CN103036441A

CN103036441A - 高压启动的高频反激式pwm控制电路

Info

Publication number: CN103036441A
Application number: CN2013100098787A
Authority: CN
Inventors: 朱樟明; 强玮; 刘洪涛
Original assignee: CHENGDU CHIP-RAIL MICROELECTRONIC Co Ltd
Current assignee: CHENGDU CHIP-RAIL MICROELECTRONIC Co Ltd
Priority date: 2013-01-11
Filing date: 2013-01-11
Publication date: 2013-04-10

Abstract

高压启动的高频反激式PWM控制电路，包括交流电源引脚、直流电源引脚和与该直流电源引脚连接的启动充电支路，其特征在于：还包括与直流电源引脚和启动充电支路连接的直流电源引脚电压检测电路，所述直流电源引脚电压检测电路检测直流电源引脚电压并控制所述启动充电支路的开关。优选的，还包括驱动电路和与驱动电路连接的振荡器，振荡器的振荡频率不小于100KHz。采用本发明所述的高压启动的高频反激式PWM控制电路，对启动时的充电支路进行控制，在系统启动完成后关闭该充电支路，减少了系统工作时的能量消耗，提高了控制电路的工作效率。系统优选采用较高频率，缩小了系统的体积和重量，更便于系统的集成。

Description

高压启动的高频反激式PWM控制电路

技术领域

本发明属于电子领域，涉及一种高压启动的高频反激式PWM控制电路。

背景技术

脉冲宽度调制(PWM)，是英文“Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制，控制电路通过对输出量的采样，建立反馈环路，调节功率管的开关占空比控制输出，例如对于功率管为NMOS，栅极电压为方波脉冲信号，栅极电压信号的占空比决定了输出电压和输出电流。

PWM控制电路按照反馈量不同，大致分为电压型和电流型反馈控制，电压型仅对输出电压进行采样引入环路控制，而电流型对输出电压和功率管电流均采样来反馈控制环路，两种控制方式各有优点，但由于电流型反应速度更快，目前应用更为广泛。

随着电子技术的高速发展更新，离线式 PWM开关电源控制技术日益完善，反激式PWM控制器具有体积小，重量轻，效率高，电路简单，可靠性高，具有较强的自动均衡各路输出负载能力的优点，因此在中小功率场合得到了广泛应用。随着世界能源供应紧张，节能意识的提高，如能源之星等新规范标准的出台，各国也对PWM控制器提出更高的效率和待机功耗的要求。

原有的反激式控制器大多工作在比较低的工作频率，这样变压器的体积、重量较大；同时系统启动是靠线电压和控制IC之间的启动电阻给储能电容充电来完成系统启动，如图1所示，在系统启动后，此电阻上的电流还是会一直流动，消耗部分功率，特别是在待机状态下，这部分功率尤为明显，降低了系统的效率。

发明内容

为克服传统技术启动电阻上消耗功率，降低电路工作效率的技术缺陷，本发明提供一种高压启动的高频反激式PWM控制电路。

本发明所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，包括交流电源引脚、直流电源引脚和与该直流电源引脚连接的启动充电支路，其特征在于：还包括与直流电源引脚和启动充电支路连接的直流电源引脚电压检测电路，所述直流电源引脚电压检测电路检测直流电源引脚电压并控制所述启动充电支路的开关。

具体的，所述启动充电支路包括一个功率MOS管，功率MOS管的源级与直流电源引脚连接，漏极与交流电源引脚连接，栅极与直流电源引脚电压检测电路连接。

进一步的，还包括与功率MOS管栅极和源级连接的恒流控制电路。

进一步的，所述直流电源引脚电压检测电路为输出端与功率MOS管栅极连接的迟滞比较器。

具体的，还包括电压反馈引脚、电流反馈引脚、驱动引脚以及电压检测电路，电流检测电路和驱动电路；所述电压反馈引脚与电压检测电路连接，所述电流检测电路与电流反馈引脚连接，所述电压检测电路与电流检测电路都与驱动电路连接，驱动电路还与驱动引脚连接。

