CN104638924B - 无辅助供电的开关电源ic、控制方法及其开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无辅助供电的开关电源IC、控制方法及其开关电源，其特征在于，该IC分别驱动开关管的源极【或发射极】和栅极【或基极】，有一个整流子电路一端与该IC的供电端相连，另一端与源极【或发射极】相连，利用栅极电容存储效应【或双极三极管的存储周期效应】，在开关电源开周期内向该IC供电端供电，供电周期可以在开周期内任意位置【或者开关管采用双极三极管则在开周期末期】。涉及：所述IC电源控制、电流峰值控制、检测反激周期结束点、检测谷底位置、输出短路或开路、避免RDC电路C发声等方法；一种无辅助供电、原边反馈、变压器主绕组作为反馈绕组的开关电源；一种无辅助供电、动态输出光耦电流检测光耦反馈输出的开关电源；等等。

Description

无辅助供电的开关电源IC、控制方法及其开关电源

技术领域

本发明涉及电力电子中的开关电源技术领域，尤其涉及一种无辅助供电【英文AUXLESS】的开关电源IC、控制方法及其开关电源，特别是采用单端式(包括单端反激式和单端正激式)的开关电源。

背景技术

关于开关电源：DC-DC【直流-直流】，或AC-DC【交流-直流】变换；隔离式，非隔离式；升压【英文称Boost】，降压【英文称Buck】；脉冲频率调节【英文简称PFM】，脉冲宽度调节【英文简称PWM】，PFM与PWM混合，甚至为了降低待机功耗而采用突发模式、降频模式；电压型和电流型控制模式，连续电流模式【英文称CCM】，非连续电流模式【英文称DCM】，临界电流模式【英文称CRM】；恒压输出【英文简称CV，适合电源适配器】、恒流输出【英文简称CC，非常适合LED灯驱动】、恒流/恒压输出【英文简称CC/CV，适合手机充电器等】；单端反激式，单端正激式，推挽式，半桥式，全桥式；硬开关，软开关(或谐振开关、或零开关)；等分类或定义。无论公知技术如何分类和定义，如何使用变换电路和控制技术，开关电源电路均可简化为：变换电路，包括功率管、变压器或电感、一路或一路以上整流滤波输出电路，其中，功率管，单端式有一只功率管，双端式有多只功率管，采用软开关变换还有一只或一只以上辅助功率管，电感，用于简单的非隔离DC-DC变换，变换电路的确定意味着该开关电源采用电感或单端式或双端式、硬开关或软开关等；(电压或电流等)反馈电路，包括采样电路、误差放大器，有时还有反馈隔离电路，采样电路采样输出电路的电压或电流等信号送误差放大器比较和放大，误差放大器输出误差信号；控制电路，包括脉冲调制电路和驱动电路，有PFM和PWM、并根据误差信号生成基本脉冲，采用双端式还有分频互补双脉冲生成电路，采用软开关变换还有软开关多脉冲生成电路，基本脉冲或双脉冲或多脉冲送驱动电路驱动功率管，一般地，误差信号越大，脉冲占空比越大，功率管峰值电流越高。

所谓无辅助供电的开关电源IC，是指无需外部元件【通常有整流二极管，参见图2中D2；如果是变压器方案还有辅助供电绕组，参见图7、10】随开关周期向IC供电的开关电源IC。更严格的，由启动电阻提供稍大工作电流也不属于无辅助供电的范畴，特别是考虑成本和待机功耗，这样的电路是不合适的。

目前，无辅助供电的开关电源IC，只有采用MOS功率管为开关管的LED灯驱动方案【这是因为LED灯驱动没有待机要求】，仅适用于恒流输出的LED灯，其中MOS功率管均采用源极驱动。参见图1、6，其中，图1公知MOS功率管采用源极驱动，图6是目前在变压器方案中性价比最高。图1、6不是严格意义上无辅助供电的，工作时还是有一个高压启动电阻来供电，只是采用低静态电流设计和源极驱动，只需稍小的工作电流而已。而且目前的方案没有适合需CV或者CC/CV的开关电源。

