CN103036506B - 振荡电路、振荡器、电子设备及振荡器的起动方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种能够有效地抑制因电感元件而产生的起动时的异常振荡的振荡电路、振荡器、电子设备以及振荡电路的起动方法。振荡电路（1）包括共振子（SAW共振子（10））、放大电路（20）和开关元件（NMOS开关（30））。放大电路（20）具有：从共振子的一端向另一端的反馈路径、设置在该反馈路径上的第一电感元件（伸长线圈（200））、设置在该反馈路径上并与第一电感元件串联设置的变容元件（变容二极管（202））。开关元件与包括第一电感元件和变容元件的电路部并联设置。
Description
技术领域
本发明涉及一种振荡电路、振荡器、电子设备及振荡器的起动方法。
背景技术
目前广泛熟知一种能够根据控制电压而使振荡频率发生变化的电压控制型振荡器(VCO：Voltage Controlled Oscillator)，其被用于各种各样的用途。使用了频率稳定度较高的水晶振子的电压控制型水晶振荡器(VCXO：Voltage Controlled X’talOscillator)、和使用了声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)共振子的电压控制型SAW振荡器(VCSO：Voltage Controlled SAW Oscillator)等被用于各种各样的用途。由于VCXO的频率稳定度较高，而VCSO能够获得较高的振荡频率，所以根据用途而区分使用这些振荡器。在这些振荡器中，通过将变容元件与水晶振子或SAW共振子等的共振子的一端连接，从而能够在共振子的共振频率和反共振频率之间，以对应于变容元件的电容值的频率而进行振荡。当共振频率与反共振频率的差较小时，即，当VCO的频率可变范围较窄时，为了扩大VCO的频率可变范围，有时会以串联的方式将电感元件(伸长线圈)插入共振子。然而，通过插入伸长线圈，从而在本来的振荡模式之外，还将存在由于伸长线圈的感应系数L和电路的电容(可变电容元件的电容等)C而引起的LC振荡模式，从而有时会出现如下的情况，即，根据振荡起动时的各种各样的条件而选择了LC振荡，而不会以本来的频率进行振荡。
为了解决该问题，在专利文献1中提出一种如下的方法，即，通过仅在振荡起动时，利用变容电路而将水晶振子的负载电容设定为难以引起异常振荡的负载电容，从而防止异常振荡。
然而，在专利文献1的方法中，不仅需要设定变容电路，而且有时会有根据伸长线圈的电感值而需要较大的电容值，从而会大幅度地增加安装面积和成本。
专利文献1：日本特开2010－4322号公报。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而被完成的，根据本发明的几种实施方式，能够提供一种可有效地抑制因电感元件而引起的起动时的异常振荡的振荡电路、振荡器、电子设备以及振荡电路的起动方法。
(1)本发明为一种振荡电路，其特征在于，包括：共振子；放大电路，其具有：从所述共振子的一端向另一端的反馈路径、设置在所述反馈路径上的第一电感元件、设置在所述反馈路径上并与所述第一电感元件串联设置的变容元件；开关元件，其与包括所述第一电感元件和所述变容元件的电路部并联设置。
根据本发明，在电源电压升高后从而由共振子实现的本来的振荡成长并稳定之前，通过将开关元件设为导通而使第一电感元件从反馈路径脱离，从而能够有效地抑制因第一电感元件而产生的起动时的异常振荡。此外，在由共振子而实现的本来的振荡稳定之后，通过断开开关元件并将第一电感元件接入到反馈路径，从而能够扩大振荡频率的可变范围。
此外，根据本发明，由于当断开开关元件时，变容元件也与第一电感元件一起接入到反馈路径上，所以，能够使开关元件从导通切换至断开的瞬间的反馈路径的电抗变化量减小与变容元件相对应的量。因此，能够将开关元件从导通切换至断开的瞬间的振荡频率的变化量抑制得更小。
(2)该振荡电路也可以采用如下方式，即，还包括延迟电路，所述延迟电路使对所述开关元件的导通和断开进行控制的信号延迟。
