CN103023337A

CN103023337A - 开关电源变换器的电源电路

Info

Publication number: CN103023337A
Application number: CN2013100113058A
Authority: CN
Inventors: 刘慧明; 王为; 黄剑锋
Original assignee: GIANTEC SEMICONDUCTOR Inc
Current assignee: Juchen Semiconductor Co., Ltd.
Priority date: 2013-01-11
Filing date: 2013-01-11
Publication date: 2013-04-03
Anticipated expiration: 2033-01-11
Also published as: CN103023337B

Abstract

本发明涉及一种开关电源变换器的电源电路，包括电流源和比较器。该电流源从该开关电源变换器的线电压向一电源端提供电流。该比较器，比较该电源端的电源电压与一第一参考电压，当该电源电压达到该第一参考电压时，发出一第一控制信号以关断该电流源。本发明的电源电路，既可以保证启动过程中提供足够的能量使电源端达到工作阈值进而让芯片正常工作，又能在电源端满足系统要求之后，关断电流源，实现极低系统待机功耗的要求。

Description

开关电源变换器的电源电路

技术领域

本发明涉及开关电源变换器，尤其是涉及开关电源变换器的电源电路的设计。

背景技术

由于和传统线性电源相比具有的多方面优点，例如更高的效率、更低的待机功耗、更低的成本、更小的体积和更轻的重量等，开关电源被越来越广泛地应用于各种电子设备中。

图1示出目前应用最广泛的电流模式开关电源系统的基本原理框图。该系统包括开关功率转换器101、开关电源控制器102、以及反馈网络103。开关功率转换器101具有功率输入端口IN和功率输出端口OUT。开关电源控制器102向开关功率转换器101输出开关控制信号，开关功率转换器101向开关电源控制器102输出电流控制信号。反馈网络103则向开关电源控制器102输出反馈信号。该系统的功能是：把从功率输入端口输入的交流（AC）电源或直流(DC)电源转换成满足特定规格要求的直流（DC）或交流（AC）电源并从功率输出端口输出。

图1中的开关功率转换器101一般包括磁性储能元件，如电感或变压器；功率开关器件，如功率MOS开关或功率三极管开关；功率二极管和滤波电容等。功率开关器件受到开关控制信号的控制，周期性地导通或关断。其中，开关控制信号一般是脉宽被调制（PWM）或频率被调制（PFM）的脉冲信号，也可能是PWM,PFM的混合调制信号。开关控制信号的脉冲宽度决定功率开关在一个周期内的导通时间，它和开关频率一起控制功率输入端口传递到功率输出端口的功率，即输出功率。在通常的描述中，也把开关控制信号统称为PWM信号。

以AC-DC电流模式开关电源系统为例，为了能够在不同的负载条件下都能获得恒定的电压输出，则需要根据输出负载的大小来实时调节开关控制信号的频率和（或）脉冲宽度，进而控制输出功率的大小。如图1所示，反馈网络从输出功率信号取样，并且产生反馈信号输入到开关电源控制器。同时，由开关功率转换器输出的电流控制信号也输入到开关电源控制器中。在反馈信号和电流控制信号的共同作用下，开关控制信号的脉冲宽度或（和）频率被调制，从而得到与输出负载相匹配的输出功率。

为了能够更清楚地描述电流模式开关电源的工作原理，图2示例了一种副边反馈的反激式（Flyback）开关电源系统和它的控制芯片简图，这种反激式（Flyback）开关电源系统广泛应用于输入、输出需要隔离的电子设备中，例如AC-DC或DC-DC适配器，便携式电子设备（如平板电脑等）的充电器等。图2中的开关电源系统包括：输入EMI滤波器201、输入整流器（Rectifier）202、开关功率转换器203、反馈网络204、开关电源控制芯片205、RCD电路、芯片供电整流二极管D1、芯片电源退耦电容C2、电流控制信号的感应电阻Rs、和输出负载RL。反馈网络204可包含光耦204a、TL431、电阻分压网络R4、R5，补偿电阻电容R3、C5等。

