CN102437721A

CN102437721A - 高压启动方法与电源管理装置

Info

Publication number: CN102437721A
Application number: CN2010105016614A
Authority: CN
Inventors: 陈仁义; 叶文中; 吴宗修; 郭建亨
Original assignee: Leadtrend Technology Corp
Current assignee: Leadtrend Technology Corp
Priority date: 2010-09-29
Filing date: 2010-09-29
Publication date: 2012-05-02

Abstract

本发明揭露一种高压启动方法与相关的电源管理装置，适用于一电源供应器。直接从一高电压源，以一高压组件提供一定电流对一操作电源电容充电，其中该高电压源的电压高于90伏特。当该操作电源电容的操作电压高过一默认值后，停止该定电流对该操作电源电容充电。以一回馈回路，使该操作电压大约等于一第二默认值。该第二默认值低于该第一默认值。

Description

高压启动方法与电源管理装置

技术领域

本发明是有关于一种高压启动方法与相关的电源管理装置。

背景技术

电源供应器为一种电源管理装置，用来转换电源，以提供电源给电子装置或是组件。举例来说，图1为一已知的电源供应器60，具有返驰式架构(flybacktopology)。桥式整流器62整流了交流电源V_AC，提供输入电源V_IN至变压器64。开关72闭路(close)时，变压器64的一次侧绕组L_P储能；开路(open)时，变压器64的二次侧绕组L_S透过整流器66释能至负载电容(load capacitor)69以建立输出电源V_OUT。误差放大器(error amplifier)EA比较输出电源V_OUT的电压与目标电压V_TARGET，并在补偿端COM产生补偿信号V_COM。控制器50依据补偿信号V_COM以及电流侦测信号V_CS(在侦测端CS)，以控制信号V_GATE，透过栅极端GATE控制开关72。电流侦测信号V_CS反应流经一次侧绕组L_P的电感电流。随着各个国家的供电系统规格不同，输入电源V_IN可能是90伏特至264伏特中的一个相当高的电压。

在一开始开机的时候，因为操作电源V_CC还没有建立起足够的电压，所以控制器50无法切换开关72。此时，输入电源V_IN透过电阻RST，提供电流对操作电源电容65充电。

在正常操作时，操作电源V_CC的电能大部分是透过辅助绕组L_A的释能而来。但是，电阻RST因为其两端跨有相当大的电压，所以依然从输入电源V_IN消耗着可观但是不必要的电能。从节省能源的角度来看，这是不能接受而需要改进的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高压启动方法及电源管理装置。

本发明实施例提供一种高压启动方法，适用于一电源供应器。直接从一高电压源，以一高压组件提供一定电流对一操作电源电容充电，其中该高电压源的电压高于90伏特。当该操作电源电容的操作电压高过一默认值后，停止该定电流对该操作电源电容充电。以一回馈回路，使该操作电压大约等于一第二默认值。该第二默认值低于该第一默认值。

本发明实施例提供一种电源管理装置。一高压组件耦接于一高电压源以及一操作电源电容之间，具有一控制端。该高电压源的电压高于90伏特。一侦测单元耦接于该操作电源电容与该控制端之间，用以侦测该操作电源电容的电压，并据以控制该高压组件。于一启动时间内，该高压组件提供一定电流对该操作电源电容充电。当该操作电源电容的电压超过一第一默认值之后，该侦测单元与该高压组件提供一回馈回路，使该操作电压大约等于一第二默认值，且该第二默认值低于该第一默认值。

本发明实施例提供一种高压启动方法，适用于一电源供应器。直接从一高电压源，以一高压组件提供一第一定电流对一操作电源电容充电。该高电压源的电压高于90伏特。当该操作电源电容的操作电压高过一第一默认值后，停止该第一定电流对该操作电源电容充电。当该操作电源电容的操作电压低过一第二默认值后，在一预定延迟时间内，以该高压组件提供一第二定电流对该操作电源电容充电。