通过采用这种方式，能够在经过了对应于延迟电路的预定时间时，自动地切换开关元件的导通和断开。例如，通过向延迟电路输入电源电压，从而能够在从电源电压后且经过预定时间之后，使开关元件从导通切换至断开。
(3)在该振荡电路中，也可以采用如下方式，即，所述放大电路还包括，与所述第一电感元件并联或串联设置的第一电阻。
通过采用这种方式，第一电感元件的有效Q值将下降，从而能够有效地抑制开关元件从导通切换至断开后的、由第一电感元件引起的异常振荡。
(4)在该振荡电路中，也可以采用如下方式，即，所述放大电路包括，对所述共振子的输出信号进行放大的放大元件，所述放大元件和所述开关元件被内置在一个集成电路芯片内。
通过采用这种方式，不需要替代开关元件的开关部件，从而能够减少部件数量。
(5)在该振荡电路中，也可以采用如下方式，即，所述放大电路包括，在所述反馈路径上与所述电路部串联设置的第二电感元件。
通过采用这种方式，在电源电压升高后从而由共振子而实现的本来的振荡成长并稳定之前，共振子的有效电阻值将下降且共振子容易振荡，并且，在由共振子而实现的本来的振荡稳定之后，通过断开开关元件并将第一电感元件和第二电感元件接入到反馈路径中，从而能够有效地扩大振荡频率的可变范围。
(6)在该振荡电路中，也可以采用如下方式，即，所述第二电感元件与所述第一电感元件相比电感值较小。
通过采用这种方式，在电源电压升高后从而由共振子而实现的本来的振荡成长并稳定之前，能够抑制因第二电感元件而引起的起动时的异常振荡。
(7)在该振荡电路中，也可以采用如下方式，即，所述放大电路还包括，与所述第二电感元件并联或串联设置的第二电阻。
通过采用这种方式，第二电感元件的有效Q值将下降，从而能够有效地抑制由第二电感元件而引起的异常振荡。
(8)本发明为一种振荡器，其特征在于，包括上述任一种的振荡电路。
(9)本发明为一种电子设备，其特征在于，包括上述任一种的振荡电路。
(10)本发明为一种振荡电路的起动方法，其特征在于，所述振荡电路包括共振子和放大电路，所述放大电路具有从所述共振子的一端向另一端的反馈路径，并且在所述反馈路径上串联设置有电感元件和变容元件，在接通电源后，于预定期间内，使包括预定电感元件和预定变容元件的电路部的两端短路，在经过所述预定期间后，解除所述电路部的短路。
“使包括电感元件和变容元件的电路部的两端短路”是指，没有必要使该电路部的两端之间的电阻值严格地为0欧姆，只要为使电感元件和变容元件实质上不发挥功能的程度上的低电阻或低阻抗即可。例如，可以在该电路部的两端之间设置开关元件(MOS晶体管等)，并通过将该开关元件导通，从而使该电路部的两端短路，并通过将该开关元件断开，从而使该电路部的两端的短路解除。
根据本发明，在电源电压升高后从而由共振子而实现的本来的振荡成长并稳定之前，通过使第一电感元件从反馈路径上脱离，从而能够有效地抑制因第一电感元件而产生的起动时的异常振荡。此外，在由共振子而实现的本来的振荡稳定之后，通过将第一电感元件接入到反馈路径，从而能够扩大振荡频率的可变范围。
此外，根据本发明，由于变容元件也与第一电感元件一起也接入到反馈路径，所以能够使在此前后的反馈路径的电抗的变化量减小与变容元件相对应的量。因此，能够将振荡频率的变化量抑制得更小。
附图说明
图1为表示第一实施方式的振荡电路的结构例的图。
图2为表示延迟电路的结构例的图。
图3为表示振荡电路起动时的波形的一个示例的图。
图4为表示第二实施方式的振荡电路的结构例的图。
图5为表示SAW共振子的等效电路的图。
图6为表示第三实施方式的振荡电路的结构例的图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的优选实施方式进行详细说明。并且，以下所说明的实施方式，并非用于对权利要求书所记载的本发明的内容进行不合理限定的实施方式。此外，以下所说明的结构，并不一定全部是本发明的必要结构要件。
1.第一实施方式
图1为，表示第一实施方式的振荡电路的结构例的图。本实施方式的振荡电路1以包括SAW共振子10、放大电路20、NMOS开关30、倒相电路40、延迟电路50的方式而构成。但是，本实施方式的振荡电路1也可以采用省略这些要素的一部分、或添加其他要素的结构。特别是，延迟电路50也可以设置在振荡电路1的外部。
