CN105871192A - 供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法 - Google Patents

供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法 Download PDF

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CN105871192A CN201610253658.2A CN201610253658A CN105871192A CN 105871192 A CN105871192 A CN 105871192A CN 201610253658 A CN201610253658 A CN 201610253658A CN 105871192 A CN105871192 A CN 105871192A
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Abstract

本发明披露一供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法，电路包括：一控制单元，一开关单元，一电容以及一MOS管；控制单元分别与开关单元的输入端以及MOS管的栅极电连接，用于生成驱动MOS管导通或截止的电压信号和/或驱动开关单元导通或截止的电流信号；开关单元的输入端进一步与开关电源系统的直流电压输入端电连接，开关单元的输出端电连接至电容以及MOS管的漏极，MOS管的源极耦接至开关电源系统的负载端；其中，当MOS管以及开关单元导通时，开关电源系统对负载端进行供电；当MOS管根据控制单元输出的截止电压信号截止时，开关单元根据控制单元输出的截止电流信号截止或对电容补电一补电时间后截止。

Description

供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法
技术领域
本发明涉及开关电源控制领域，尤其涉及适用于驱动功率三极管的高压buck (high-side buck)/升降压（buck-boost） AC-DC开关电源的供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法。
背景技术
High-side buck/buck-boost AC-DC开关电源广泛应用于家电和电表等领域，随着科技的进步，业界对产品的性能要求越来越高，需要有更高效率，更低待机功耗，更好的EMI性能，更好的使用灵活性，以及更低的成本。
待机时功耗分为：dummy load（虚负载） 消耗，控制芯片本身消耗，启动电路消耗等，控制芯片本身消耗由控制芯片电路和控制芯片供电电压决定，所以降低控制芯片的供电电压可以有效降低待机功耗。当前的主要解决方案是基于驱动功率MOS管的AC-DC开关电源，控制芯片供电方式为输出供电或者高压直接供电。
参考图1，现有输出供电的high-side buck结构，M0为功率MOS管。控制芯片由输出供电会造成控制芯片使用的限制，即输出电压必须满足控制芯片工作电压范围。
参考图2，现有高压供电的high-side buck结构，M0为功率MOS管。高压直接供电导致待机功耗无法降低，效率较低，且无法使用功率三极管。
因此，亟需提供一种新的开关电源系统控制芯片供电方式，以降低控制芯片的供电电压，从而提高待机功耗，以及提高轻载和重载的效率。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法，采用基于功率三极管的控制芯片供电方式，与现有的控制芯片供电方式相比，可以实现低待机功耗、良好的EMI特性、降低控制芯片的供电电压。