如需CV或者CC/CV，无论是有光耦反馈、还是无光耦反馈，目前还没有无辅助供电的开关电源IC及应用方案。其中图7是目前在手机充电器方案中性价比最高。

目前对于待机功耗的要求越来越高，因此开关电源方案需要采用降频、和突发模式，这样容易有可听噪声问题，特别是电容发声问题【这里的电容，如图6中IC漏极驱动，所接电阻R、二极管D、电容C构成变压器漏感吸收回路，俗称RDC电路，其中的电容C容易发声】。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出无辅助供电的开关电源IC、控制方法及其开关电源，与现有技术相比，具有外围元件更少、成本更低、待机功耗更低等特点。

实现上述目的的技术方案是：

本发明所述无辅助供电的开关电源IC，开关管采用双极三极管，开关管可以内置或外置【附图没有外置例，可以参见开关管采用MOS管外置例】，该IC分别驱动开关管的发射极和基极，其特征在于，有一个整流子电路【最简单的是一个二极管】，一端与该IC的供电端相连，另一端与发射极相连，利用双极三极管的存储周期效应，在开关电源开周期末期向该IC供电端供电【参见图3，8，11，15】。

本发明上述IC，其特征在于，在开关电源开周期内，开关管驱动分成3段，第1段，基极正向驱动，基极驱动电流有多种方案，可以开始大电流加快开关管开通，然后固定基极驱动电流，或者基极驱动电流＝常数电流+正比于集电极电流等，同时发射极下拉；第2段，基极悬空或者小电流下拉，同时发射极下拉释放，发射极电流由整流子电路续流到电源端VDD；第3段，基极大电流下拉，开关管快速脱离存储周期，发射极驱动与第2段相同，即发射极下拉释放，发射极电流依然由整流子电路续流到电源端VDD。

本发明上述IC电源控制【或者供电平衡控制】方法，其特征在于，采用小容量VDD电容，VDD变化较大，第2段，VDD电压上升，当VDD升到某固定值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，开关电源进入第3段，该位置为水平位置4；极限情况VDD可能较高，因此要设置VDD限压放电电路，而极限情况VDD较低可以完成避免，因为Q1存储时间足够连续工作时VDD内部供电。

本发明前述IC电源控制【或者供电平衡控制】方法，其特征在于，采用较大容量VDD电容，VDD变化较小，有一个VDD供电反馈电路，如果VDD低则VDD供电反馈电路输出上升，否则VDD供电反馈电路输出下降，这里，VDD供电反馈电路输出表示水平位置4时开关管电流【采用检测集电极电流时，集电极电流表示开关管电流；采用检测发射极电流时，发射极电流表示间接开关管电流】；第2段，开关管电流继续增加，当开关管电流升到VDD供电反馈电路输出值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，开关电源进入第3段，该位置为水平位置4；极限情况VDD可能较高，因此要设置VDD限压放电电路，而极限情况VDD较低可以完成避免，因为Q1存储时间足够连续工作时VDD内部供电。

本发明前述IC开关管电流峰值控制方法，其特征在于，有一个电流峰值控制电路，有时就是电流反馈电路，该电路的输出表示第1段结束点开关管瞬时电流；所述控制方法，在第3段结束点，如果开关管瞬时电流大于极值则电流峰值控制电路输出减小，否则，工作在CC模式则电流峰值控制电路输出增加，工作在CV模式则电流峰值控制电路的输出响应反馈信号。

本发明前述IC检测反激周期结束点的方法，其特征在于，开关电源反激周期开始后，利用开关管集电极-基极寄生电容，如果检测到基极快速下降沿则检测到反激周期结束点。

本发明前述IC检测集电极谷底位置的方法，其特征在于，开关电源反激周期结束后，利用开关管集电极-基极寄生电容，如果检测到基极上升并且过零点，这样的点为开关管谷底位置。