放大电路20具有从SAW共振子10(共振子的一个示例)的输出端子至输入端子的振荡环路(反馈路径)，并且，通过对SAW共振子10的输出信号进行放大并经由该振荡环路反馈至SAW共振子10的输入端子，从而使SAW共振子10的振荡持续进行。
在本实施方式中，放大电路20以包括伸长线圈200、变容二极管202、电阻204和212、电容器206和208、NPN晶体管210的方式而构成。但是，放大电路20也可以采用省略这些要素的一部分、或添加其他要素的结构。
在NPN晶体管210(放大元件的一个示例)中，基极端子与SAW共振子10的输出端子相连接，并且，集电极端子中被供给电源电压Vcc，且发射端子经由电阻212而被接地。
电容器206和208被串联连接在NPN晶体管210的基极端子与地线之间，电容器206和208的连接点与NPN晶体管210的发射极端子连接。
通过这种结构，SAW共振子10的输出信号通过NPN晶体管210而被放大，并且在经由NPN晶体管210的发射极端子、电阻212、地线的振荡环路上传播，并被输入到SAW共振子10的输入端子。而且，由于SAW共振子10作为电感元件而进行工作，从而形成了所谓的科耳皮兹振荡电路。
而且，本实施方式的振荡电路1中，在该振荡环路内，设置有伸长线圈200(第一电感元件的一个示例)和变容二极管202(变容元件的一个示例)。具体而言，伸长线圈200和变容二极管202被串联连接在SAW共振子10的输入端子与地线之间。
而且，变容二极管202的阴极中经由电阻204而被供给有控制电压Vc，通过变容二极管202的电容值根据该控制电压Vc的值而发生变化，从而振荡频率将发生变化。也就是说，该振荡电路1作为电压控制型SAW振荡电路而发挥功能。
伸长线圈200发挥扩大该振荡频率的可变范围的作用。虽然由于伸长线圈200的电感值越大则频率的可变范围越广故为优选，但伸长线圈200的电感值越大，则由该伸长线圈200和电路电容所引起的LC振荡频率越低。于是，由于放大电路20的负电阻与频率的二次方成反比，且LC振荡频率越低则负电阻越大，因此在起动时(电源接通时)容易产生LC振荡。也就是说，存在如下问题，即，越是扩宽由SAW共振子10和电路电容而实现的本来的振荡频率的可变范围，则在起动时越容易产生异常振荡。
为了解决该问题，在本实施方式中，NMOS开关30与变容二极管202和伸长线圈200的串联连接电路(包括第一电感元件和变容元件的电路部的一个示例)并联，即，在变容二极管202的阴极与地线之间分别连接有NMOS开关30(开关元件的一个示例)的漏极端子和源极端子。而且，通过在振荡电路1的起动时，仅在预定时间内将NMOS开关30设为导通，从而能够在由SAW共振子10和电路电容而实现的振荡成长并稳定之前，使变容二极管202和伸长线圈200从振荡环路中脱离。在经过预定时间后，通过断开NMOS开关30，从而能够使变容二极管202和伸长线圈200接入振荡环路。由此，能够使起动时难以产生异常振荡，并能够扩大振荡频率的可变范围。
在本实施方式中，为了在起动时仅在预定时间内将NMOS开关30设为导通，且在经过预定时间后断开NMOS开关30，从而将延迟电路50和倒相电路40串联连接在电源端子与NMOS开关30的栅极端子之间。延迟电路50在从电源接通起经过预定时间之前输出低电平，并且在经过预定时间后，继续输出高电平。而且，由于在倒相电路40中，逻辑电平反相，因此NMOS开关30在从电源接通起的预定时间内处于导通，而在经过预定时间后常时处于断开。
图2中图示了延迟电路50的结构例。图2所示的延迟电路50中，在电源端子和比较器56的非反转输入端子(+输入端子)之间，连接有由电阻52和电容器54构成的RC积分电路，并将恒压产生电路58所产生的固定电压Vth供给到比较器56的反转输入端子(－输入端子)。通过这种结构，从而在从电源升高的瞬间起到经过根据RC积分电路的时间常数而决定的规定时间为止，比较器56的非反转输入端子(+输入端子)的电压低于Vth，比较器56的输出电平(延迟电路50的输出电平)为低电平。另一方面，在从电源接通起经过预定时间后，比较器56的非反转输入端子(+输入端子)的电压变为高于Vth，且比较器56的输出电平(延迟电路50的输出电平)变为高电平。