图2中的开关功率转换器203为反激式开关功率转换器(flyback converter)，其包括：一个隔离变压器TX、一个功率整流二极管D2、一个滤波电容C4和一个功率开关SW。变压器初级侧线圈的一端与LINE电压相连，另一端和一个功率开关SW相连，其中LINE电压是交流输入电压经过EMI滤波器201、输入整流器202整流后的电压。功率开关SW的另一端通过一个电阻Rs连接到地（GND）。电阻Rs的作用是把变压器初级侧线圈的电流信号转换成电压信号，并把它输入到开关电源控制芯片205作为电流控制信号。当功率开关SW导通时，LINE电压施加在变压器TX的初级侧，变压器初级侧线圈的电流开始线性增长，变压器处于储能阶段；当开关SW断开时，初级侧线圈存储的能量被转移到次级侧线圈，进而传递到输出负载。反激式开关功率转换器包括两种工作模式：非连续式（DCM）和连续式（CCM）。其中，DCM模式指功率开关导通期间初级侧线圈存储的能量将在功率开关截止期间全部转移到变压器次级侧的负载；而CCM模式中，功率开关截止期间，变压器初级侧线圈的能量只有部分转移到次级侧的输出负载。本发明的上下文中，开关功率转换器均适用于DCM和CCM模式。

为了确保在负载R_L变化的情况下，输出电压仍然可以在可控的条件下保持恒定，需要对输出电压取样。通过分压网络R4和R5，把输出电压采样结果传送给TL431，并通过光耦器件，把运放输出结果传递到开关电源控制芯片205的FB引脚。该信号与初级侧的电流控制信号经过开关电源控制芯片205的处理，产生控制功率开关的信号V_GATE。通过以上的反馈方式，实现变压器原副两端隔离。

图2中的开关电源控制器芯片205包含6个引脚：HV,VDD,GND,FB,CS,GATE。其中HV引脚提供启动时刻系统电压和电流；VDD,GND引脚分别连接到由系统产生的内部电源和系统“地”，其作用是为芯片提供稳定的工作电源。FB引脚被连接到光耦器件的输出，CS引脚被连接到由变压器初级侧线圈在Rs电阻上产生的电流控制信号Vcs。GATE引脚被连接到功率开关SW的控制端。该芯片205的主要模块有：低电压锁定（under voltage lock out,UVLO）电路211、低压差线性稳压器(low dropout regulator,LDO)212、箝位（Clamp）电路213、时钟发生器214、PWM信号发生器215、功率开关驱动器216、参考电压217、PWM比较器218和反馈信号处理器219。芯片205的基本工作原理是：时钟信号CLK下降沿触发PWM信号，V_GATE信号随之翻转，功率开关SW开启。反馈信号FB经过反馈信号处理器219的运算，产生V_T信号作为PWM比较器218的输入与由CS引脚输入的V_CS信号比较，PWM比较器218的输出Ccnt信号被输入到PWM信号发生器215去控制PWM信号的关断。

图3所示的是控制器芯片的时序图。功率开关控制信号V_GATE与PWM信号的相位和脉宽完全相同，不同的是脉冲的幅度和驱动能力。图3所描述的功率开关控制信号V_GATE的产生过程如下：1、时钟信号CLK的下降沿触发PWM信号变高，这时功率开关CLK开始导通；2、功率开关SW的导通导致变压器初级侧线圈电流I_P线性增大，进而导致Vcs信号线性增加；3、当Vcs信号的幅度达到PWM比较器218的阈值V_T的幅度时，PWM比较器218发生翻转，进而导致功率开关SW截止；4、功率开关SW截止，Vcs信号归零，PWM比较器218输出Ccnt翻转；5、功率开关SW截止之后变压器初级侧线圈电流变为零，磁场能量通过次级侧线圈对输出滤波电容C4充电，充电电流如图3中I_D所示，此过程次级侧线圈电压为二极管的导通电压与输出电压之和，而V_D电压是输入的线电压与次级侧线圈电压按照初次级线圈匝数比映射到初级侧的电压之和；6、如果开关功率转换器203工作在DCM模式下，那么当退磁完成后，即I_D变为零后，V_D电压将根据由变压器初级侧的励磁电感和V_D点到地的寄生电容C_P所决定的频率进行震荡直到下一次时钟信号下降沿的到来。

