CN103066844A - 降压型变换器输入侧平均电流的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，属于电力电子技术领域。所述控制方法采集降压型变换器的输出电压，再用输出电压基准值与该输出电压取样值求差得到电压误差信号，将该误差信号送入比例-积分（简称PI）控制器进行运算便得到输入电流基准值，在此基础上，用输入电流基准值乘以电流取样系数，再除以上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值，便得到当前开关周期内的开关管的导通占空比。本发明降压型变换器输入侧平均电流的控制方法将降压型变换器输入电流平均值控制在给定值的同时具有良好的动态性能。控制方法简单，特别适用于对输入电流控制精度要求较高的低成本降压变换场合。

Description

降压型变换器输入侧平均电流的控制方法

技术领域

本发明公开了降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

近20年来，电力电子技术得到了快速发展，各类电力电子变换器在化工、通信等领域得到了广泛应用，从输入、输出电压之间的大小关系可以将其分为升压型（简称boost）、降压型（简称buck），以及升/降压型变换器。目前，在中、大功率场合，尤其是功率因数校正场合，boost变换器得到了广泛应用。Buck变换器输入电流断续，因此多用于小功率变换场合，应用相对有限。近年来，升/降压型变换器，特别是双管级联型buck-boost、boost-buck变换器得到了国内外学者的广泛关注，涉及boost和buck两种变换器的控制，而且对输入电流多采用传统的线性控制方案，即平均电流控制技术。目前，boost变换器控制技术已经较为成熟，而buck变换器应用场合较少，控制技术相对有限。从改善buck变换器本身性能，或提高升降压型变换器控制性能角度出发，有必要对buck变换器的电流控制技术进行完善，发展更为有效的控制方法。

目前，在Buck变换器控制领域，较为成熟的电流控制方法有三种：峰值电流控制、传统平均电流控制（比例-积分控制，简称PI控制），以及电荷控制。

采用峰值电流控制方案时，为确保系统稳定，通常加入斜坡补偿。由于峰值电流与平均电流并不一一对应，尤其是电流纹波较大时，两者差异更加明显，因此在对输入电流或输出侧电感电流的控制精度要求较高的场合，峰值电流控制方案并不合适，例如功率因数校正场合和恒流充电应用场合等。

目前，buck变换器中的平均电流控制指的是对输出侧滤波电感电流的控制，使其平均值跟踪参考值，而非直接控制输入侧的平均电流；buck变换器采用传统平均电流控制方案时，电流环动态响应速度较慢。

电荷控制方案为一种非线性电流控制方案，电流环的动态响应速度比传统PI控制方案好。但是，由式（1）可以看出，采用该方案时，输入电流平均值与电压控制器的输出值之间存在一比例关系，而非完全相等，这在直流-直流变换器下并无问题，但在某些特殊场合，例如需要真正实时跟踪电流参考值的应用场合，必须确保积分电路的电容与开关周期取值相等，这不仅给电路参数设计增加了约束，而且在实际中因为电路参数温度漂移等问题也使得上述跟踪控制的目标很难实现。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了降压型变换器输入侧平均电流的控制方法。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，使降压型变换器中输入侧开关管电流跟踪输入电流基准值，具体包括如下步骤：

步骤1，将降压型变换器输出电压取样值K_v·v_o作为比较器的输入量，再用所述比较器求得输出电压基准值V_ref与该降压变换器输出电压取样值的差值，其中：K_v为小于1的常数，表示输出电压取样系数，v_o为降压变换器实际输出电压；

步骤2，利用步骤1中所述的差值计算输入电流基准值i^*；

步骤3，以上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值<i_{L_s}>作为占空比运算单元的第一个输入量，将步骤2所述的输入电流基准值i^*放大K_i倍后作为占空比运算单元的第二个输入量，用第二个输入量除以第一个输入量，运算结果作为当前开关周期内降压变换器开关管的导通占空比，其中：K_i为小于1的常数，表示电流取样系数。

所述降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，当降压变换器用于直流-直流变换场合时，步骤2的具体实施方法如下：由步骤1所述的差值作为PI控制器输入量，PI控制器输出量即为输入电流基准值i^*。

所述降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，当降压变换器用于交流-直流变换场合时，步骤2的具体实施方法如下：由步骤1所述的差值作为PI控制器输入量，PI控制器输出量乘以放大倍数后得到输入电流基准值i^*；其中，所述放大倍数为降压型变换器输入电压取样值k_vin|v_in|，k_vin为小于1的常数，表示输入电压取样系数。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：将降压型变换器输入电流平均值控制在给定值的同时具有良好的动态性能；控制方法简单，因此特别适用于对输入电流控制精度要求较高的低成本降压变换场合。