本发明所述无辅助供电的开关电源IC，开关管采用MOS管，开关管可以内置或外置，其特征在于，该IC分别驱动MOS管的源极和栅极，有一个整流子电路【最简单的是一个二极管】，一端与该IC的供电端相连，另一端与源极相连，利用栅极电容存储效应，在开关电源开周期内向该IC供电端供电；VDD供电周期可以在开关电源开周期内任意位置出现，但最好在开周期的前期，前期漏极电流小，对整流子电路电流压力也小，而且所述IC电源电流需求较小；本发明优选VDD供电周期在开周期的前期。

本发明上述IC电源控制【或者供电平衡控制】方法，其特征在于，在开周期内，如果VDD低于门限则有VDD供电周期，否则VDD高于门限则没有VDD供电周期；

VDD供电周期，开始点，栅极正向驱动到额定电压点，源极下拉释放，源极电流由整流子电路续流到电源端VDD；VDD供电周期，结束点，源极下拉，采用较小的源极或漏极电流控制VDD供电周期结束点。

本发明前述IC检测反激周期结束点的方法，其特征在于，开关电源反激周期开始后，利用开关管漏极-栅极寄生电容，如果检测到栅极快速下降沿则检测到反激周期结束点。

本发明前述IC检测集电极谷底位置的方法，其特征在于，开关电源反激周期结束后，利用开关管漏极-栅极寄生电容，如果检测到栅极上升并且过零点，这样的点为开关管谷底位置。

本发明前述IC判断输出短路或者开路的方法，其特征在于，如果反激周期大于阈值，而且持续一段时间，则判定输出短路；如果反激周期小于阈值，则判定输出开路。

本发明前述IC处于休眠状态时VDD供电方法：其特征在于，方案1，开关电源IC设有一个高压电流源，VDD控制高压电流源开关，从而维持VDD正常电压。方案2，采用高压启动电阻，对于开关管采用三极管方案，VDD控制高压启动电阻与开关管基极相连，发射极电流由整流子电路Di供电到电源端VDD；对于开关管采用MOS管方案，VDD控制高压启动电阻与开关管栅极相连，源极电流由整流子电路Di供电到电源端VDD。

本发明所述无辅助供电的LED灯驱动BUCK CC【恒流输出】开关电源【参见图3，图4】，采用CRM，其特征在于，采用前述IC。

本发明所述无辅助供电的LED灯驱动反激式CC【恒流输出】开关电源【参见图5，图9】，采用DCM，其特征在于，采用前述IC；当开关管采用双极三极管时，开关管集电极电流峰值控制方法和检测反激周期结束点的方法采用前述图15所述方法；或者，开关管采用MOS管时，漏极电流峰值采用固定值，检测反激周期结束点的方法采用前述图16所述方法；固定反激周期占空比，调整开关电源频率，完成CC【恒流输出】。

本发明所述无辅助供电、原边反馈、反激式、适合CV或CC/CV【关键是CV】开关电源，其特征在于，采用前述IC，变压器主绕组一端接AC整流后的负端，另一端与芯片相连，同时，变压器主绕组还是输出电压反馈绕组，完成CV。

本发明上述开关电源，其特征在于，有一个高压开关，控制RDC回路电阻R对电容C放电，避免C发声，同时，间接提高开关电源轻载时电能转换效率。

本发明所述无辅助供电、光耦反馈开关电源，其特征在于，采用前述IC，在轻载特别是待机时，IC动态输出光耦电流同时检测光耦反馈输出，在正常状态时，IC连续输出光耦电流同时检测光耦反馈输出；或者，所有状态，IC动态输出光耦电流同时检测光耦反馈输出。