图3为，表示本实施方式的振荡电路1的起动时的波形的一个示例的图。如图3所示，当在时刻0处电源端子被供给电源电压Vcc时，延迟电路50中所包含的比较器56的非反转输入端子(+输入端子)的电压，将根据由电阻52和电容器54构成的RC积分电路的时间常数而缓缓上升。而且，当经过规定时间t时，比较器56的非反转输入端子(+输入端子)的电压与Vth一致。因此，延迟电路50的输出电平在电源接通后且经过预定时间t之前为低电平，而在经过了预定时间t后，变成高电平。
其结果为，NMOS开关30的栅极电压在电源接通后经过预定时间t之前为高电平，而在经过了预定时间t后，变成低电平。因此，NMOS开关30在电源接通后且经过预定时间t之前处于导通，而在经过了预定时间t后变为断开。由此，在电源接通后经过预定时间t之前，能够使变容二极管202和伸长线圈200从振荡环路中脱离，而在经过了预定时间t后，能够使变容二极管202和伸长线圈200接入到振荡环路中。
并且，以使预定时间t成为振荡电路1的振荡(从NPN晶体管210的发射极端子输出的振荡信号)稳定所需的充分的时间(例如50μs～200μs以上)的方式，来设定固定电压Vth。
以此方式，根据第一实施方式的振荡电路1，在电源接通后且由SAW共振子10和电路电容而实现的振荡成长并稳定之前，通过使变容二极管202和伸长线圈200从振荡环路中脱离，从而使起动时难以产生异常振荡，并且在经过预定时间后，通过使变容二极管202和伸长线圈200接入振荡环路，从而能够扩大振荡频率的可变范围。
并且，当假设在从电源接通起经过规定时间后，仅将伸长线圈200接入到振荡环路内时，振荡环路的电抗的变化量将成为ωL(ω为角频率，L为伸长线圈200的电感值)。因此，当伸长线圈200的电感值较大时，在NMOS开关30从导通切换至断开的瞬间，振荡频率将较大地变化。相对于此，由于在本实施方式中，在从电源接通起经过预定时间后，变容二极管202也与伸长线圈200一起接入到振荡环路内，所以振荡环路的电抗的变化量将成为ωL－1/(ωCV)(ω为角频率，L为伸长线圈200的电感值，CV为变容二极管202的电容值)，从而能够缩小电抗的变化量。因此，能够将NMOS开关30从导通切换至断开时的振荡频率的变化量抑制得更小。
另外，也可以将放大电路20、NMOS开关30、倒相电路40内置在一个IC(IntegratedCircuit：集成电路)芯片(集成电路芯片)中来实现振荡电路1。如果采用这种方式，则不需要替代NMOS开关30的开关部件，从而能够减少零件数量。而且，由于延迟电路50也内置在该IC芯片内，因此无需将延迟电路50安装在板上，从而能够实现低成本化。
2.第二实施方式
图4为，表示第二实施方式的振荡电路的结构例的图。第二实施方式的振荡电路1仅在于变容二极管202与SAW共振子10之间设置有伸长线圈220的这一点上不同于图1所示的第一实施方式的振荡电路1。在图4中，对与图1相同的结构标记相同的符号，并省略其说明。
伸长线圈220(第二电感元件的一个示例)被设置在振荡环路内，并且与伸长线圈200一起发挥了扩大振荡频率的可变范围的作用。
虽然在本实施方式中，通过在振荡电路1的起动时，仅在预定时间内将NMOS开关30设为导通，而在由SAW共振子10和电路电容而实现的振荡成长并稳定之前，使变容二极管202和伸长线圈200从振荡环路中脱离，但是伸长线圈220被接入到振荡环路内。
SAW共振子10由图5所示的这种等效电路来表示(R1为等效串联共振电阻、L1为等效串联电感、CO为等效并联共振电容)，SAW共振子10的有效电阻通过Re＝R1×(1+C0/CL)2(CL为负载电容)来计算。由于通过将伸长线圈220接入到振荡环路内，从而从SAW共振子10观察到的负载变为电感性，因此负载电容CL成为负值。因此，SAW共振子10的有效电阻Re变小，从而SAW共振子10变得容易振荡。