本发明的高压启动方法及电源管理装置具有比较高的省电效果。

附图说明

图1为已知的一电源供应器；

图2为依据本发明实施的一电源供应器；

图3例示了图2中，控制器的部分电路架构；

图4为图3的实施例的一种信号时序图；

图5例示了图2中控制器的另一种实施例；

图6为图5的实施例的一种信号时序图；

图7例示了图2中控制器的另一种实施例；以及

图8为图7的实施例的一种信号时序图。

【主要组件符号说明】

50、70、70a、70b 控制器

60、90 电源供应器

62 桥式整流器

64 变压器

65 操作电源电容

66 整流器

67、67a、67b 侦测单元

68 负载电容

69 电流源

72 开关

82 SR触发器

84 开关控制器

C 控制端

COM 补偿端

CMP、CP 比较器

CS 侦测端

D 延迟装置

DPR 输出

EA 误差放大器

GATE 栅极端

HI 高压启动端

HVMOS 晶体管

I_BIAS 定电流源

LA 辅助绕组

LP 一次侧绕组

LS 二次侧绕组

OP 运算放大器

PR 输出

R1、R2 分压电阻

RST 电阻

SW 开关

T_STR、T_NOR、T_REG 时段

T_Delay 延迟时间

V_AC 交流电源

V_BOTTOM 下限电压

VCC 操作电源端

V_CC 操作电源

V_COM 补偿信号

V_CS 电流侦测信号

V_GATE 控制信号

V_IN 输入电源

V_OUT 输出电源

V_POWERREADY 稳妥电压

V_TARGET 目标电压

Z 齐纳二极管

具体实施方式

图2为依据本发明实施的一电源供应器90。图2与已知技术的图1中相同的符号表示相同或相似的组件、装置、或信号，为已知技术，在此不多加累述。图2仅仅为一实施例，实施本发明并非一定要使用图1中相同或相似的组件、装置、或信号。本发明的权利范围应以权利要求书范围解读为限制。

在一实施例中，图2中的控制器70可以是单晶的单一颗集成电路；在另一实施例中，控制器70可以与开关72与电阻RCS整合为单晶的单一颗集成电路。

控制器70有一高压启动端HI，透过电阻RST，连接到输入电源VIN。在控制器70中，有一可控制的电流源69，耦接于高压启动端HI与操作电源端VCC之间。侦测单元67，耦接在操作电源端VCC与电流源69的控制端之间，用来侦测操作电源V_CC的电压，也就是操作电源电容65的电压，据以控制电流源69。

图3例示了图2中，控制器70的部分电路架构。电流源69可以以抗高压NMOS晶体管HVMOS实施。举例来说，晶体管HVMOS可以是一DMOS(double diffusion Metal Oxide Semiconductor)晶体管。晶体管HVMOS的通道两端分别连接到高压启动端HI与操作电源端VCC。晶体管HVMOS的栅极受侦测单元67所控制。

请同时参照图3与图4，图4为图3的实施例的一种信号时序图。由上而下，图4显示了操作电源端VCC的电压、SR触发器82的输出PR、以及栅极端GATE的信号。

在一开机(startup)时，SR触发器(flip-flop)82的输出PR为逻辑上的0，开关SW为开路。因为定电流源I_BIAS与齐纳二极管(zener diode)Z的存在，所以晶体管HVMOS有一个固定的栅极源(V_GS)电压。定电流源I_BIAS可以用一场效晶体管(field effect transistor，FET)实现。此时，晶体管HVMOS操作于饱和状态(saturate region)，提供一定电流，透过操作电源端VCC，对操作电源电容65充电。因此，操作电源电容65的电压，也就是操作电源V_CC的电压，便线性地随时间增加，如同图4中时段T_STR所示。在图4时段T_STR中，开关控制器84维持关闭开关72，栅极端GATE也维持在低电压。

当分压电阻R1与R2的连接点的电压高达一预定的稳妥电压V_POWERREADY后，比较器CMP使SR触发器(flip-flop)82的输出PR转态，且锁(latch)在逻辑上的“1”，如同图4时段T_NOR的起点所示。开关SW会维持在导通状态，且开关控制器84开始周期性地切换开关72，控制流经一次侧绕组L_P的电流，如同图4时段T_NOR所示。

操作电源V_CC的电压高于稳妥电压V_POWERREADY所对应的一电压V_{CC-POWERREADY}之后，因为开关SW的导通，分压电阻R1与R2、运算放大器OP、与晶体管HVMOS就构成了一回馈回路。当分压电阻R1与R2的连接点的电压高于一个预设的下限电压V_BOTTOM时，运算放大器OP会持续关闭晶体管HVMOS，使其大致不消耗电能。此时，操作电源V_CC的电压可能会上升或是下降，如同图4时段T_NOR所示。譬如说，当开关控制器84与侦测单元67从操作电源V_CC所消耗的电量，高于辅助绕组L_A所提供的电量时，操作电源V_CC的电压便会下降；反之则会上升。图4时段T_NOR中，操作电源V_CC的电压大致维持在高于下限电压V_BOTTOM所对应的一电压V_CC-BOTTOM之上。图4显示电压V_{CC-POWERREADY}高于电压V_CC-BOTTOM。