为实现上述目的，本发明提供了一种供电电路，适用于开关电源系统，供电电路包括：一控制单元，一开关单元，一电容以及一MOS管；所述控制单元分别与所述开关单元的输入端以及所述MOS管的栅极电连接，用于生成驱动所述MOS管导通或截止的电压信号和/或驱动所述开关单元导通或截止的电流信号；所述开关单元的输入端进一步与开关电源系统的直流电压输入端电连接，所述开关单元的输出端电连接至所述电容以及所述MOS管的漏极，所述MOS管的源极耦接至开关电源系统的负载端；其中，当所述MOS管以及所述开关单元导通时，开关电源系统对所述负载端进行供电；当所述MOS管根据所述控制单元输出的截止电压信号截止时，所述开关单元根据所述控制单元输出的截止电流信号截止或对所述电容补电一补电时间后截止。
为实现上述目的，本发明还提供了一种控制芯片，所述控制芯片内设有本发明所述的供电电路。
为实现上述目的，本发明还提供了一种开关电源系统，包括：高压启动电路，以及本发明所述的供电电路；所述高压启动电路的输入端与所述开关电源系统的直流电压输入端电连接，所述高压启动电路的输出端与所述电容电连接，用于在所述电容的电压低于系统关断电压时对所述电容充电，并在所述电容的电压大于系统启动电压时关闭。
为实现上述目的，本发明还提供了一种开关电源系统供电方法，采用本发明所述的开关电源系统，方法包括：所述控制单元生成驱动所述MOS管导通的电压信号以及驱动所述开关单元导通的电流信号控制所述MOS管以及所述开关单元导通，开关电源系统对负载端进行供电；所述控制单元生成驱动所述MOS管截止的电压信号控制所述MOS管截止，所述开关单元根据所述控制单元输出的截止电流信号截止或对所述电容补电一补电时间后截止。
本发明的优点在于，通过本发明提供的供电方式，可以实现低待机功耗、良好的EMI特性，使得控制芯片电路电源电压与输出无关，还可以提高系统的效率，很好的保证了轻载效率，对提高系统重载效率也有很好的作用。
附图说明
图1，现有输出供电的high-side buck结构；
图2，现有高压供电的high-side buck结构；
图3，本发明所述的开关电源系统一实施方式的示意图；
图4，本发明所述的开关电源系统一实施例的示意图；
图5为图4所述实施例三极管和MOS管的驱动逻辑时序示意图；
图6，本发明所述的开关电源系统另一实施例的示意图。
具体实施方式
经研究发现，功率三极管在成本、耐压、EMI特性等方面优于功率MOS管，可以很好的用在开关电源系统当中，因此，本发明提出一种基于功率三极管的开关电源系统，可以实现低待机功耗、良好的EMI特性，使得控制芯片电路电源电压与输出无关。下面结合附图对本发明提供的供电电路、控制芯片、开关电源系统及其供电方法做详细说明。
参考图3，本发明的开关电源系统一实施方式的示意图。开关电源系统包括：高压启动电路31以及供电电路32。供电电路32至少包括控制单元322、一开关单元324、一电容C1以及一MOS管M0。
高压启动电路31的输入端与开关电源系统的直流电压输入端Vindc电连接，其输出端与电容C1电连接，用于在电容C1的电压低于系统关断电压VCC_OFF时对电容C1充电，并在电容C1的电压大于系统启动电压VCC_ON时关闭。
控制单元322分别与开关单元324的输入端以及MOS管M0的栅极G电连接，用于生成驱动MOS管M0导通或截止的电压信号，和/或用于生成驱动开关单元324导通或截止的电流信号。
开关单元324的输入端进一步与开关电源系统的直流电压输入端Vindc电连接，开关单元324的输出端电连接至电容C1以及MOS管M0的漏极D。MOS管M0的源极S耦接至开关电源系统的负载端Vout；本实施方式中MOS管M0的源极S通过一电阻R1以及电感L0电连接至开关电源系统的负载端Vout。
当控制单元322生成驱动MOS管M0导通的电压信号以及驱动开关单元324导通的电流信号，控制MOS管M0以及开关单元324导通时，开关电源系统对负载端Vout进行供电；当MOS管M0根据控制单元322输出的截止电压信号截止时，开关单元324根据控制单元322输出的截止电流信号截止或对电容C1补电一补电时间后截止。其中，开关单元324以及MOS管M0的关断在同一个周期内完成。
在本实施方式中，供电电路32进一步包括第一检测单元326，第一检测单元326用于检测电容C1的电压，并提供第一检测信号至控制单元322；可选的，第一检测单元326可以为一跨导放大器或者一第一比较器。控制单元322进一步根据第一检测信号控制开关单元324对电容C1补电的补电时间。补电时间T_charge为：