附图说明

图1为开关管电流峰值控制方案的示意图。

图2为输出侧滤波电感电流峰值控制方案的示意图。

图3为传统平均电流控制方案的示意图。

图4为电荷控制方案的示意图。

图5为buck直流-直流变换器各支路开关周期平均电流的示意图。

图6为buck直流-直流变换器输入侧平均电流控制方法示意图。

图7为正激变换器输入侧平均电流控制方法示意图。

图8为buck交流-直流变换器输入侧平均电流控制方法示意图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

峰值电流控制方案根据电流取样点的不同可分为两种：取样并控制开关管电流i_s的峰值，以及取样并控制输出侧滤波电感电流i_L的峰值，分别如图1、图2所示。通过对上述两个峰值电流的控制，都实现对输出电压的控制，且电压控制器都采用了PI控制，电压控制器的输出作为i_s、i_L的峰值参考，即i_{s_ref}、i_{L_ref}。

如图3所示，平均电流控制方案通过取样并控制输出侧滤波电感的平均电流，实现对输出电压的控制。对输出电压的控制采用PI控制，PI控制器的输出作为输出侧滤波电感电流的参考值。电流误差信号再进行比例积分运算，运算结果作为调制波，与三角载波交截，得到开关占空比。

如图4所示，在电荷控制方案下，对输出电压的控制仍然采用PI控制，控制器的输出V_CT ^*与电容C_T两端的电压进行比较，当C_T两端电压等于V_CT ^*时，将开关管S关断，同时将S_T闭合，并对C_T放电。在下一个开关周期初始时刻，触发信号强行将S开通，并将S_T断开。假设开关周期为T_s，任意开关周期内i_s的平均值为<i_s>，则按照上述控制方案，可得式（1）：

$<i_S>=\frac{V_{\mathrm{CT}}^{*}\&CenterDot;C_T}{T_S}---\left(1\right)$

可以看出，采样电荷控制时，输入电流平均值将与给定值成一定比例。只有C_T的取值与T_s完全相等时，输入电流平均值才能完全跟踪参考值，而在实际系统中这种条件很难满足。

buck变换器各支路电流如图5所示，<i_s>、<i_L>、<i_D>分别为任意开关周期内，流过开关管、滤波电感和二极管的平均电流。设稳态下开关管的导通占空比为D_s，电感电流连续情况下，式（2）将成立，

〈i_s〉=〈i_L〉·D_s    （2）

对于式（2），可以从以下两方面理解：1）如果能通过取样值计算出每个开关周期内流过电感的电流平均值〈i_L〉，则可以通过调节占空比，使下一个开关周期内流过开关管的电流平均值达到预定值；2）如果给定了输入电流的跟踪目标，则可以借助〈i_L〉求得所需的开关占空比。因此，如果输入电流给定值为i^*，电感电流取样系数为K_i，上一个采样周期内电感电流平均值的取样结果为〈i_{L_s}〉，对应实际的电感电流平均值为〈i_L〉，则当前开关周期开关管的导通占空比D_s应该为：

$D_s=\frac{i^{*}}{<i_L>}=\frac{K_i\&CenterDot;i^{*}}{<i_{L\_s}>}---\left(3\right)$

因此，如果buck变换器的输出电压采用PI控制，电压控制器的输出作为输入电流基准值，则结合上面提到的电流控制方案，可以得到buck直流-直流变换器电流控制方法示意图，如图6所示。同理，正激变换器电流控制方法示意图如图7所示。

当降压变换器用于直流-直流变换场合时，控制电路包括：比较器、PI控制器、占空比运算单元。比较器第一输入端接降压型变换器输出电压取样值，第二输入端接输出电压基准值，比较器的输出端接PI控制器输入端，PI控制器输出输入电流基准值i^*。占空比运算单元的第一输入端接K_i·i^*数据，第二输入端接上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值<i_{L_s}>，将前两个数据相除得到当前开关周期内降压变换器开关管的导通占空比D_s，即D_s=K_i·i^*/<i_{L_s}>。

对于直流-直流变换场合中的buck直流-直流变换器、正激变换器，输入侧平均电流控制方法具体包括如下步骤：

步骤1，将降压型变换器输出电压取样值K_v·v_o作为比较器的输入量，用比较器求得输出电压基准值V_ref与降压型变换器输出电压取样值K_v·v_o的差值。

步骤2，步骤1中所述的电压差值经过PI控制器得到输入电流基准值i^*；

步骤3，将步骤2所述的输入电流取样基准值放大K_i（K_i为小于1的常数，表示电流取样系数）倍后作为占空比运算单元的一个数据，以上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值<i_{L_s}>作为第二个数据，计算得到降压变换器当前开关周期中开关管的导通占空比：D_s=K_i·i^*/<i_{L_s}>。