本发明上述开关电源，其特征在于，有一个高压开关，控制RDC回路电阻R对电容C放电，避免C发声，同时，间接提高开关电源轻载时电能转换效率。

附图说明

图1，公知的无辅助供电LED灯驱动方案。

图2，公知的有辅助供电BUCK开关电源方案。

图3，本发明非限定无辅助供电LED灯驱动BUCK方案。

图4，本发明非限定无辅助供电LED灯驱动BUCK方案。

图5，本发明优选非限定无辅助供电LED灯驱动反激式不隔离电感方案。

图6，公知的无辅助供电LED灯驱动变压器方案。

图7，公知的有辅助供电恒流恒压开关电源方案，特别是手机充电器应用。

图8，本发明优选非限定无辅助供电、原边反馈、反激式、适合CV或CC/CV开关电源方案。

图9，本发明优选非限定无辅助供电LED灯驱动反激式隔离变压器方案。

图10，公知的有辅助供电、光耦反馈开关电源方案。

图11，本发明优选非限定无辅助供电、光耦反馈开关电源方案。

图12，本发明非限定无辅助供电、光耦反馈开关电源方案。

图13，本发明非限定无辅助供电、光耦反馈开关电源方案。

图14，本发明非限定无辅助供电、光耦反馈开关电源方案。

图15，本发明非限定无辅助供电、双极三极管为开关管方案，关键部分典型波形。

图16，本发明非限定无辅助供电、MOS管为开关管方案，关键部分典型波形。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步说明。

图15，本发明非限定无辅助供电的开关电源或IC的关键部分典型波形，开关管采用双极三极管，分别驱动发射极和基极，开关管可以内置或外置，有一个整流子电路【最简单的是一个二极管】，一端与该IC的供电端相连，另一端与发射极相连，利用双极三极管的存储周期效应，在开关电源开周期末期向该IC供电端供电【参见图3，8，11，15】；图15标记，CTQ振荡器信号，I(B)开关管基极电流，I(C)开关管集电极电流，B开关管基极，E开关管发射极，C开关管集电极，VDD供电；

在开关电源开周期内【水平位置1-5】，水平位置1-3，基极正向驱动，发射极下拉；基极驱动电流有多种方案，可以开始较大电流加快开关管开通【图15没有表示】，然后固定基极电流，或者基极电流＝常数电流+正比于集电极电流【图15表示】等，同时发射极下拉【参见附图，因Q2开通而下拉，Q2采用双极三极管或MOS管】；水平位置1，开周期开始；水平位置1到2，兼有防开启电流峰；有一个电流峰值控制电路，随着集电极电流的增加，如果检测到集电极电流达到电流峰值控制电路对应的电流点【参见附图，R2检测Q1集电极电流】则结束基极开驱动周期，该点为水平位置3；

水平位置3-5，开关管存储周期，或者VDD供电周期，发射极下拉释放【参见附图，Q2关】，发射极电流由整流子电路Di续流到VDD；

水平位置3-4，基极悬空或者小电流下拉【本发明优选小电流下拉，这样有利于Q1安全】，基于双极三极管存储效应，控制水平位置4可以保证VDD工作在可靠范围；至少有2种控制水平位置4【电源控制，或者供电平衡控制】的方法，

方法1，VDD电容采用小容量电容【参见附图C2，一股在1uF以下，成本低】，VDD变化较大，水平位置4选择VDD某固定值位置；从水平位置3开始，VDD上升，当VDD升到某固定值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，该位置为水平位置4；

方法2，VDD电容采用较大容量电容【一般在1uF以上，成本高】，VDD变化较小，水平位置4需要一个VDD供电反馈电路绑定开关管电流【即电感或变压器主绕组电流；这里，采用检测集电极电流，集电极电流表示开关管电流；也可采用检测发射极电流，则发射极电流间接表示开关管电流】；如果VDD低则VDD供电反馈电路输出上升，否则VDD供电反馈电路输出下降；这里，VDD供电反馈电路输出表示水平位置4时Q1集电极电流；从水平位置3开始，集电极电流增加，当集电极电流增加到VDD供电反馈电路输出值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，该位置为水平位置4；

无论方法1还是方法2，极限情况VDD可能较高，因此要设置VDD限压放电电路，而极限情况VDD较低可以完成避免，因为双极三极管存储效应足够连续工作时VDD内部供电；

水平位置4-5，基极大电流下拉，开关管快速脱离存储周期，水平位置5由双极三极管存储特性决定；

在开关电源开周期内，最具特征的是依据基极驱动波形，开关管开周期驱动分成3段，第1段【水平位置1-3】，第2段【水平位置3-4】，第3段【水平位置4-5】，前述描述也可以按3段描述。