进一步的，还包括与驱动电路连接的振荡器。

更进一步的，所述振荡器的振荡频率不小于100KHz。

优选的，所述振荡器还与电压检测电路和/ 或电流检测电路连接。

采用本发明所述的高压启动的高频反激式PWM控制电路，对启动时的充电支路进行控制，在系统启动完成后关闭该充电支路，减少了系统工作时的能量消耗，提高了控制电路的工作效率。

附图说明

图1示出本发明一个具体实施例的示意图，图1中字母AC表示交流电；

图2示出本发明所述振荡器一个具体实施例的示意图；

图3示出本发明另一具体实施例直流电源引脚连接部分电路的示意图；

各图中附图标记名称为： 11.电压反馈引脚 12.地引脚 13.电流反馈引脚 14.直流电源引脚 15.驱动引脚 16.交流电源引脚 17.驱动功率器件 18.直流电源引脚电压检测电路 19.恒流控制支路 20.电流采样电阻 201-202.光耦元件 21. 高压启动电路 22.基准偏置电路 23.振荡器 24.电压检测电路 25.电流检测电路 26.驱动电路 27.第一互感线圈 28.第二互感线圈 29.直流滤波电容 41.启动端 42.振荡逻辑电路 43.充电电容 44.振荡放电支路 45.振荡充电支路 46.振荡基准电压 47.振荡比较器 48.时钟输出端。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

本发明所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，包括交流电源引脚16、直流电源引脚14和与该直流电源引脚14连接的启动充电支路，其特征在于：还包括与直流电源引脚14和启动充电支路连接的直流电源引脚电压检测电路18，所述直流电源引脚电压检测电路18检测直流电源引脚14上的电压并控制所述启动充电支路的开关。

反激式开关电源的控制电路采用直流供电，直流电源的来源为输出线圈，但在启动阶段，输出电压没有建立或者难以满足控制电路电源要求时，控制电路的直流电源通过输入电压对直流滤波电容29充电来实现，所述直流滤波电容29与控制电路的直流电源引脚连接，当直流滤波电容上的直流电压达到设定值时，控制电路即开始正常工作。

正常工作时，反激式开关电源的主控芯片的输入电压，由辅助绕组感应次级绕组电压提供能量；在系统正常工作前的阶段，由启动支路给直流电源引脚14上连接的储直流滤波电容29充电，当直流滤波电容29上的电压达到预先设定的启动电压后，控制IC启动，系统开始工作。

输入电压对直流滤波电容的充电通过连接在输入电压和直流电源引脚14之间的充电支路实现，现有的充电支路通常为带有限流电阻的导线，限流电阻对充电电流峰值进行限定，避免充电电流过大造成浪涌。限流电阻阻值不能太小，系统正常工作时，限流电阻上一直有电流流过，因此造成了一定的功耗。

本发明所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，增加了直流电源引脚电压检测电路18，在启动时，直流电源引脚电压检测电路18检测直流电源引脚14上的直流电压，当电压达到预先设定值时，即关闭启动充电支路，停止对直流滤波电容的充电，启动充电支路上没有电流流过，消除了正常工作时的限流电阻功耗；当电压低于预先设定值时，则开启启动充电支路，对直流滤波电容进行充电。

启动充电支路上设置有开关器件，开关器件的开启和关闭受直流电源引脚电压检测电路的输出信号控制。例如所述启动充电支路包括一个功率MOS管，功率MOS管的源级与直流电源引脚连接，漏极与交流电源引脚连接，栅极与直流电源引脚电压检测电路连接。以功率MOS管是N管为例，当直流电源引脚电压高于预先设定值时，则直流电源引脚电压检测电路18输出低电平到N管栅极，关闭N管；低于预先设定值时则输出高电平开启N管。