在上述电路中，HV引脚提供电路工作的初始电压和电流，建立系统电源VDD，并且在系统进入栓锁（Latch）或者自恢复（Auto Recovery）状态时，提供系统工作能量。在传统系统中，使用片外电阻分压或者片外与片内电阻分压产生来电源VDD。这样的原理相对简单，但其缺点是外围电路繁杂而且电路工作静态电流也比较大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种开关电源变换器的电源电路，以降低电路工作的静态电流。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种开关电源变换器的电源电路，包括电流源和比较器。该电流源从该开关电源变换器的线电压向一电源端提供电流。该比较器，比较该电源端的电源电压与一第一参考电压，当该电源电压达到该第一参考电压时，发出一第一控制信号以关断该电流源。其中该电流源包括一结型场效应管、一第一电阻、一第二电阻、一第三电阻、一PMOS管、一第一NMOS管、一第二NMOS管、一第三NMOS管、以及一第四NMOS管，该结型场效应管的漏极输入该线电压，该第一电阻的一端连接该结型场效应管的源极，另一端连接该第四NMOS管的漏极，该第四NMOS管的源极连接该电源端，该第二电阻的一端连接该结型场效应管的源极，该第二电阻的另一端连接该第四NMO管的栅极，该PMOS管的栅极连接该第一电阻的另一端，该PMOS管的源极连接该结型场效应管的源极；该第三NMOS管的漏极连接该PMOS管的漏极，该第三NMOS管的栅极连接该第三NMOS管的漏极，该第三NMOS管的源极接地，该第二NMOS管的漏极连接该第四NMOS管的栅极，该第二NMOS管的源极接地，该第二NMOS管的栅极连接该第三NMOS管的栅极，该第一NMOS管的漏极连接该第四MOS管的栅极，该第一NMOS管的源极接地，该第一NMOS管的栅极输入该第一控制信号，该第三电阻的一端连接该第一NMOS管的栅极，该第三电阻的另一端连接该第一NMOS管的源极。

在本发明的一实施例中，该比较器还比较该电源端的电源电压与一第二参考电压，当该电源电压小于该第二参考电压时，发出一第二控制信号以开启该电流源。

在本发明的一实施例中，该第二参考电压小于该第一参考电压。

在本发明的一实施例中，该比较器为迟滞比较器。

在本发明的一实施例中，该电源电路还包括过压保护比较器，连接该电源端，该过压保护比较器比较该电源电压与一过压阈值，当该电源电压达到该过压阈值时，该过压保护比较器的输出信号发生翻转，而使电路进入栓锁或者自恢复模式。

在本发明的一实施例中，该电源电路还包括箝位电路，连接该电源端，该箝位电路将该电源电压箝位在一箝位阈值以下。

在本发明的一实施例中，该电源电路包含开关电源控制芯片中。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，直接采用高压的线电压直接连接到开关电源控制器的高压端，并在电路启动过程中通过电流源对电源端进行充电。这种启动电源的方式，既可以保证启动过程中提供足够的能量使电源端达到工作阈值进而让芯片正常工作，又能在电源端满足系统要求之后，关断电流源，实现极低系统待机功耗的要求。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示出电流模式开关电源系统的基本原理框图。

图2示出副边反馈的反激式开关电源系统及其控制芯片。

图3示出图2所示控制芯片的时序图。

图4示出本发明一实施例的开关电源系统原理图。

图5示出本发明一实施例的由高压启动的电源电路原理图。

图6示出本发明一实施例的电源电路的电流源的电路图。

图7示出本发明一实施例的VDD电压与HLON信号的变化关系图。

图8示出本发明一实施例的HLON信号的获得方式。

图9示出开关电源控制芯片的VDD引脚的一种外围电路。

图10示出使用图9所示外围电路的VDD电压、JFET管子流过电流、系统内部复位信号POR和系统内部模拟电源变化曲线。

图11示出开关电源控制芯片的VDD引脚的另一种外围电路。

图12示出使用图11所示外围电路的VDD电压、JFET管子流过电流、系统内部复位信号POR和系统内部模拟电源变化曲线。

具体实施方式

图4示出本发明一实施例的开关电源系统原理图。该图所示的是一个副边反馈的反激式（Flyback）电压适配器系统。该适配器的作用是把交流电（90V～260V）转换成恒定的输出电压。图4从系统的角度显示了开关电源控制芯片和外围电路的连接关系。在图4中，与图2相同的标号表示相同的元件。