图15，开关管电流峰值控制方法，有一个电流峰值控制电路，有时就是电流反馈电路，该电路的输出表示第1段结束点【水平位置3】开关管瞬时电流；所述控制方法，在第3段结束点【水平位置5】，如果开关管瞬时电流大于极值则电流峰值控制电路输出减小，否则，工作在CC模式则电流峰值控制电路输出增加，工作在CV模式则电流峰值控制电路的输出响应反馈信号；其实，CC模式，开关管电流峰值响应极值；CV模式，集电极电流峰值响应反馈信号，但小于等于极值。

图15，开关电源反激周期【水平位置5-6】，反激周期开始点【水平位置5，同时也是开关电源开周期结束点】，有许多检测反激周期开始点的方法，如集电极电流小于阈值，或者基极下降到阈值，或者侦测到集电极上升，等等；反激周期结束点【水平位置6】，也有许多确定反激周期结束的方法，如侦测到集电极较快下降，但是，本发明最重要的检测反激周期结束的方法，在反激周期开始后，利用开关管集电极-基极寄生电容【米勒电容】，如果检测到基极快速下降沿则检测到反激周期结束点，检测快速下降沿可以选择基极小于阈值，而且这里阈值为负；类似水平位置6-7，波形被放大了，同时实际电路还需在基极到地之间再接一个电阻；有了检测开关电源反激周期的方法或电路，只要固定反激周期占空比，即调节开关电源工作频率，就可以精确控制开关电源输出电流【CC模式】；

图15继续，检测集电极谷底位置的方法，反激周期结束后，还是利用开关管集电极-基极寄生电容【米勒电容】，如果检测到基极上升并且过零点，此点为最好的开关管谷底位置【水平位置7是其中之一谷底】；可以有几个谷底，在任意谷底开始下一个开关电源开周期，则开关电源工作在准谐振模式。

图16，本发明非限定无辅助供电的开关电源或IC的关键部分典型波形，开关管采用MOS管，分别驱动源极和栅极，开关管可以内置或外置，有一个整流子电路，一端与该IC的供电端相连，另一端与源极相连，利用栅极电容存储效应，在开周期内向该IC供电端供电【参见图13，14】，VDD供电周期【图16水平位置2-4】可以在开周期【水平位置1-5】内任意位置出现，但最好在开周期的前期，前期漏极电流小，对整流子电路电流压力也小，而且所述IC电源电流需求较小；本发明优选并且描述VDD供电周期在开周期的前期；图16标记，CTQ振荡器信号，I(D)开关管漏极电流，G开关管栅极，S开关管源极，D开关管漏极，VDD供电；

电源控制【或者供电平衡控制】方法，在开周期内，如果VDD低于门限则有VDD供电周期，否则VDD大于门限则没有VDD供电周期，参见图16第2个开周期。VDD供电周期，开始点【水平位置2】，栅极正向驱动到额定电压点，此时开关管已完全开通，源极下拉释放【参见附图，Q2关】，源极电流由整流子电路续流到电源端VDD；VDD供电周期，结束点【水平位置4】，源极下拉，可以采用较小的源极或漏极电流控制VDD供电周期结束点，如选择极限峰值电流的20％，这样整流子电路的电流压力也较小；。

图16，开关电源反激周期【水平位置5-6】，反激周期开始点【水平位置5，同时也是开关电源开周期结束点】，栅极驱动下拉，普通的反激周期开始点可以认为栅极驱动下拉点，精确的反激周期开始点应该是检测栅极下降到阈值；反激周期结束点【水平位置6】，有许多确定反激周期结束的方法，如侦测到漏极较快下降，但是，本发明最重要的检测反激周期结束的方法，在反激周期开始后，利用开关管漏极-栅极寄生电容【米勒电容】，如果检测到栅极快速下降沿则检测到反激周期结束点，检测快速下降沿可以选择栅极小于阈值，而且这里阈值为负；类似水平位置6-7，波形被放大了，同时实际电路还需在栅极到地之间再接一个电阻；有了检测开关电源反激周期的方法或电路，只要固定反激周期占空比，即调节开关电源工作频率，就可以精确控制开关电源输出电流【CC模式】；