辅助绕组L_A所提供的电量，会跟一次侧绕组L_P所存放的电能相关。举例来说，当开关控制器84依据补偿端COM的补偿信号V_COM判断，不需要每个频率周期都切换开关72，便可以维持输出电源V_OUT的电压时，开关控制器84便会操作于一跳跃模式(skip mode)。所谓跳跃模式，指的是两次开启开关72之间，有一次或是许多次开关周期被跳跃过去或是省略了，没有对开关72进行切换，如同图4时段T_REG中栅极端GATE的信号所示。当操作于跳跃模式时，因为每次开关72被开启时，一次侧绕组L_P所存放的电能就已经很少了，所以辅助绕组L_A所提供的电量也会相对的不足，导致操作电源V_CC的电压持续的下降。分压电阻R1与R2、运算放大器OP、与晶体管HVMOS所构成的回馈回路，在跳跃模式时，会适时的透过高压启动端HI，从高于90伏特的输入电源V_IN抽取电流，对操作电源电容65充电，使分压电阻R1与R2的连接点的电压大约等于下限电压V_BOTTOM，如同图4中时段T_REG所示。此时，开关控制器84可以维持致能状态，可以切换开关72，控制一次侧绕组L_P的电流。

图2至图4的实施例有以下优点：

1.当操作电源V_CC的电压在电压V_{CC-POWERREADY}与电压V_CC-BOTTOM之间时，没有直接从输入电源V_IN抽取电流来对电源电容65充电，可以避免输入电源V_IN到操作电源V_CC之间的压降所导致的电功率损耗。

2.辅助绕组L_A所提供的电量不足时，就直接从输入电源V_IN抽取电流来对操作电源电容65充电，使操作电源VCC的电压维持在大约电压V_CC-BOTTOM。这可以避免操作电源V_CC过低，而导致开关控制器84无法切换开关72。

图5例示了图2中控制器70的另一种实施例70a。图5中与图3相同或相似的部分，为业界人士可依据先前解说可推导得知，在此不再重述。与图3相异的，图5中的侦测单元67a具有一延迟装置D，耦接于开关SW的控制端与SR触发器82的输出PR之间。延迟装置D具有一输出DPR。

图6为图5的实施例的一种信号时序图。由上而下，图6显示了操作电源端VCC的电压、输出PR与DPR、以及栅极端GATE的信号。如同图6所示，当输出PR由0转态为1时，延迟装置D延迟了一段延迟时间T_Delay，才从0转态为1，才使先前所述的回馈回路被提供。换言之，当开关控制器84因操作电源V_CC的电压抵达电压V_{CC-POWERREADY}而被致能后，晶体管HVMOS所提供的定电流并没有马上关闭，而是持续维持了延迟时间T_Delay来对操作电源电容65充电。而这延迟时间T_Delay，可以就是控制器70a的缓启动时间(soft start)。一般开关控制器84被致能后的一段时间之内，开关控制器84对于开关72或是一次侧绕组L_P的电流的控制，会有一定的程序，而不受输出电源V_OUT的电压或是电流状态所影响，而这一段时间业界就称为缓启动时间(soft start time)。举例来说，在缓启动时间内，一次侧绕组L_P的峰值电流(peak current)会线性地慢慢的增加，或是控制器70a的频率周期会由长而渐渐的缩短(也就是时脉频率渐渐的增大)，不受开启时输出电源V_OUT的电压可能过低的影响。

在缓启动时间内，一次侧绕组L_P中所存的电能，绝大部分会被用来建立输出电源V_OUT的电压给消耗掉，几乎无法提供对操作电源电容65充电。因此，图5的实施例在缓启动时间内，维持从输入电源V_IN直接抽取定电流来对操作电源电容65充电，可以维持操作电源V_CC的电压不会过快的下降。从另一个角度来看，如此就可以选择一个电容值比较小的操作电源电容65，可以节省系统成本。

图7例示了图2中控制器70的另一种实施例70b。图7中与图3相同或相似的部分，为业界人士可依据先前解说可推导得知，在此不再重述。与图3相异的，图7具有一比较器CP，比较分压电阻R1与R2的连接点的电压是否低于预设的下限电压V_BOTTOM。如果分压电阻R1与R2的连接点的电压高于下限电压V_BOTTOM，晶体管HVMOS就维持关闭，所以晶体管HVMOS不提供电流。一旦比较器CP确认了分压电阻R1与R2的连接点的电压偏低时，脉波产生器P就发出一固定时间T_PUL长的脉波，使晶体管HVMOS提供固定时间T_PUL长的定电流，来对操作电源电容65充电。

图8为图7的实施例的一种信号时序图。由上而下，图6显示了操作电源端VCC的电压、输出PR、栅极端GATE的信号、以及晶体管HVMOS的控制端C的信号。如同图8所示，当操作电源V_CC的电压低到电压V_CC-BOTTOM时，比较器CP转态，所以晶体管HVMOS的控制端C就接收到脉波产生器P所产生的固定时间T_PUL脉波。相对应的，晶体管HVMOS就开始提供充电电流，对电源电容65充电，所以操作电源端VCC的电压上升。在固定时间T_PUL后，晶体管HVMOS就关闭，所以操作电源端VCC的电压就会随着控制器70b本身的耗电，而逐渐下降。