图4中的开关电源控制芯片405有6个引脚：HV,VDD,GATE,GND,CS,FB。反馈网络404采用电阻分压网络，通过TL431的误差放大，经过光耦器件404a把输出结果传输到FB引脚。功率开关是一个MOS功率开关M1。功率开关M1的栅极连接开关电源控制芯片405的GATE引脚，功率开关的漏极和源极分别连接到变压器TX的初级侧线圈和电流感应电阻R_S。开关电源控制芯片405的GND引脚与系统初级侧的公共地相连。

与传统系统使用分压电阻来提供电源VDD不同的是，本发明直接采用高压的线电源LINE直接连接到芯片HV引脚，电路启动过程中通过电流源对VDD进行充电。随后系统判断VDD的电平大小来控制电流源开启或关断，实现HV对VDD的可控制充电过程。这种高压启动电源方式，既可以保证启动过程中提供足够的能量使VDD达到工作阈值进而芯片正常工作，又能在VDD满足系统要求之后，关断电流源，实现极低系统待机功耗的要求。

图5示出本发明一实施例的由高压启动的电源电路原理图。这一电源电路可应用于开关电源变换器。参照图5所示，电源电路可包括电流源411、VDD比较器412、低压差线性稳压器（LDO）413、UVLO比较器414、过压保护比较器415、以及箝位电路416。电流源411是从线电压向VDD端提供电流。

电路上电时刻，系统电源电压VDD为低电平，电路处于待机状态。随着HV引脚电压升高，系统进入高压启动阶段。采用内部电流源411，HV引脚以正常电流给VDD充电，VDD电压随之升高。举例来说，这一正常电流的值大约为2mA。

当VDD电压达到第一参考电压Vref1（本实施例中设为12V）时候，VDD比较器412的输出信号HLON翻转，关断HV与VDD之间的电流源，HV引脚静态电流值显著下降，大致为5uA。此时，通过LDO电路413得到芯片工作的模拟电源AVDD和数字电源DVDD，并生成基准和偏置电流等信号。并且UVLO比较器414的输入达到第一参考电压Vref1，其输出POR信号引导系统进入正常工作状态。

当VDD电压低于第二参考电压Vref2（在本实施例中设为10V），VDD比较器412输出信号HLON翻转，重新开启HV与VDD之间的电流源，HV引脚继续以正常电流给VDD进行充电，直到VDD电压重新达到第一参考电压Vref1。

第二参考电压Vref2通常可以低于第一参考电压Vref1，尽管这并非作为限制。如果第一参考电压Vref1和第二参考电压Vref2设置得不同，VDD比较器412可使用迟滞比较器。

芯片405的外围电路如果发生异常，VDD电压升高可能达到例如27V以上，这时芯片405需要进入过压保护状态。通过具有过压阈值Vth1的过压保护比较器415来进行这一控制。当VDD电压大于过压阈值Vth1（其值被设为例如27V）时，过压保护比较器415输出信号OVP发生翻转，电路进入栓锁（Latch）或者自恢复（Auto Recovery）模式。如果VDD电压继续增大，达到箝位阈值Vth2（例如32V以上），箝位电路416启动，VDD被强制箝位到箝位阈值，VDD引脚更多的电流通过箝位电路416释放掉。当电路进入栓锁或者自恢复模式，通过控制HV与VDD之间的电流源411的开关，使VDD工作在10V/12V区间之内。