直流电源引脚电压检测电路可以采用各种公知的直流电压检测电路，例如以阈值电压为检测点的逻辑电路或检测模拟电压的比较器等，本发明优选采用迟滞比较器。

迟滞比较器是具有迟滞回环传输特性的比较器。在反相输入单门限电压比较器的基础上引入正反馈网络，就组成了具有双门限值的反相输入迟滞比较器。所谓双门限值，即迟滞比较器在输出信号从低到高和从高到低的转折电平是不一致的，两个不一致转折电平的差值成为迟滞比较器的的迟滞电压。

迟滞比较器的优点是抗干扰性能强。使用时迟滞比较器的两个输入端A和B中A端接被检测电压，所述被检测电压可以直接为直流电源引脚电压，也可以是直流电压引脚采样分压或放大后的电压信号，B端接一个与直流电源引脚电压无关的直流电平作为检测电压。A和B端可以是迟滞比较器的正相或反相输入端，如何连接取决于输出信号的逻辑关系需要，本领域技术人员易于实现。迟滞比较器的输出端连接到功率MOS管的栅极。

由于迟滞电压的存在，使得A端电压变化幅度不大时，输出端的电平保持不变。避免了直流电压引脚上的电压由于外界干扰出现小幅波动时，输出信号的频繁交替造成系统运行不稳定。提高了系统的抗干扰能力。

为提高系统响应速度，本发明采用电流型反馈控制，具体的，所述高压启动的高频反激式PWM控制电路还包括电压反馈引脚11、电流反馈引脚13、驱动引脚15以及电压检测电路24，电流检测电路25和驱动电路26；所述电压反馈引脚11与电压检测电路24连接，所述电流检测电路25与电流反馈引脚13连接，所述电压检测电路24与电流检测电路25都与驱动电路26连接，驱动电路26还与驱动引脚15连接。

对输出电压进行采样的电压检测电路和对功率器件电流进行采样的电流检测电路与连接功率器件的驱动电路共同组成反馈环路。当输出电压和输出电流变化时，控制功率器件的开关占空比对输出进行调节。

反馈环路使用的振荡信号可以采用内置振荡器实现。振荡器与驱动电路连接，以提供PWM控制环路所需的方波和三角波形振荡信号。振荡器的电路实现方式在本领域内有多种公知的振荡器实现方式，例如充电电容加比较器或级联缓冲器反馈实现振荡信号输出。

优选的，所述电压检测电路和电流检测电路不仅控制功率器件的开关占空比；所述振荡器23还与电压检测电路24和/ 或电流检测电路25连接，通过对输出电流和电压的检测判断系统的负载状态，调节振荡器的振荡频率。在负载较重时，增大振荡器的振荡频率；在负载较轻时，降低振荡器的振荡频率。控制输入输出能量的平衡，使系统稳定可靠的工作在最佳状态，轻负载时减小开关损耗，提升工作效率。

针对不同结构的振荡器，调节振荡频率有不同的实现方式，例如对充电电容加比较器的振荡器，电路实现原理如图2所示，振荡器包括振荡逻辑电路42，充电电容43，振荡比较器47，振荡充电支路45和振荡放电支路44；充电电容、振荡比较器的一个输入端、振荡充电支路45、振荡放电支路44连接于A点，振荡比较器另一个输入端与振荡基准电压46连接，充电支路与高电源连接，放电支路和充电电容还与地连接，充电支路和放电支路受所述振荡逻辑电路控制开关，振荡比较器的输出与时钟信号输出端48和振荡逻辑电路连接。

例如在充电阶段，充电电容43上的电压低于振荡基准电压的直流电压值，振荡比较器输出低电平，振荡充电支路受振荡逻辑控制开启，对充电电容充电至电压高于振荡基准电压的直流电压值时，振荡比较器输出电平翻转为高电平，随后振荡逻辑电路关闭振荡充电支路，开启振荡放电支路，对充电电容进行放电，放电至低于振荡基准电压时，振荡比较器输出电平翻转，重新开始充电阶段，如此周期性动作，在时钟信号输出端即形成周期性的方波信号。