另外，如果将该伸长线圈220的电感值减小至某种程度，则在振荡电路1的起动时，难以引起由伸长线圈220和电路电容所实现的LC振荡(异常振荡)，从而由SAW共振子10和电路电容所实现的振荡将成长并稳定。
而且，在经过预定时间后，通过使NMOS开关30断开，从而变容二极管202和拉伸线圈200也能够与伸长线圈220一起接入到振荡环路内。通过增大伸长线圈200的电感值，从而能够在由SAW共振子10和电路电容所实现的振荡稳定后，充分扩大振荡频率的可变范围。该振荡频率的可变范围是由伸长线圈200的电感值与伸长线圈220的电感值之和决定的。
以此方式，根据第二实施方式的振荡电路1，在电源接通后由SAW共振子10和电路电容而实现的振荡成长并稳定之前，通过使变容二极管202和伸长线圈200从振荡环路中脱离，从而使起动时难以产生异常振荡，并且通过将产生线圈220接入到振荡环路中，从而使SAW共振子10容易振荡，而在经过预定时间后，通过将变容二极管202和伸长线圈200与伸长线圈220一起接入到振荡环路中，从而能够扩大振荡频率的可变范围。
另外，优选使伸长线圈220的电感值(第二电感值)小于伸长线圈200的电感值(第一电感值)。如果采用这种方式，则在振荡电路1的起动时，难以引起由伸长线圈220和电路电容所实现的LC振荡(异常振荡)，并且在由SAW共振子10和电路电容所实现的振荡成长并稳定后，能够扩大振荡频率的可变范围。
3.第三实施方式
图6为，表示第三实施方式的振荡电路的结构例的图。第三实施方式的振荡电路1仅在电阻230与伸长线圈200并联连接、同时电阻240与伸长线圈220并联连接的这一点上，不同于图4所示的第二实施方式的振荡电路1。在图6中，对与图4相同的结构标记相同的符号，并省略其说明。
电阻230(第一电阻的一个示例)被称作阻尼电阻或Q阻尼电阻，且发挥降低伸长线圈200的有效Q值的作用。同样地，电阻240(第二电阻的一个示例)被称作阻尼电阻或Q阻尼电阻，且发挥降低伸长线圈220的有效Q值的作用。
虽然能够通过增大伸长线圈200的电感值来扩大振荡频率的可变范围，但是，由于当电感值变大时，由伸长线圈200和电路电容而实现的LC振荡频率变低，因此存在会于NMOS开关30断开的瞬间引起该LC振荡的可能性。因此，在本实施方式中，通过将电阻230与伸长线圈200并联连接，从而使伸长线圈200的有效Q值降低，且由此将难以引起由伸长线圈200和电路电容所导致的LC振荡。
此外，由于能够减小伸长线圈220的电感值，所以在振荡电路1的起动时，难以引起由伸长线圈220和电路电容所导致的LC振荡，但在本实施方式中，通过将电阻240与伸长线圈220并联连接，从而使伸长线圈220的有效Q值降低，且由此将更加难以引起该LC振荡。
另外，本发明并不限定于本实施方式，在本发明的要旨的范围内，能够实施各种各样的变形。
作为共振子，能够使用例如SAW共振子、AT切割水晶振子、SC切割水晶振子、音叉型水晶振子等。
作为共振子的基板材料，能够使用水晶、钽酸锂、铌酸锂等的压电单晶、和锆酸钛酸铅等的压电陶瓷等压电材料，或硅半导体材料等。
作为共振子的激励方法，可以使用由压电效果而引起的激励，也可以使用通过库伦力而实施的静电驱动。
此外，作为开关元件，可以使用双极晶体管、场效应晶体管(FET:Field EffectTransistor)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET:Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor)、闸流晶体管等。
此外，虽然在本实施方式中，例举电压控制型SAW振荡电路为例而进行了说明，但是能够适用于在振荡环路内设置有电感元件和变容元件的任意的振荡电路。
此外，本发明能够适用于包括振荡电路的振荡器中。虽然作为本发明的振荡器并未被特别限定，但可以列举出压电振荡器(水晶振荡器等)、SAW振荡器、电压控制型振荡器(VCXO和VCSO等)、温度补偿型振荡器(TCXO等)、恒温型振荡器(OCXO等)、硅振荡器、原子振荡器等。