LINE电压掉电之后，HV不再提供能量给VDD，系统内部的能耗使VDD电压持续下降。当VDD低于第三参考电压Vref3（例如8V）时候，UVLO比较器414的输出POR信号翻转，系统进入待机状态。

第三参考电压Vref3通常可以低于第一参考电压Vref1，尽管这并非作为限制。如果第三参考电压Vref3和第一参考电压Vref1设置得不同，UVLO比较器414可使用迟滞比较器。

图6示出本发明一实施例的电源电路的电流源的电路图。参照图6所示，HV引脚作为高压器件引脚，直接连接LINE电压。LINE电压的范围大概在90V～260V。电流源411可包括结型场效应管（JFET）J1、第一电阻R11、第二电阻R12、第三电阻13、PMOS管P1、第一NMOS管N1、第二NMOS管N2、一第三NMOS管N3、以及第四NMOS管N4。该结型场效应管J1的漏极从HV引脚输入线电压。第一电阻R1的一端连接JFET管J1的源极，另一端连接第四NMOS管N4的漏极，第四NMOS管N4的源极连接电源引脚VDD。第二电阻R12的一端连接JFET管J1的源极，第二电阻R12的另一端连接第四NMO管N4的栅极。PMOS管P1的栅极连接第一电阻R11的另一端，PMOS管P1的源极连接JFET管J1的源极。第三NMOS管N3的漏极连接PMOS管P1的漏极，第三NMOS管N3的栅极连接第三NMOS管N3的漏极，第三NMOS管N3的源极接地。第二NMOS管N2的漏极连接第四NMOS管N4的栅极，第二NMOS管N2的源极接地，第二NMOS管N2的栅极连接第三NMOS管N3的栅极。第一NMOS管N1的漏极连接第四MOS管N4的栅极，第一NMOS管N1的源极接地，第一NMOS管的栅极N1输入该控制信号HLON。第三电阻R13的一端连接第一NMOS管N1的栅极，第三电阻R13的另一端连接第一NMOS管N1的源极。

由于其源端需要连接高压器件，HV引脚之后的晶体管选取高压器件JFET管。因为VDD正常工作电压都大于10V，所以本实施例的电流源中所采用的上述器件都是高压器件。

LINE电压作用于HV引脚时，J1管的栅极和背栅都连接系统地电位，因此JFET管J1的栅极电压AVSS与J1管的源极电压V1的差值等于J1管的阈值。系统起始状态VDD电压为低电平，系统内部电源没有建立，通过下拉电阻R13让N1管截止。V2与V1电压相同，N4管开启，HV引脚开始给VDD引脚供电。设置电阻R2>>R1，选取相同的N2和N3管作为反馈电流镜。电路起始以最大电流充电，其值为：

I_{start 0} = \frac{V_{TH (P 1)}}{R_{1}}

VDD电压逐渐升高，充电电流随着VDD电压的提升而逐渐减小。图7示意了VDD电压与HLON信号的变化关系，HLON信号控制HV与VDD之间的电流通路。当VDD电压达到12V时候，UVLO比较器414输出结果POR信号发生翻转，芯片内部电源、基准、偏置等信号建立，电路进入正常工作状态。VDD比较器412的输出信号UV10_H和UV12_H信号输出“H”电平。

如图8所示，经过高压低压转换模块，得到UV10和UV12两个信号，它们与UV10_H和UV12_H信号相位和脉宽相同，只是脉冲的幅值有所差异。UV10和UV12经过RS触发器运算得到HLON信号。

HLON信号“H”电平时候，HV引脚通过J1管，电阻R1，N4管这条支路给VDD进行充电。HLON信号为“L”电平时候，N1管导通，V2点电压被下拉至地电位，N4管关闭，禁止给VDD进行充电。此时HV引脚通过J1管，R12，N1这条支路释放电流。设置电阻R2足够大，电路的静态电流值为：

I_{off} = \frac{V_{1}}{R_{2}}

当系统发生异常导致VDD短路，VDD电压被箝位到地电位或者很低的电平。VDD的短路电流与电路起始状态的最大充电电流相等，即：

I_short=I_start0

VDD电压可以选取的最大值：

V_DDmax=V_JFET-V_THN

因此，通过以上电路分析，对于所选定的器件参数，只需要根据系统设计要求，选取合适的R11和R12电阻的阻值，就可以得到高压启动电流值、静态电流值和VDD短路保护电流值。