图16继续，检测漏极谷底位置的方法，反激周期结束后，还是利用开关管漏极-栅极寄生电容【米勒电容】，如果检测到栅极上升并且过零点，此点为最好的开关管谷底位置【水平位置7是其中之一谷底】；可以有几个谷底，在任意谷底开始下一个开关电源开周期，则开关电源工作在准谐振模式。

图15，图16，如果没有直接的方法判断输出短路或者开路，则可以依据反激周期间接判断输出短路或者开路；如果反激周期大于阈值，而且持续一段时间，则判定输出短路，这里，持续一段时间是为了区分输出短路与开关电源启动；如果反激周期小于阈值，则判定输出开路；输出短路的阈值远大于输出开路的阈值，一般的，开关电源工作频率最大值选择在60KHz左右，则输出开路的阈值在6uS左右，而输出短路的阈值可以大于40uS。

图15，图16，CV模式、或者CC/CV模式工作在CV模式，在轻载或者待机时，开关电源要工作在突发模式或降频模式，开关电源IC有较长时间处于休眠状态，特别是有光耦的开关电源方案，此时VDD供电可能很难维持，因此，比较可行而且可靠的方案：方案1，开关电源IC设有一个高压电流源，一方面高压电流源可以代替高压启动电阻完成开关电源启动，另一方面，在开关电源IC工作处于状态，VDD控制高压电流源开关，从而维持VDD正常电压；只有开关电源IC静态电流设计合理，可以可靠维持VDD供电，同时还能满足苛刻的待机要求；高压电流源需要高压半导体制造工艺，成本较高。方案2，采用高压启动电阻方案，一方面高压启动电阻完成开关电源启动，另一方面，在开关电源IC处于休眠状态，对于开关管采用三极管方案，VDD控制高压启动电阻与开关管基极相连，发射极电流由整流子电路Di供电到电源端VDD，由于三极管开关管的放大作用，可以采用很大的高压启动电阻满足苛刻的待机要求，对于开关管采用MOS管方案，VDD控制高压启动电阻与开关管栅极相连，源极电流由整流子电路Di供电到电源端VDD，由于MOS管开关管的压控电流特征，应该对源极电流采用限制措施，可以采用非常大的高压启动电阻满足苛刻的待机要求。

图3，与公知的图2相比仅少一个二极管【图2中D2】，不过图2有恒压功能，而本发明图3只能完成恒流功能，但可以有更高的输出电压；图3，U1采用双芯封装，Q1双极三极管为开关管芯、占独立的载片岛，其余部分为控制管芯、占另一个独立的载片岛，Q2为Q1发射极驱动管，Q2可以是一个MOS管，整流子电路Di为VDD供电二极管；重要工作波形，可以参考图15描述；

图3，讨论，R1高压启动电阻，可以由内部高压电流源取代；Di，本发明非限定二极管，也可以是一个三极管，或一个MOS管，甚至是一个子电路，目的是完成对VDD内部供电，由于VDD供电电流较大，在IC版图中将Di直接设计为二极管，寄生效应会较大，一般可以考虑用一个整流子电路代替二极管；Q1，可以外置提供更大输出功率；

图3，Q1采用MOS管代替双极三极管，控制电路相应调整，其中，漏极电流峰值采用固定值，重要工作波形，可以参考图16描述；

图3，采用CRM，检测反激周期结束点采用前述图15或图16描述的方法，或者，或者还可以采用检测R2电流小于阈值【如峰值电流的10％】；

图4，与图3相似，如果检测反激周期结束点采用前述图15或图16描述的方法，则U1完全相同。

图9，图5，本发明所述无辅助供电的LED灯驱动反激式CC【恒流输出】开关电源，采用DCM；其中IC内部描述可以参考图3和图8的描述；当开关管采用双极三极管时，开关管集电极电流峰值控制方法和检测反激周期结束点的方法采用前述图15所述方法；或者，开关管采用MOS管时，漏极电流峰值采用固定值，检测反激周期结束点的方法采用前述图16所述方法；固定反激周期占空比，调整开关电源频率，完成CC【恒流输出】。