此外，本发明能够适用于包含振荡电路的电子设备。虽然本发明的电子设备并未被特别限定，但可以列举出个人计算机(例如，便携式个人计算机)、移动电话等移动体终端、数码静态照相机、喷墨式喷出装置(例如喷墨打印机)、膝上型个人计算机、平板型个人计算机、路由器和开关等的存储区域网络设备、局域网设备、电视机、摄像机、录像机、汽车导航装置、寻呼机、电子记事本(也包括附带通信功能的设备)、电子词典、计算器、电子游戏设备、游戏用控制器、文字处理器、工作站、可视电话、防犯用监视器、电子望远镜、POS(point of sale：销售点)终端、医疗设备(例如电子体温计、血压计、血糖仪、心电图测量装置、超声波诊断装置、电子内窥镜)、鱼群探测器、各种测量设备、计量仪表(例如，车辆、航空器、船舶的计量仪表)、飞行模拟器、头戴式显示器、运动示迹装置、运动跟踪装置、运动控制器、PDR(步行者航位推算)等
本发明包含与实施方式中所说明的结构实质性相同的结构(例如，功能、方法以及结果相同的结构，或目的及效果相同的结构)。此外，本发明包含将实施方式中所说明的结构的非实质部分置换了的结构。此外，本发明包含能够起到与实施方式中所说明的结构相同的作用效果的结构或能够实现相同目的的结构。此外，本发明包含在实施方式中所说明的结构中添加了公知技术的结构。
符号说明
1 振荡电路；
10 SAW共振子；
20 放大电路；
30 NMOS开关；
40 倒相电路；
50 延迟电路；
52 电阻；
54 电容器；
56 比较器；
58 恒压产生电路；
200 伸长线圈；
202 变容二极管；
204 电阻；
206 电容器；
208 电容器；
210 NPN晶体管；
212 电阻；
220 伸长线圈；
230 电阻；
240 电阻。
Claims (10)
1.一种振荡电路，其特征在于，包括：
放大电路，其具有：从共振子的一端朝向另一端的反馈路径、设置在所述反馈路径中的第一电感元件、以及与所述第一电感元件串联连接的变容元件；
开关元件，其与包括所述第一电感元件和所述变容元件的电路部并联连接，
在由所述共振子实现的本来的振荡成长并稳定之前，将所述开关元件设为导通，在由所述共振子实现的本来的振荡稳定之后，断开所述开关元件。
2.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于，
还包括延迟电路，所述延迟电路被输入对所述开关元件的动作进行控制的信号，并使该被输入的信号延迟而输出至所述开关元件。
3.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于，
所述放大电路还包括，与所述第一电感元件并联或串联设置的第一电阻。
4.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于，
所述放大电路包括，对所述共振子的输出信号进行放大的放大元件，
所述放大元件和所述开关元件被内置在一个集成电路芯片内。
5.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于，
所述放大电路包括，在所述反馈路径上与所述电路部串联设置的第二电感元件。
6.如权利要求5所述的振荡电路，其特征在于，
所述第二电感元件与所述第一电感元件相比电感值较小。
7.如权利要求5所述的振荡电路，其特征在于，
所述放大电路还包括，与所述第二电感元件并联或串联设置的第二电阻。
8.一种振荡器，其特征在于，
包括权利要求1至7中任一项所述的振荡电路和共振子。
9.一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求1至7中任一项所述的振荡电路。
10.一种振荡器的起动方法，其特征在于,
所述振荡器包括共振子和振荡电路，所述振荡电路具在从所述共振子的一端朝向另一端的反馈路径上，串联连接有电感元件和变容元件的放大电路，
在接通电源后，于预定期间内，使包括所述电感元件和所述变容元件的电路部的两端短路，
在经过所述预定期间后，解除所述电路部的短路。
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