T_charge=K*（VCC_ON-VCC），且T_charge_max>=T_charge>=0，
其中，K是常数，T_charge_max为预设的最大补电时间，VCC_ON 为系统启动电压，VCC为电容C1两端的电压。
补电时间T_charge由电容C1两端的电压决定，系统会有一个最大补电时间T_charge_max。如果每个周期都是最大补电时间，开关电源系统会控制电容C1两端电压降低，并最终降低至系统关断电压VCC_OFF，此时系统关闭，供电电路32重启，高压启动电路31重新打开对电容C1充电至系统启动电压VCC_ON。
在本实施方式中，供电电路32进一步包括第二检测单元328，第二检测单元328用于检测负载端Vout的反馈采样电压FB和流过MOS管M0的电流，并提供第二检测信号至控制单元322。控制单元322进一步根据第二检测信号生成截止电压信号至MOS管M0。
优选的，供电电路32进一步包括一振荡器OSC，第二检测单元328通过振荡器OSC与控制单元322电连接，用于调整开关电源系统的工作频率。
作为可选的实施方式，第二检测单元328进一步包括一误差放大器和一第二比较器。误差放大器的第一输入端用于接收负载端Vout的反馈采样电压FB，其第二输入端与参考电压源REF电连接，其输出端与第二比较器的第一输入端电连接以输出一电压信号Vcomp；即，误差放大器将接收负载端的反馈采样电压FB与参考电压REF进行差分放大并输出一电压信号Vcomp至第二比较器。第二比较器的第二输入端与MOS管M0的源极S电连接，通过检测流过MOS管M0的电流获取CS电压；第二比较器的输出端电连接至控制单元322。当第二比较器的第二输入端的电压CS大于第二比较器的第一输入端的电压Vcomp时，第二比较器输出高电平至控制单元322，控制单元322生成截止电压信号至MOS管M0。
作为可选的实施方式，开关单元324包括一三极管Q1以及一开关管。三极管Q1的集电极C与直流电压输入端Vindc电连接，三极管Q1的基极B与控制单元322电连接，三极管Q1的发射极E接入MOS管M0的漏极D同时通过开关管电连接至电容C1。在MOS管M0根据控制单元322输出的截止电压信号截止时，当三极管Q1发射极E的电压大于电容C1的电压时打开开关管，三极管Q1内电流通过开关管对电容C1充电。也即，系统正常工作时，电容C1从三极管Q1发射极E补电。
功率三极管在成本、耐压、EMI特性等方面优于功率MOS管，本发明利用三极管高性价比、良好EMI特性，由三极管提供供电电源而非输出供电或者高压直接供电，不会造成控制芯片使用的限制。且，在三极管Vce压降还比较低时对电容C1补电，确保了低待机功耗和良好的效率。其中，三极管Q1可以换成功率MOS管。
可选的，开关管为二极管D1，三极管Q1通过二极管D1对电容C1充电。二极管D1可以用开关替代，此时需要在电路中多加一个控制开关开断的控制模块，在三极管Q发射极E电压大于电容C1电压时控制模块打开开关，通过开关对电容C1充电。
本发明上述供电电路32可以设置在同一片控制芯片中；也可以仅将供电电路32中的控制单元322、第一检测单元326、第二检测单元328以及振荡器OSC中的一个或多个设置在同一片控制芯片中。也即本发明同时提供一种控制芯片，该控制芯片内设有本发明所述的供电电路。
参考图4，本发明所述的开关电源系统一实施例的示意图。在本实施例中，开关单元324包括一三极管Q1以及一二极管D1；第一检测单元为一跨导放大器OTA；第二检测单元包括误差放大器EA和第二比较器A2。其中，控制单元322、跨导放大器OTA、误差放大器EA、第二比较器A2以及振荡器OSC设置在同一控制芯片40内。误差放大器EA的输出决定振荡器频率和MOS管M0峰值电流IPK；开关电源系统开关频率由振荡器OSC决定。跨导放大器OTA一输入端接高压启动电路31同时接电容C1以获取电容C1的电压VCC，其另一输入端接参考电压源REF_VCC，其输出端进一步电连接至控制单元322以提供第一检测信号至控制单元322。