图8，本发明优选非限定无辅助供电、原边反馈、反激式、适合CV或CC/CV【关键是CV】开关电源方案，与公知方案图7相比，元件更少，变压器无辅助IC供电绕组、降低了造价，同时能去可听噪声。开关管Q1集电极【Q1采用MOS管时为漏极】接AC整流后的正端；变压器主绕组一端接AC整流后的负端，另一端与芯片相连，同时，变压器主绕组还是输出电压反馈绕组，通过电阻【R5,R6】分压接IC输出电压反馈端；公知的原边CV控制方案适合图8方案，图9和图5所述CC方案适合图8方案。

图8，需要指出的，主绕组与芯片相连端，可以是图8的电流检测端，这样，芯片检测主绕组电流，即集电极或漏极电流；还可以是VEE端，图8方案芯片3端改为电流检测端，芯片5端改为VEE端或芯片地端，这样芯片检测发射极或源极电流，但没有原图8方案检测主绕组电流更利于控制。

图8，通常，R7与C8并联再与D8串联构成变压器漏感吸收回路，俗称RDC电路，其中的电容C容易发声，因此IC有内置或外置一个高压开关Q3，控制RDC回路电阻R对电容C放电；与反激周期同步开Q3，或者在一个开关电源周期内固定时间开Q3，可以避免C8发声，同时，因为在开关电源轻载时不会对C8过度发电，可以间接提高开关电源轻载时电能转换效率；另外，与D8串联的R8，是为了衰减变压器漏感振荡，改善输出电压反馈精度。

图11到14，本发明无辅助供电、光耦反馈开关电源方案，与公知方案图10相比，元件更少，变压器无辅助IC供电绕组、降低了造价，同时能去可听噪声。首先，无辅助供电则意味着，IC消耗的电流都直接来源于AC整流输出；其次，公知的方法，IC输出光耦电流【为检测光耦反馈输出的电流，这里简称光耦电流，区别于光耦反馈输入电流】同时检测光耦反馈输出，这个光耦电流一般在0.3mA以上，有的做到0.15mA；不管怎样，在开关电源轻载特别是待机时，由于光耦电流的存在，公知的无辅助供电的开关电源无法满足越来越苛刻的待机要求。于是，提出了动态检测光耦反馈的方法，在轻载特别是待机时，IC动态输出光耦电流同时检测光耦反馈输出，在正常状态时，IC连续输出光耦电流同时检测光耦反馈输出；或者，所有状态，IC动态输出光耦电流同时检测光耦反馈输出；所谓IC动态输出光耦电流同时检测光耦反馈输出，IC采用周期性输出光耦电流的同时检测光耦反馈输出，即小时间段【一般可以小到2uS，跟所有的光耦和开关干扰有关，其中图11的C3是为了抗干扰，C3一般选择较小容量，这样可以缩小检测光耦反馈输出的时间】输出光耦电流的同时检测光耦反馈输出，其它时间停止输出光耦电流和停止检测光耦反馈输出，周期一般选择能够满足响应负载输出的要求，通常周期可以大于100uS，同时周期可以是不固定的，但为了防开关干扰，周期可以选择与开关周期同步，因此可以采用：上述小时间段5uS，周期小于等于开关周期但最大100uS，输出光耦电流0.3mA，这样平均输出光耦反馈电流只有15uA，可以很好的满足开关电源待机要求。

图11和图13，采用了如图8所示避免RDC电路C发声的电路。

图12和图14，采用一个三极管和两个电阻，三极管集电极与RDC的R相连，三极管等效一个开关，同步反激周期为RDC的C放电，避免C发声。

本发明所述开关电源方案，在开关管采用双极三极管时，电流检测采用检测集电极电流【即电感或变压器主绕组电流】拓扑结构；而公知的还有，采用检测发射极电流的拓扑结构；两种拓扑结构，采用检测集电极电流更方便开关电源控制，而且没有增加成本，具有先进性；虽然，本发明附图没有描述采用检测发射极电流的拓扑结构的控制方法，但本发明依然方便用于检测发射极电流的拓扑结构的控制方法；因此，采用检测发射极电流的拓扑结构的无辅助供电开关电源仍然在本发明的权利要求之下。