上述时钟信号输出端的周期性方波信号的频率与充电支路或放电支路的电流相关，与振荡基准电压的直流电压值相关，该电流越大，直流电压值越小，充电电容的电容值越小，得到的周期性方波信号频率越高，反之则频率减小。

针对上述振荡器，电流检测电路可以对功率器件电流进行采样控制充电支路或放电支路的电流，功率器件电流大则充电支路或放电支路电流增大，反之则减小；电压检测电路对输出电压检测后控制振荡基准电压的直流电压值，例如输出电压增大则该直流电压值减小。单独或组合采用上述两种控制方式，使输出电压增大或功率器件电流增大时振荡器频率增加。

根据电磁感应原理，输出功率与电感和工作频率呈正比，而电感体积与电感值呈正比，增大工作频率可以在满足输入功率的条件下减小电感体积，因此本发明所述振荡器的振荡频率优选不小于100KHz。

如图1所示给出本发明的一个实施例，高压启动的高频反激式PWM控制电路包括电压检测电路24、电流检测电路25、驱动电路26、振荡器23、基准偏置电路22和高压启动电路21；电压检测电路和电压反馈引脚11连接，电流检测电路25和电流反馈引脚13连接，电压检测电路和电流检测电路都与驱动电路26连接。振荡器除与驱动电路26连接外，还与电压电测电路和电流检测电路连接。驱动电路26连接驱动引脚15，基准偏置电路22与各个模块都有连接关系（为保证清晰显示，图中方框内各模块21-26之间连接关系未完全画出），以提供各个模块需要的偏置电流和基准电压源。

高压启动电路包括启动充电支路和直流电源引脚电压检测电路,如图3所示给出其一个具体实施方式，启动充电支路包括一个开关器件通过交流引脚给直流电源引脚供电，直流电源引脚电压检测电路可以为一个比较器，比较器比较直流电源引脚电压和一个预设的基准电压，输出信号控制开关器件的开启和关闭，开关器件为PMOS或NMOS时，则比较器的输出信号连接到开关器件的栅极。

优选的，高压启动电路还可以包括一个恒流控制电路19，控制启动充电支路的充电电流为恒流状态。恒流控制电路可以以本领域公知的技术方式实现，例如恒流控制电路与作为开关器件的MOS管的栅极和源级连接，利用MOS管的饱和区电流只与栅源电压差值有关的特性。根据MOSFET的电学特性，工作饱和区的MOSFET的漏极电流由下式确定：

Figure 2013100098787100002DEST_PATH_IMAGE001

μ是指器件的表面迁移率，单位为平方厘米/（伏*秒）；C_OX是单位面积栅氧电容，单位为法/平方厘米；W是MOS管的沟道宽度，L是MOS管的沟道长度，V_GS是加在MOS管栅源极的电压差值，V_T是MOS管的阈值电压。

因此控制MOS管上的栅源电压就可以控制流经高压MOSFET的电流，也就控制了给直流电源引脚上连接的直流滤波电容29的充电电流；当直流电源引脚14上电压达到设定的启动电压时，直流电源引脚电压检测电路将MOS管关断。

图1示出本发明所述高压启动的高频反激式PWM控制电路的一种具体实施方式，包括外围电路，所述外围电路包括与高压启动的高频反激式PWM控制电路连接的启动电阻RST、整流器、缓冲器、第一互感线圈27、第二互感线圈28，直流滤波电容29，驱动功率器件17、光耦元件、稳压电路以及输出电容。以如图1所示的连接关系连接，本领域技术人员凭借图1及本领域公知常识和实际电路应用情况，连接外围元件可以实现电路功能。