启动时，电容C1电压低于系统关断电压VCC_OFF，系统通过高压启动电路31对电容C1充电；当电容C1电压大于系统启动电压VCC_ON 时，关闭高压启动电路31，控制芯片40内部电路开始正常工作，振荡器OSC开始振荡。振荡器OSC下降沿同时打开三极管Q1和MOS管M0，电感L0电流增加，流过MOS管M0的电流也相应增加。控制芯片40通过CS检测流过MOS管M0的电流，当电流达到设定值后（即第二比较器A2的第二输入端的电压CS大于第二比较器A2的第一输入端的电压Vcomp时），第二比较器A2输出高电平至控制单元322，控制单元322生成截止电压信号关断MOS管M0；三极管Q1与MOS管M0同时关断或者后关断或者三极管Q1延后一时间关断。MOS管M0和三极管Q1关断时间差为电容C1补电时间T_charge。控制单元322进一步根据跨导放大器OTA提供的第一检测信号控制三极管Q1对电容C1补电的补电时间。MOS管M0、三级管Q1的关断在同一个周期内完成。控制单元322会产生三极管Q1和MOS管M0的驱动逻辑，并根据驱动逻辑生成驱动三极管Q1的电流信号和驱动MOS管M0的电压信号，驱动逻辑时序如图5所示。
补电时间T_charge为：
T_charge=K*（VCC_ON-VCC），且T_charge_max>=T_charge>=0，
其中，K是常数，T_charge_max为预设的最大补电时间，VCC_ON 为系统启动电压，VCC为电容C1两端的电压。
正常工作时，系统会根据负载情况（误差放大器EA输出），确定开关电源系统的开关频率和MOS管M0的IPK，确保输出恒压（FB采样电压和REF相等）。MOS管M0、三级管Q1导通前，三极管Q1集电极C端相对控制芯片40地GND端为高压。MOS管M0、三级管Q1导通时（两者同时导通），电感L0电流开始增加，能量从输入VIindc传输到输出Vout；控制芯片40的地通过MOS管M0、三级管Q1连接在一起，三极管Q1集电极C端到控制芯片40地GND端压差很低。控制芯片40通过CS检测流过MOS管M0的电流，当电流达到设定值后，第二比较器A2输出高电平至控制单元322，控制单元322生成截止电压信号关断MOS管M0；三极管Q1基极B浮空，因三极管本身特性，三极管Q1维持导通状态，其发射极E、基极B电压开始增加。当三极管Q1发射极E电压增加到VCC+VBE时，其内电流开始通过二极管D1对电容C1充电，电感L0电流继续增加；此时Vindc和控制芯片40地GND端的压差为VCC+Vdiode+Vce，Vdiode为二极管D1两端电压。因为三极管Q1依然处于饱和区，Vce压降很低，约等于1V，假如电容C1电压VCC是5V，控制芯片平均消耗电流为1mA，控制芯片供电平均电压为5V+1V+1V=7V，控制芯片本身消耗的功耗为7mW，消耗非常低，很容易实现整个系统的低待机功耗(比如30mW)。三极管Q1对电容C1充电T_charge时间后，拉低三极管Q1基极B，三极管Q1彻底关断，电感L0电流开始降低，续流二极管D0导通。
补电时间T_charge由电容C1两端的电压决定，系统会设定一个最大补电时间T_charge_max。如果每个周期都是最大补电时间，开关电源系统会控制电容C1两端电压降低，并最终降低至系统关断电压VCC_OFF，此时系统关闭，控制芯片40重启，高压启动电路31重新打开对电容C1充电至系统启动电压VCC_ON。即，系统正常工作时，电容C1从三极管Q1发射极E补电；当电容C1电压低到系统关断电压VCC_OFF时，高压启动电路重新打开，对电容C1充电至系统启动电压VCC_ON。
本发明提供的供电方式在三极管Vce压降还比较低时对电容C1补电，确保了低待机功耗，本发明还可以提高系统的效率，特别是轻载时效率。带载工作时，控制芯片和驱动一起需要的电流更多；假如平均电流是2.5mA，现有的高压直接供电消耗能量是300V*2.5mA=0.75W，系统完全不可以使用。如果采用现有的输出直接供电，在高的输出电压（例如20V）时，控制芯片本身消耗就有20V*2.5mA=50mW；在例如5W应用时，系统10%载输出功率只有500mW，而控制芯片本身消耗就占了10%，严重影响系统轻载效率。而本发明提供的供电方式，控制芯片本身消耗可以降低70%，很好的保证了轻载效率。且三极管是电流驱动器件，控制芯片需要消耗很大电流驱动三极管，所以重载时控制芯片消耗平均电流一般大于15mA，采用基于三极管驱动降低了控制芯片的供电电压，对提高系统重载效率也有很好的作用。
