CN101588124A - 一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于在逐波限流使能信号有效时逐波限流电路提供时序控制信号先强制将多电平变换器桥臂的两个外侧主功率开关管关断，再强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管关断；在逐波限流使能信号消失后先强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管导通第一延迟时间，再强制将两个内侧主功率开关管之一关断第二延迟时间，随后两个内侧主功率开关管和两个外侧主功率开关管正常输出PWM驱动信号。在逐波限流使能信号有效和无效即封锁和取消封锁内外侧主功率开关管时，本发明的控制方法都能保证各个主功率开关管电压应力平衡，提高电路的可靠性，降低器件成本，提高产品竞争力。

Description

一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法

技术领域

本发明涉及逐波限流，尤其是涉及一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法。

背景技术

为了提高开关电源的输入功率因数，整流器一般都设有功率因数校正电路，致使母线电压比较高，而为了降低开关管的电压应力，通常是采用多个主功率开关管串联并结合适当控制的多电平变换器，以有效降低器件的耐压等级，降低输出电压或电流谐波成份，节省滤波器的成本。鉴于多电平变换器独特的性能优势，多电平变换器已在中压变频器、UPS、DC/DC变换电源等多个领域获得越来越广泛的应用。

逐波限流是开关电源常用的一种保护开关管的措施，以逆变器中应用为例，系统检测电路实时检测流过主功率逆变开关管的电流，在突加负载或是发生输出短路，当检测电流大于设定阈值时，用于比较的比较电路产生逐波限流使能(保护)信号，系统立即封锁主功率逆变开关管驱动脉冲来保护逆变开关管；当流过主功率逆变开关管的电流下降到设定阈值以下时，再取消封锁主功率逆变开关管驱动脉冲，主功率逆变开关管由控制器按具体控制方法控制。所述逐波限流功能通常由逐波限流电路实现，逐波限流电路在应用系统中的位置如图1所示。

采用多个主功率开关管串联方式的多电平变换器，要求各个主功率开关管均压，常用的解决方案包括二极管中点箝位法、飞跨电容箝位法，应用最广泛的是二极管中点箝位型法。本发明所述的控制方法与这种中点箝位型多电平变换器相关。

二极管中点箝位型单相三电平变换器的主电路原理图如图2所示。图3是图2主电路的一种常用驱动方案的驱动信号波形图。控制器有两种驱动发波模式，所述发波是指控制器按照驱动方案发出PWM驱动信号，通过以下两种发波模式的组合，使图2中B点受控输出有三种电位：+E/2、N、-E/2，即所谓“三电平”名称的来历。

第一种发波模式是外侧主功率开关管Q1与内侧主功率开关管Q3互补调制，内侧主功率逆变开关管Q3信号由外侧主功率开关管Q1反相生成，二者间有死区，内侧主功率开关管Q2处于常通状态，外侧主功率开关管Q4处于常关状态。当外侧主功率开关管Q1导通时，由于内侧主功率开关管Q2也导通，图2中B点输出电位+E/2；当外侧主功率开关管Q1关断时，由于内侧主功率开关管Q3和Q2导通，B点输出电位N。

第二种发波模式是内侧主功率开关管Q2与外侧主功率开关管Q4互补调制，内侧主功率开关管Q3管处于常通状态，外侧主功率开关管Q1处于常关状态。当外侧主功率开关管Q4导通时，由于内侧主功率开关管Q3也导通，图2中B点输出电位-E/2，当外侧主功率开关管Q4关断时，由于内侧主功率开关管Q3和Q2导通，B点输出电位N。

然而，这种应用最广泛的二极管中点箝位型三电平变换器在逐波限流保护时，会出现各个主功率开关管电压应力即断态电压不平衡问题。本申请人的在先专利CN101051794A公开的《一种变换器的控制装置及驱动方法》提出了一种保护控制方法，其特征在于：所述保护电路接在一延时电路的前级，用于封锁延时电路前级的控制信号。但是，仍然会有各个主功率逆变开关管电压应力不平衡问题。