以上实施例仅说明本发明之用，而非对本发明的限制，有关技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以作出各种变换或变形，因此所有等同的技术方案也应该属于本发明的范畴，应该由各权利要求所限定。

Claims (12)

1.一种无辅助供电的开关电源IC，开关管采用双极三极管，该IC分别驱动开关管的发射极和基极，其特征在于，有一个整流子电路，一端与该IC的供电端VDD相连，另一端与发射极相连，利用双极三极管的存储周期效应，在开关电源开周期末期向该IC供电端供电；

在开关电源开周期内，开关管驱动分成3个时间段，第1段，基极正向驱动，同时发射极下拉；第2段，基极悬空或者小电流下拉，同时发射极下拉释放，发射极电流由整流子电路续流到电源端；第3段，基极大电流下拉，发射极驱动与第2段相同。

2.依据权利要求1所述IC，其特征在于，所述整流子电路为一个二极管。

3.依据权利要求1所述IC，其特征在于，采用小容量VDD电容，所述VDD电容在1uF以下，第2段，VDD电压上升，当VDD电压升到某固定值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，开关电源进入第3段。

4.依据权利要求1所述IC，其特征在于，采用较大容量VDD电容，所述VDD电容在1uF以上，有一个VDD供电反馈电路，如果VDD电压低则VDD供电反馈电路输出上升，否则VDD供电反馈电路输出下降，第2段，开关管电流继续上升，当开关管电流升到VDD供电反馈电路输出值时，驱动开关管基极开始大电流下拉，开关电源进入第3段。

5.依据权利要求1所述IC，其特征在于，有一个电流峰值控制电路，该电路的输出表示第1段结束点开关管瞬时电流，在第3段结束点，如果开关管瞬时电流大于极值则电流峰值控制电路输出减小。

6.一种无辅助供电的开关电源IC，开关管采用MOS管，其特征在于，该IC分别驱动MOS管的源极和栅极，有一个整流子电路，一端与该IC的供电端VDD相连，另一端与源极相连，利用存储栅极电容效应，在开关电源开周期内向该IC供电端供电；

在开周期内，如果VDD电压低于门限，则有VDD供电周期；否则没有VDD供电周期。

7.依据权利要求6所述IC，其特征在于，所述整流子电路为一个二极管。

8.依据权利要求6所述IC，其特征在于，在开周期内，所述VDD供电周期开始点为栅极正向驱动到额定电压点，源极下拉释放，源极电流由整流子电路续流到供电端VDD；VDD供电周期结束点，源极下拉，采用较小的源极或漏极电流控制VDD供电周期结束点。

9.依据权利要求1、或者权利要求6所述IC，其特征在于，如果反激周期大于阈值，而且持续一段时间，则判定输出短路；如果反激周期小于阈值，则判定输出开路。

10.依据权利要求1、或者权利要求6所述IC，其特征在于，有一个高压开关，控制RDC回路电阻R对电容C放电，避免电容C发声。

11.依据权利要求1、或者权利要求6所述IC，有光耦反馈，其特征在于，

在轻载状态时，一段时间，所述IC输出光耦上拉电流并检测光耦反馈输出，另一段时间，所述IC停止输出光耦上拉电流并停止检测光耦反馈输出，所述IC在上述二段时间做周期性循环；

在正常状态时，所述IC连续输出光耦上拉电流，连续检测光耦反馈输出；或者，一段时间，所述IC输出光耦上拉电流并检测光耦反馈输出，另一段时间，所述IC停止输出光耦上拉电流并停止检测光耦反馈输出，所述IC在上述二段时间做周期性循环。

12.一种无辅助供电的开关电源，其特征在于，采用权利要求1-11所述IC。