以驱动功率器件为NMOS管为例，高压启动的高频反激式PWM控制电路的电流反馈引脚与驱动功率器件17的源级连接，驱动功率器件17的源级还与电流采样电阻20连接，电流采样电阻18另一端与地连接，将流过驱动功率器件17的电流转化为电压信号送至电流反馈引脚。图中201和202部件实际是一个光耦元件整体，本领域技术人员为便于理解方面分开绘图，光耦元件与电压反馈引脚11连接，采集输出电压信号反馈给控制电路。

高压启动电路在启动阶段对直流滤波电容29完成充电后，关闭充电支路。直流滤波电容29上的电压依靠第一互感线圈27和第二互感线圈28的电磁感应维持直流电源引脚上的直流电压值。

以充电电阻RST阻值为2兆欧，输入交流电264V 为例，实际测试表明，采用原有的电阻启动技术，在IC启动后，启动电阻上的功耗大约为：

；

而采用本发明技术，在系统启动后， MOSFET关断，其漏电流小于2*10^-6A，这部分功耗，

Figure 2013100098787100002DEST_PATH_IMAGE003

；

从上述描述可以看出，本发明技术大大减少了系统的损耗。

在系统工作时，系统输入能量：

；

L_P是第一互感线圈27的原边电感量，I_P是第一互感线圈27的原边峰值电流，f是系统的工作频率。在相同的是输入功率P_IN条件下，原边峰值电流I_P相同的条件下，原边电感量L_P和f成反比。当系统的工作频率f升高一倍，原边的电感量L_P就相应的减少1倍。

电感体积与电感值呈正比，增大工作频率可以在满足输入功率的条件下减小电感体积和重量，因此本发明所述振荡器的振荡频率优选不小于100KHz。

采用本发明所述的高压启动的高频反激式PWM控制电路，对启动时的充电支路进行控制，在系统启动完成后关闭该充电支路，减少了系统工作时的能量消耗，提高了控制电路的工作效率。系统优选采用较高频率，缩小了系统的体积和重量，更便于系统的集成。

前文所述的为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明人的发明验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。

Claims

1.高压启动的高频反激式PWM控制电路，包括交流电源引脚（16）、直流电源引脚（14）和与该直流电源引脚连接的启动充电支路，其特征在于：还包括与直流电源引脚（14）和启动充电支路连接的直流电源引脚电压检测电路（18），所述直流电源引脚电压检测电路（18）检测直流电源引脚（14）上的电压并控制所述启动充电支路的开关。

2.如权利要求1所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：所述启动充电支路包括一个功率MOS管，功率MOS管的源级与直流电源引脚（14）连接，漏极与交流电源引脚（16）连接，栅极与直流电源引脚电压检测电路（18）连接。

3.如权利要求2所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：还包括与功率MOS管栅极和源级连接的恒流控制电路（19）。

4.如权利要求2所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：所述直流电源引脚电压检测电路为输出端与功率MOS管栅极连接的迟滞比较器。

5.如权利要求1所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：还包括电压反馈引脚（11）、电流反馈引脚（13）、驱动引脚（15）以及电压检测电路（24），电流检测电路（25）和驱动电路（26）；所述电压反馈引脚（11）与电压检测电路（24）连接，所述电流检测电路（25）与电流反馈引脚（13）连接，所述电压检测电路（24）与电流检测电路（25）都与驱动电路（26）连接，驱动电路（26）还与驱动引脚（15）连接；还包括为电路提供基准电压和偏置电流的基准偏置电路（22）。

6.如权利要求5所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：还包括与驱动电路（26）连接的振荡器（23）。

7.如权利要求6所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：所述振荡器（23）的振荡频率不小于100KHz。

8.如权利要求6或7所述高压启动的高频反激式PWM控制电路，其特征在于：所述振荡器（23）还与电压检测电路（24）和/ 或电流检测电路（25）连接。