参考图6，本发明所述的开关电源系统另一实施例的示意图。与附图4所示实施例不同之处在于，在本实施例中，第一检测单元为一第一比较器A1；第一比较器A1一输入端接高压启动电路31同时接电容C1以获取电容C1的电压VCC，另一输入端接参考电压源REF-VCC，并提供第一检测信号至控制单元322，控制单元322进一步根据第一比较器A1提供的第一检测信号控制三极管Q1对电容C1补电的补电时间。当第一比较器A1输出为低电平时(即VCC电压低于参考电压源REF-VCC电压时)，每个工作周期以最大补电时间对电容C1补电，当第一比较器A1输出为高电平时，不对电容C1进行补电。
优选的，本实施例中进一步设有第三比较器A3，其第一输入端与MOS管M0的源极S电连接，其第二输入端接参考电压源REF-ILIM，其输出端电连接至控制单元322。若第三比较器A3的第一输入端电压CS大于其第二输入端电压REF_ILIM，则输出信号至控制单元322以使控制单元322生成截止电压信号至MOS管M0，以对MOS管M0进行箝位保护。也即，在 CS电压大于REF_ILIM时，不管第二比较器A2是否输出高电平至控制单元322（即不论CS电压有没有大于Vcomp电压），控制单元322都会根据第三比较器A3的输出生成截止电压信号关断MOS管M0，从而实现MOS管M0最大IPK的限定保护功能。
本发明还提供了一种开关电源系统供电方法，采用本发明所述的开关电源系统；该供电方法为：所述控制单元生成驱动所述MOS管导通的电压信号以及驱动所述开关单元导通的电流信号控制所述MOS管以及所述开关单元导通，开关电源系统对负载端进行供电；所述控制单元生成驱动所述MOS管截止的电压信号控制所述MOS管截止，所述开关单元根据所述控制单元输出的截止电流信号截止或对所述电容补电一补电时间后截止。所述补电时间参考前述装置项的描述，此处不再赘述。
所述控制单元生成驱动所述MOS管截止的电压信号控制所述MOS管截止，进一步可以为：所述供电电路的一输入端接收负载端的反馈采样电压，并将反馈采样电压与其内置的参考电压进行差分放大并提供一高电平至控制单元，控制单元生成截止电压信号至MOS管，控制所述MOS管截止。
在一实施方式中，在所述电容电压高于系统关断电压且小于系统启动电压的周期内，所述开关单元对所述电容补电，并于所述电容电压大于系统启动电压时关闭；当所述电容电压再次低于关断电压时，系统关闭，再次启动高压启动电路，同时供电电路重启。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (15)

1.一种供电电路，适用于开关电源系统，其特征在于，包括：一控制单元，一开关单元，一电容以及一MOS管；
所述控制单元分别与所述开关单元的输入端以及所述MOS管的栅极电连接，用于生成驱动所述MOS管导通或截止的电压信号和/或驱动所述开关单元导通或截止的电流信号；
所述开关单元的输入端进一步与开关电源系统的直流电压输入端电连接，所述开关单元的输出端电连接至所述电容以及所述MOS管的漏极，所述MOS管的源极耦接至开关电源系统的负载端；
其中，当所述MOS管以及所述开关单元导通时，开关电源系统对所述负载端进行供电；当所述MOS管根据所述控制单元输出的截止电压信号截止时，所述开关单元根据所述控制单元输出的截止电流信号截止或对所述电容补电一补电时间后截止。
2.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，
所述供电电路进一步包括第一检测单元，所述第一检测单元用于检测所述电容的电压，并提供第一检测信号至所述控制单元；
所述控制单元进一步根据所述第一检测信号控制所述开关单元对所述电容补电的补电时间，所述补电时间T_charge为：
T_charge=K*（VCC_ON-VCC），且T_charge_max>=T_charge>=0，
其中，K是常数，T_charge_max为预设的最大补电时间，VCC_ON 为系统启动电压，VCC为所述电容的电压 。