图7与图8的实施例，可能可以达到在跳跃模式(skip mode)时，能达到比较高的转换效能。在图7中，晶体管HVMOS大致上只有操作于两种状态：完全关闭与提供一固定电流。相较于控制图3中大部分时间操作于不同状态的饱和区(linear region)的HVMOS晶体管，控制图7中的晶体管HVMOS会消耗比较少的电能，所以图7中的控制器70b可能具有比较高的省电效果。

以上本发明实施例虽以返驰式架构的SMPS为例，但本发明也可以适用于降压电源转换器、升压电源转换器等类似的SMPS。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求书范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1.一种高压启动方法，适用于一电源供应器，其特征在于，该方法包含有：

直接从一高电压源，以一高压组件提供一定电流对一操作电源电容充电，其中该高电压源的电压高于90伏特；

当该操作电源电容的操作电压高过一默认值后，停止该定电流对该操作电源电容充电；以及

以一回馈回路，使该操作电压等于一第二默认值，该第二默认值低于该第一默认值。

2.根据权利要求1所述的高压启动方法，其特征在于，包含有：

当该操作电压高过该默认值的一预定延迟时间内，提供该定电流对该操作电源电容充电；以及

在该预定延迟时间之后，停止该定电流对该操作电源电容充电。

3.根据权利要求1所述的高压启动方法，其特征在于，还包含有：

当该操作电压高过该第一默认值后，开始切换一开关，以控制一电感组件的电流。

4.根据权利要求3所述的高压启动方法，其特征在于，还包含有：

当该操作电压为该第二默认值时，维持切换该开关，以控制该电感组件的电流。

5.根据权利要求1所述的高压启动方法，其特征在于，当该操作电压高过该第一默认值后，以一辅助绕组对该操作电源电容充电。

6.根据权利要求1所述的高压启动方法，其特征在于，当该电源供应器操作于一跳跃模式时，该回馈回路使该操作电压等于该第二默认值。

7.一种电源管理装置，其特征在于，包含有：

一高压组件，耦接于一高电压源以及一操作电源电容之间，具有一控制端，其中，该高电压源的电压高于90伏特；以及

一侦测单元，耦接于该操作电源电容与该控制端之间，用以侦测该操作电源电容的电压，并据以控制该高压组件；

其中，

在一启动时间内，该高压组件提供一定电流对该操作电源电容充电；以及

当该操作电源电容的电压超过一第一默认值之后，该侦测单元与该高压组件提供一回馈回路，使该操作电压等于一第二默认值，且该第二默认值低于该第一默认值。

8.根据权利要求7所述的电源管理装置，其特征在于，当该电源供应器操作于一跳跃模式时，该回馈回路使该操作电压等于该第二默认值。

9.根据权利要求7所述的电源管理装置，其特征在于，还包含有：

一开关控制器，耦接于一开关与该侦测单元之间，由该操作电源电容供电；

其中，当该操作电压高过该第一默认值后，该开关控制器开始切换该开关，以控制一电感组件的电流。

10.根据权利要求9所述的电源管理装置，其特征在于，当该操作电压等于该第二默认值时，该开关控制器维持可以切换该开关，以控制该电感组件的电流。

11.根据权利要求7所述的电源管理装置，其特征在于，该高压组件为一NMOS，该NMOS的控制端与该高电压源耦合有一定电流源。

12.根据权利要求7所述的电源管理装置，其特征在于，还包含有：

一延迟装置，用以提供一延迟时间；

其中，该回馈电路是于当该操作电源电容的电压超过一第一默认值的该延迟时间后，才被提供。

13.根据权利要求12所述的电源管理装置，其特征在于，该延迟时间为该电源管理装置的缓启动时间。

14.一种高压启动方法，适用于一电源供应器，其特征在于，该方法包含有：

直接从一高电压源，以一高压组件提供一第一定电流对一操作电源电容充电，其中该高电压源的电压高于90伏特；

当该操作电源电容的操作电压高过一第一默认值后，停止该第一定电流对该操作电源电容充电；以及

当该操作电源电容的操作电压低过一第二默认值后，在一预定延迟时间内，以该高压组件提供一第二定电流对该操作电源电容充电。

15.根据权利要求14所述的高压启动方法，其特征在于，包含有：

当该操作电源电容的操作电压低过一第二默认值后，产生一具有该预定延迟时间的脉波，以使该高压组件提供该第二定电流对该操作电源电容充电。