图4是图2的一种实用的单相三电平逆变器主电路。实际使用中内侧主功率逆变开关管Q2、Q3和外侧主功率逆变开关管Q1、Q4都分别存在固有结电容C2、C3、C1、C4，箝位二极管D5、D6分别并联有由吸收电阻R5、吸收电容C5和吸收电阻R6、吸收电容C6串联组成的RC吸收电路，吸收电容C5、C6数值通常远大于结电容C1、C2、C3、C4。在如图4箭头所示的电流正方向，当逐波限流使能信号结束，内主功率逆变开关管Q2导通时，B点电位迅速从单边母线电位-E/2上升至N电位。结电容C3、C4被充电一段时间，随后如果按原方案导通的是外侧主功率逆变开关管Q1，B点电位又会迅速上升至单边母线电位+E/2。这样吸收电容C6、结电容C3、C4一起被充电，由于吸收电容C6数值远大于结电容C3、C4，结电容C4充电的电压很低，结电容C3、C4分压很不平均，导致结电容C3此时的电压将会远远大于单边母线电位E/2，即内侧主功率逆变开关管Q3承受的电压应力远远大于单边母线电位E/2，这样就失去了三电平变换器的优点。在实验中单边母线电位E/2＝405V，即正负母线电位E：810V，在D6的吸收电容即C6取为2200pf时，内侧主功率逆变开关管Q3上的电压应力达到659V，出现明显电压应力不平衡问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术存在的缺陷，对本申请人的在先专利CN101051794A作出改进，提出一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，在逐波限流使能信号有效和无效即封锁和取消封锁内外侧主功率开关管时，都能保证各个主功率开关管电压应力即断态电压平衡。

本发明的技术问题通过以下技术方案予以解决。

这种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，由系统检测电路实时检测流过主功率开关管的电流，且由逐波限流电路实现逐波限流功能。

这种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法的特点是：

在突加负载或是发生输出短路时，且主功率开关管电流检测值大于设定的逐波限流的电流保护阈值，用于比较的比较电路产生逐波限流使能信号有效时，逐波限流电路提供时序控制信号先强制将多电平变换器桥臂的两个外侧主功率开关管关断，再强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管关断，内外侧主功率开关管强制关断的时间间隔是保证内侧主功率开关管不会因为驱动信号传输延时而比外侧主功率开关管先关断的情况发生。如果内侧主功率管先关断，会造成各个主功率开关管电压应力不平衡。时间间隔设计值与具体电路驱动信号传输延时、电路元器件和主功率开关管器件分散性等有关。

在逐波限流使能信号消失即跳变为逐波限流使能信号无效后，逐波限流电路提供时序控制信号先强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管导通第一延迟时间，再强制将两个内侧主功率开关管之一关断第二延迟时间，随后两个内侧主功率开关管和两个外侧主功率开关管正常输出PWM驱动信号。

采用本发明的上述方法能够避免图4中主功率逆变开关管Q1、Q2、Q3和Q4电压应力不平衡问题的原因是：当电感电流为如图4箭头所示的正方向，且多电平变换器控制器处于第一种发波模式时，在第一延时时间内将两个内侧主功率开关管Q2和Q3同时导通，外侧主功率开关管Q4的固有结电容C4将被充电到E/2，随后外侧主功率开关管Q1导通时，内侧主功率开关管Q3的固有结电容C3也被充电到E/2，这样固有结电容C4的电压就被箝位，内侧主功率开关管Q3和外侧主功率开关管Q4的电压都是E/2，电压应力分配均等即实现断态电压平衡。在不同发波模式和电感电流方向组合的其他工况下也同样有效。

本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决。

所述逐波限流的电流保护阈值小于开关管耐受的最大电流，以保护开关管。

所述比较电路产生的逐波限流使能信号是否有效需要进行确认，以避免逐波限流使能信号因为外界电磁干扰错误地启动逐波限流功能。只有在逐波限流使能信号不可能受到外界电磁干扰的前提下才可以取消进行是否有效确认。

所述强制内侧主功率开关管导通第一延时时间优选为2μs。

所述强制内侧主功率开关管中其中一个开关管关断第二延时时间优选为1μs。

所述逐波限流电路包括由分立元件组成的逐波限流电路、由微控制器实现的逐波限流电路、由可编程器件组成的逐波限流电路。

所述微控制器包括单片机、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称DSP)。

所述可编程器件包括复杂可编程逻辑器件(Complex ProgrammableLogic Device，简称CPLD)、现场可编程门阵列(Field Programmable GateArray，简称FPGA)。