3.根据权利要求2所述的供电电路，其特征在于，所述第一检测单元为一跨导放大器或者一第一比较器。
4.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，
所述供电电路进一步包括第二检测单元，所述第二检测单元用于检测负载端的反馈采样电压和流过所述MOS管的电流，并提供第二检测信号至所述控制单元；
所述控制单元进一步根据所述第二检测信号生成截止电压信号至所述MOS管。
5.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述第二检测单元进一步包括一误差放大器和一第二比较器；
所述误差放大器的第一输入端用于接收负载端的反馈采样电压，其第二输入端与一参考电压源电连接，其输出端与所述第二比较器的第一输入端电连接以输出一电压信号； 所述第二比较器的第二输入端与所述MOS管的源极电连接用于检测流过所述MOS管的电流以获取相应电压，其输出端电连接至所述控制单元，当所述第二比较器的第二输入端的电压大于所述第二比较器的第一输入端的电压时，所述第二比较器输出高电平至所述控制单元，所述控制单元生成截止电压信号至所述MOS管。
6.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，进一步包括一振荡器，所述第二检测单元通过所述振荡器与所述控制单元电连接，用于调整所述开关电源系统的工作频率。
7.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述开关单元以及所述MOS管的关断在同一个周期内完成。
8.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述开关单元包括一三极管以及一开关管；
所述三极管的集电极与所述直流电压输入端电连接，所述三极管的基极与所述控制单元电连接，所述三极管的发射极接入所述MOS管的漏极，同时通过所述开关管电连接至所述电容； 在所述MOS管根据所述控制单元输出的截止电压信号截止时，当所述三极管发射极的电压大于所述电容的电压时打开所述开关管，所述三极管内电流通过所述开关管对所述电容充电。
9.根据权利要求8所述的供电电路，其特征在于，所述开关管为二极管。
10.一种控制芯片，其特征在于，所述控制芯片内设有权利要求1-9任意一项所述的供电电路。
11.一种开关电源系统，其特征在于，包括：高压启动电路，以及权利要求1-9任意一项所述的供电电路；
所述高压启动电路的输入端与所述开关电源系统的直流电压输入端电连接，所述高压启动电路的输出端与所述电容电连接，用于在所述电容的电压低于系统关断电压时对所述电容充电，并在所述电容的电压大于系统启动电压时关闭。
12.根据权利要求11所述的开关电源系统，其特征在于，所述开关电源系统在所述电容每个周期的补电时间均为系统预设最大补电时间时，控制所述电容的电压逐渐降低至系统关断电压，并重新打开所述高压启动电路对所述电容充电。
13.一种开关电源系统供电方法，采用权利要求11所述的开关电源系统，其特征在于，
所述控制单元生成驱动所述MOS管导通的电压信号以及驱动所述开关单元导通的电流信号控制所述MOS管以及所述开关单元导通，开关电源系统对负载端进行供电；
所述控制单元生成驱动所述MOS管截止的电压信号控制所述MOS管截止，所述开关单元根据所述控制单元输出的截止电流信号截止或对所述电容补电一补电时间后截止。
14.根据权利要求13所述的开关电源系统供电方法，其特征在于，所述供电电路的一输入端接收负载端的反馈采样电压，并将反馈采样电压与其内置的参考电压进行差分放大并提供一高电平至控制单元，控制单元生成截止电压信号至MOS管。
15.根据权利要求13所述的开关电源系统供电方法，其特征在于，在所述电容电压高于系统关断电压且小于系统启动电压的周期内，所述开关单元对所述电容补电，并于所述电容电压大于系统启动电压时关闭；当所述电容电压再次低于关断电压时，系统关闭，再次启动高压启动电路，同时供电电路重启。
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