当降压变换器用于交流-直流变换场合时，降压变换器电流控制方法示意图如图8所示。控制电路包括：比较器、PI控制器、乘法器、占空比运算单元。比较器第一输入端接降压型变换器输出电压取样值，第二输入端接输出电压基准值，输出端接PI控制器输入端。乘法器的第一输入端接降压型变换器输入电压取样值，第二输入端接所述PI控制器输出端。占空比运算单元所用第一数据为上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值，占空比运算单元所用第二数据为PI控制器输出值的K_i倍，将第二数据除以第一数据，计算结果便是当前开关周期内开关管的导通占空比。

对于交流-直流变换场合中的buck交流-直流变换器，为实现更高的功率因数，输入侧电流控制方法的步骤2中：PI控制器输出量与输入电压的取样值k_vin|v_in|相乘（k_vin为输入电压取样系数，为小于1的常数），得到开关管电流参考值i^*。占空比运算单元输出量为开关导通占空比：D_s=K_i·i^*/<i_{L_s}>。其余步骤与降压变换器用于直流-直流变换场合时的控制步骤相同。

本发明的控制方法与现有的3种控制方法比较，具有以下优点：

（1）与峰值电流控制方法相比：峰值电流控制方法只能确保输入电流或输出侧电感电流的峰值达到给定值，因此，在对输入电流平均值精确度要求较高的应用中并不适合。而本发明提出的控制算法能够精确地控制上述变换器的输入侧开关管电流，使其平均值跟踪给定值。

（2）与平均电流控制方法相比：平均电流控制方法中电流控制器采用PI控制，电流环动态响应速度慢，另外，传统平均电流控制方案仅能控制输出侧滤波电感电流，不能控制输入侧电流平均值。而本发明提出的电流控制方法属非线性控制技术，可根据参考值和电流取样值直接计算所需的开关管导通占空比数据，电流环动态响应速度快，而且是将输入电流平均值控制到给定值。

（3）与电荷控制方法相比：电荷控制方案下，电流环具有良好的动态性能，但是其输入电流平均值与给定值之间存在一比例系数，只有当积分电路的电容与开关周期取值完全相等时方可实现对基准电流的跟踪，而这样严格的条件在实际系统中较难实现。因此，电荷控方案对于以稳定输出电压为目标的直流-直流变换器较为适合，但在某些特别的场合，例如需要准确跟踪参考电流的场合（而非与参考电流成固定比例），电荷控制则不太合适。而本发明提到的控制算法能够根据电感电流的取样值实时地将输入电流平均值控制在给定值。

综上所述，本发明所述的降压型变换器输入侧电流控制方法不仅能够将buck直流-直流变换器、正激变换器、buck交流-直流变换器的输入电流平均值控制在给定值，而且电流环具有良好的动态性能。另外，考虑到该方案实现较为简洁，因此特别适用于对输入电流控制精度要求较高的低成本降压变换场合。

Claims (3)

1.降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，其特征在于使降压型变换器中输入侧开关管电流平均值跟踪输入电流基准值，具体包括如下步骤：

步骤1，将降压型变换器输出电压取样值K_v·v_o作为比较器的输入量，再用比较器求得输出电压基准值V_ref与降压变换器输出电压取样值的差值，其中：K_v为小于1的常数，表示输出电压取样系数，v_o为降压变换器实际输出电压；

步骤2，利用步骤1中所述的差值计算输入电流基准值i^*；

步骤3，以上一个采样周期内滤波电感电流平均值的取样值<i_{L_s}>作为占空比运算单元的第一个输入量，将步骤2所述的输入电流基准值i^*放大K_i倍后作为占空比运算单元的第二个输入量，用第二个输入量除以第一个输入量，运算结果作为当前采样周期内降压变换器开关管的导通占空比，其中：K_i为小于1的常数，表示电流取样系数。

2.根据权利要求1所述的降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，其特征在于当降压变换器用于直流-直流变换场合时，步骤2的具体实施方法如下：由步骤1所述的差值作为PI控制器输入量，PI控制器输出量即为输入电流基准值i^*。

3.根据权利要求1所述的降压型变换器输入侧平均电流的控制方法，其特征在于当降压变换器用于交流-直流变换场合时，步骤2的具体实施方法如下：由步骤1所述的差值作为PI控制器输入量，PI控制器输出量乘以放大倍数后得到输入电流基准值i^*；其中，所述放大倍数为降压型变换器输入电压取样值k_vin|v_in|，k_vin为小于1的常数，表示输入电压取样系数。

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