所述逐波限流电路的输入信号包括逐波限流使能信号和由多电平变换器控制器产生的各个主功率开关管的驱动信号，单相系统为四个驱动信号，三相系统为十二个驱动信号。

所述逐波限流电路的输入信号还包括由多电平变换器控制器产生的逐波限流功能辅助信号，所述第二延迟时间内具体强制关断两个内侧主功率开关管中的哪一个，与所述逐波限流功能辅助信号有关。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

在逐波限流使能信号有效和无效即封锁和取消封锁内外侧主功率开关管时，本发明的控制方法都能保证各个主功率开关管电压应力即断态电压平衡，从而提高电路的可靠性，降低器件成本，提高产品竞争力。

附图说明

图1是逐波限流电路在应用系统中的位置示意图；

图2是二极管中点箝位型单相三电平变换器的主电路原理图；

图3是图2主电路的一种常用驱动方案的驱动信号波形图；

图4是一种实用的单相三电平逆变器主电路图；

图5是本发明具体实施方式的系统框图；

图6是本发明具体实施方式的系统时序图。

具体实施方式

下面对照附图结合具体实施方式对本发明作进一步的说明。

本具体实施方式的一种单相二极管中点箝位型三电平逆变器逐波限流控制方法如图5、6所示。

图5是本发明具体实施方式的系统框图，图5中的逐波限流控制电路的输入信号包括OC逐波限流使能(保护)信号、由多电平变换器控制器产生的四个主功率开关管的驱动信号，以及逐波限流功能辅助信号DIR。

逐波限流控制电路的输出信号经后级的功率管门极驱动电路送至多电平变换器的主电路各个主功率开关管的门极。

本具体实施方式的逐波限流功能通过编写程序生成可烧写文件后下载到CPLD来实现，系统时序图如图6所示。CPLD程序包括如下5个步骤：

步骤1：如果OC逐波限流使能信号有效电平保持1μs，即确认逐波限流使能信号有效，则逐波限流开始动作，封锁外侧主功率逆变开关管驱动并延时0.5μs，否则，主功率开关管驱动维持先前状态；

步骤2：如果步骤1中延时0.5μs结束，则封锁内侧主功率逆变开关管驱动，否则，主功率开关管驱动维持先前状态；

步骤3：如果OC逐波限流使能信号跳变为无效，且不在步骤1和步骤2执行中时，强制导通内侧主功率逆变开关管驱动2μs，否则，主功率开关管驱动维持先前状态；

步骤4：如果步骤3中强制导通内侧主功率逆变开关管驱动2μs结束，则根据逐波限流功能辅助信号DIR来强制关断某一内侧主功率开关管驱动1μs，其他主功率开关管驱动维持先前状态；

步骤5：如果步骤4中强制关断某一内侧主功率开关管驱动1μs结束，则逐波限流功能停止，多电平变换器控制器产生的主功率开关管的驱动信号直接送后级主功率逆变开关管门极驱动电路。

下面对照图6进一步说明本具体实施方式的逐波限流的工作过程：

图6中t1-t2的时间间隔为1μs，取决于系统设计以避免OC逐波限流使能信号因为外界电磁干扰错误地启动逐波限流功能。只有在OC逐波限流使能信号不可能受到外界电磁干扰的前提下，这个时间间隔才可以取消，逐波限流使能信号一般需要在t1-t2的时间间隔进行是否有效确认；t2-t3的时间间隔为0.5μs，也取决于系统设计，要求保证内侧主功率开关管Q2和Q3不会因为驱动信号传输延时而比外侧主功率开关管Q1和Q4先关断的情况发生；t4-t5的时间间隔为2μs，与所选功率管类型和功率管门级驱动电路有关，这个间隔时间内应该能保证上述所述问题工况下外侧主功率逆变开关管Q1和Q4分别存在的固有结电容C1、C4上能够建立起E/2的电压；t5-t6的时间间隔为1μs，是人为设定的“死区”时间段，以防止主功率逆变开关管Q1、Q2和Q3同时导通或者主功率逆变开关管Q2、Q3和Q4同时导通，引起母线短路。

