受的电压。由于总存在一延迟开通关断时间T，使得U_Q1≥U_dc/2，U_Q2≤U_dc/2，此时配合二极管D1的钳位作用，能够实现U_Q1= U_Q2= U_dc/2。由此可见，通过改变开关管的动作时序，利用钳位二极管的钳压作用能够实现开关管电压的平均分配，从而解决了开关管承压不均的问题。

Claims

1.一种逆变装置的控制方法，所述的逆变装置包括：三电平逆变桥电路、跨接在三电平逆变桥电路的直流正负母线上的电容电路、以及用于控制三电平逆变桥电路的PWM控制单元，所述的三电平逆变桥电路包括二极管D1、D2、功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，其特征在于：所述的PWM控制单元输出驱动信号DP1、DP2、DP3、DP4，所述的驱动信号DP1、DP2、DP3、DP4分别用于控制三电平逆变桥电路的功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，将三电平逆变桥电路的直流正负母线之间的电压设为Udc，在三电平逆变桥电路从三电平工作状态转换为二电平工作状态的情况下，1）当功率开关管Q1、Q2开通，功率开关管Q3、Q4关断，三电平逆变桥电路输出正向电流，且输出电平为Udc/2高电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q1开通较功率开关管Q2开通延时一延迟开通关断时间Tdelay1, 功率开关管Q3关断较功率开关管Q4关断延时一延迟开通关断时间Tdelay4；2）当功率开关管Q1、Q2关断，功率开关管Q3、Q4开通，三电平逆变桥电路输出反向电流，且输出电平为-Udc/2低电平时，PWM控制单元控制功率开关管Q2关断较功率开关管Q1关断延时一延迟开通关断时间Tdelay2，功率开关管Q4开通较功率开关管Q3开通延时一延迟开通关断时间Tdelay3。

2.根据权利要求1所述的一种逆变装置的控制方法，其特征在于所述的PWM控制单元包括信号处理单元和死区生成单元，信号处理单元的输入端从外部输入一原始控制信号PWM(1)，信号处理单元生成两路临时信号TP1和TP2，两路临时信号TP1和TP2送入死区生成单元，分别生成DP1、DP3和DP2、DP4两对带死区的互补控制信号，分别用于控制三电平逆变桥电路的功率开关管Q1、Q3和Q2、Q4。

3.根据权利要求2所述的一种逆变装置的控制方法，其特征在于所述的临时信号TP1和TP2的生成包括以下情况：

1）当原始控制信号PWM(1)无电平跳变时，临时信号TP1和TP2由原始控制信号PWM(1)直接得到；

2）当原始控制信号PWM(1)由0跳变为1时，临时信号TP1由原始控制信号PWM(1)延时跳变一延迟开通关断时间T1得到, 临时信号TP2由原始控制信号PWM(1)直接得到；

3）当原始控制信号PWM(1)由1跳变为0时，临时信号TP1由原始控制信号PWM(1)直接得到，临时信号TP2由原始控制信号PWM(1)延时跳变一延迟开通关断时间T2得到。

4.根据权利要求2所述的一种逆变装置的控制方法，其特征在于所述的两对带死区的互补控制信号DP1、DP3和DP2、DP4的生成包括以下情况：

1）当临时信号TP1无跳变时，控制信号DP1由临时信号TP1直接得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反后直接得到；

2）当临时信号TP1由0跳变为1时，控制信号DP1由临时信号TP1延时跳变一死区时间Tdead1得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反后直接得到；

3）当临时信号TP1由1跳变为0时，控制信号DP1由临时信号TP1直接得到，而控制信号DP3由临时信号TP1取反并延迟跳变一死区时间Tdead2得到；

4）当临时信号TP2无跳变时，控制信号DP2由临时信号TP2 直接得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反后直接得到；

5）当临时信号TP2由0跳变为1时，控制信号DP2由临时信号TP2延迟跳变一死区时间Tdead3得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反后直接得到；

6）当临时信号TP2由1跳变为0时，控制信号DP2由临时信号TP2 直接得到，而控制信号DP4由临时信号TP2取反并延迟跳变一死区时间Tdead4得到。