根据不同的系统设置要求，VDD外围电路采用2种不同的连接方式。本发明实施例提出的高压启动电路适用于这2种不同需求，可应用于开关电源设计多种应用领域。

第一种VDD外围电路，VDD外接储能电容，肖特基二极管和辅助线圈，如图9所示。系统正常工作V_AUX电压逐渐升高。当V_AUX电压与VDD的电压差值高于D5管的正向导通压降的时候，VDD提供给芯片的能量就由辅助线圈提供。此时高压启动电路进入静态模式，减小系统功耗。图10描述了VDD电压、J1管流过电流、系统内部复位信号POR和系统内部模拟电源变化曲线。系统进入稳定工作状态，电源电路仅有Ioff很微小的电流。

第二种VDD外围电路，VDD仅外接储能电容，如图11所示。所有电路工作的能量全部都由电源电路提供。流过J1管的电流受VDD电压控制，在Istart和Ioff两种电流间切换。图12描述了VDD电压、J1管流过电流、系统内部复位信号POR和系统内部模拟电源变化曲线。值得注意的是，虽然VDD电压和J1管流过的电流存在波动，但是电路内部电源电压和各控制信号稳定，不受波动干扰，系统工作于稳定状态。

本发明仅仅是以示例的方式被应用于开关电源变换器。但是应当认识到，本发明具有更广阔的应用范围，适用于开关电源设计推挽变换器、正激变换器、半桥变换器、全桥变换器和反激变换器等多种应用领域。

虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims

1.一种开关电源变换器的电源电路，包括：

一电流源，从该开关电源变换器的线电压向一电源端提供电流；

一比较器，比较该电源端的电源电压与一第一参考电压，当该电源电压达到该第一参考电压时，发出一第一控制信号以关断该电流源；

其中该电流源包括一结型场效应管、一第一电阻、一第二电阻、一第三电阻、一PMOS管、一第一NMOS管、一第二NMOS管、一第三NMOS管、以及一第四NMOS管，该结型场效应管的漏极输入该线电压，该第一电阻的一端连接该结型场效应管的源极，另一端连接该第四NMOS管的漏极，该第四NMOS管的源极连接该电源端，该第二电阻的一端连接该结型场效应管的源极，该第二电阻的另一端连接该第四NMO管的栅极，该PMOS管的栅极连接该第一电阻的另一端，该PMOS管的源极连接该结型场效应管的源极；该第三NMOS管的漏极连接该PMOS管的漏极，该第三NMOS管的栅极连接该第三NMOS管的漏极，该第三NMOS管的源极接地，该第二NMOS管的漏极连接该第四NMOS管的栅极，该第二NMOS管的源极接地，该第二NMOS管的栅极连接该第三NMOS管的栅极，该第一NMOS管的漏极连接该第四MOS管的栅极，该第一NMOS管的源极接地，该第一NMOS管的栅极输入该第一控制信号，该第三电阻的一端连接该第一NMOS管的栅极，该第三电阻的另一端连接该第一NMOS管的源极。

2.如权利要求1所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，该比较器还比较该电源端的电源电压与一第二参考电压，当该电源电压小于该第二参考电压时，发出一第二控制信号以开启该电流源。

3.如权利要求2所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，该第二参考电压小于该第一参考电压。

4.如权利要求3所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，该比较器为迟滞比较器。

5.如权利要求1所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，还包括过压保护比较器，连接该电源端，该过压保护比较器比较该电源电压与一过压阈值，当该电源电压达到该过压阈值时，该过压保护比较器的输出信号发生翻转，而使电路进入栓锁或者自恢复模式。

6.如权利要求1所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，还包括箝位电路，连接该电源端，该箝位电路将该电源电压箝位在一箝位阈值以下。

7.如权利要求1所述的开关电源变换器的电源电路，其特征在于，该电源电路包含开关电源控制芯片中。