在t1时刻以前，即正常情况下无逐波限流使能信号时，CPLD将多电平变换器控制器产生的四个主功率开关管的驱动信号直接送出。

在t1时刻，突加负载或是发生输出短路，且主功率开关管电流检测值大于设定的逐波限流的电流保护阈值，用于比较的比较电路产生跳变为高电平的逐波限流使能信号保持1μs，即确认逐波限流使能信号有效，以避免OC逐波限流使能信号因为外界电磁干扰错误地启动逐波限流功能。

经过确认逐波限流使能信号是否有效的人为延迟时间1μs至t2时，逐波限流电路先强制将多电平变换器桥臂的两个外侧主功率开关管Q1和Q4关断。

再经过人为延迟时间至t3时，逐波限流电路再强制将桥臂的两个内侧主功率开关管Q2和Q3关断。

t3-t4时间段内，OC逐波限流使能信号始终保持有效高电平，四个主功率逆变开关管Q1、Q2、Q3和Q4均保持关断状态。

t4时起逐波限流使能信号消失即跳变为逐波限流使能信号无效后，OC逐波限流使能信号跳变为低电平，逐波限流电路先强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管Q2和Q3导通第一延迟时间t4-t5。

在t5时刻，如果逐波限流功能辅助信号DIR为低电平，表明外侧主功率逆变开关管Q1和内侧主功率逆变开关管Q3正在互补调制，逐波限流电路再强制将两个内侧主功率开关管Q3关断第二延迟时间t5-t6；如果逐波限流功能辅助信号DIR为高电平，表明内侧主功率逆变开关管Q2和外侧主功率逆变开关管Q4正在互补调制，逐波限流电路再强制将两个内侧主功率开关管Q2关断第二延迟时间t5-t6。

t6时后逐波限流功能停止，逐波限流电路将由多电平变换器控制器产生的主功率开关管的驱动信号直接送后级主功率逆变开关管门极驱动电路，两个内侧主功率开关管Q2和Q3和两个外侧主功率开关管Q1和Q4正常输出PWM驱动信号。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，由系统检测电路实时检测流过主功率开关管的电流，且由逐波限流电路实现逐波限流功能，其特征在于：

在突加负载或是发生输出短路时，且主功率开关管电流检测值大于设定的逐波限流的电流保护阈值，用于比较的比较电路产生逐波限流使能信号有效时，逐波限流电路提供时序控制信号先强制将多电平变换器桥臂的两个外侧主功率开关管关断，再强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管关断，内外侧主功率开关管强制关断的时间间隔是保证内侧主功率开关管不会因为驱动信号传输延时而比外侧主功率开关管先关断的情况发生；

在逐波限流使能信号消失即跳变为逐波限流使能信号无效后，逐波限流电路提供时序控制信号先强制将多电平变换器桥臂的两个内侧主功率开关管导通第一延迟时间，再强制将两个内侧主功率开关管之一关断第二延迟时间，随后两个内侧主功率开关管和两个外侧主功率开关管正常输出PWM驱动信号。

2.如权利要求1所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述逐波限流的电流保护阈值小于开关管耐受的最大电流值。

3.如权利要求1或2所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述比较电路产生的逐波限流使能信号是否有效需要进行确认。

4.如权利要求1或2所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述强制内侧主功率开关管导通第一延时时间为2μs。

5.如权利要求1或2所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述强制内侧主功率开关管中其中一个开关管关断第二延时时间为1μs。

6.如权利要求1或2所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述逐波限流电路包括由分立元件组成的逐波限流电路、由微控制器实现的逐波限流电路、由可编程器件组成的逐波限流电路。

7.如权利要求6所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述微控制器包括单片机、数字信号处理器。

8.如权利要求6所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述可编程器件包括CPLD、FPGA。

9.如权利要求6所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述逐波限流电路的输入信号包括逐波限流使能信号即逐波限流使能信号和由多电平变换器控制器产生的各个主功率开关管的驱动信号。

10.如权利要求6所述的二极管中点箝位型多电平变换器逐波限流控制方法，其特征在于：

所述逐波限流电路的输入信号还包括由多电平变换器控制器产生的逐波限流功能辅助信号，所述第二延迟时间内具体强制关断两个内侧主功率开关管中的哪一个，与所述逐波限流功能辅助信号有关。

Images