CN102904502B - 一种用于四相双凸极电机的无位置传感器控制技术 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种用于四相双凸极电机的无位置传感器控制方法。四相双凸极电机电动运行时反电势矢量在d-q坐标系中依次相差90°。该控制方法首先划分N(N是大于2的自然数)个转速范围来设计相应截止频率的滤波器，其次仅采集任意相邻两相的端电压，进入减法器去除直流偏置，根据此时电势过零点判断电机转速，由转速范围来决定进入哪一个截止频率的滤波器，DSP采集经过滤波器后的电势波形。对于一个范围的不同转速建立与此范围对应滤波器的相移角对照表供DSP查询进行准确的相移。最后通过过零比较器获得实际的换相位置，经DSP运算后，由FPGA输出驱动信号给开关管，完成换相。本发明可以在宽的转速范围内工作。

Description

一种用于四相双凸极电机的无位置传感器控制技术

技术领域

本发明涉及一种用于四相双凸极电机的无位置传感器控制方法，属于电机控制技术。

背景技术

随着电机设计与控制技术的发展，对转子位置的精确检测成为国内外电机领域的研究热点之一。目前已经有许多种控制技术，常规的电机位置检测技术包括：(1)直接位置检测法；(2)导通相绕组检测法；(3)非导通相绕组检测法；(4)附加电元件检测法；(5)基于智能技术检测法等。这些方法中除了直接位置检测法是通过霍尔传感器等专用检测元件来直接检测转子位置，其他方法都是寻找一个能够获得的参数信息来间接获取转子位置。直接位置检测法因受到环境影响大，应用场合受到了限制。间接检测方法更多的用于异步电机、永磁同步电机和直流无刷电机中。双凸极电机是上世纪八十年代末提出的新结构电机，对于双凸极电机的无位置传感器的研究还非常少。四相双凸极电机是一种新型双凸极电机，与同尺寸的三相双凸极电机相比，它具有更高的功率密度、更小的绕组铜损、更宽的调速范围和更小的转矩脉动，因此在航空航天、电动汽车等领域有更好的应用前景。四相双凸极电机(“四相双凸极电机”，中国发明专利：201110062872.7)因其结构的原因，使得它的端电压和绕组反电势的THD值很大，正弦度低，常规的无位置检测方法无法获得准确的换相点。同时由于转速变化会引起电压基波频率的变化，传统的方法是采集的电压先进入一个RC滤波器，然而当滤波器截止频率小于基波频率时，基波直接被滤除；当截止频率远大于基波频率时，很多谐波无法被滤除。而且一个RC滤波器无法保证端电压或反电势的THD值满足检测要求，RC滤波器还会造成电势相位的偏移。在转速发生变化时的滤波及位置检测技术是四相双凸极电机无位置传感器技术的关键问题。

发明内容

本发明旨在传统无位置传感器控制技术的基础上，结合双凸极电机的特点，提供一种实用、简便的针对四相双凸极电机的无位置传感器控制技术，以实现四相双凸极电机在电动状态下的宽转速范围控制，提高电机运行时的效率和功率密度。

本发明所述的一种用于四相双凸极电机的无位置传感器控制技术的主要特征包括以下步骤：

1、(1)根据滤波器的幅频特性曲线，确保这个范围内的任意转速下的反电势经过根据这个范围设计的滤波器滤波后的THD值在10％以内，从200rpm开始，在200rpm～1000rpm间每间隔200rpm划分一个转速范围，1000rpm～3000rpm间每间隔500rpm划分一个转速范围，3000rpm～6000rpm间每间隔1000rpm划分一个转速范围，6000rpm以上的转速每间隔2000rpm划分一个转速范围，通过理论计算做出每个转速范围中每间隔50rpm的转速对应的补偿角的查找表；

(2)通过电压传感器检测四相双凸极电机的任意相邻两相端电压(以A相和B相为例)，为了不超过滤波器的限幅值，电压传感器检测到的电压值按照比例缩小至0～2.5V，检测到的端电压UA和UB首先经过模拟减法器减去直流偏置Uin/2(Uin是四相全桥电路直流端电压)，然后根据此时A相电势过零电压点来计算此时电机转速n；

(3)将步骤(2)所述的电机转速n与步骤(1)所述的预先设定的N(N是大于2的自然数)个转速范围进行比较，根据转速范围1、2、……N分别进入滤波器1、2、……N，滤波后的A、B相反电势通过AD采样模块直接送入DSP；

(4)将步骤(3)所述的经过AD采样进入DSP中的A、B相电势，根据步骤(1)预先设置的查找表来进行坐标变换以实现精确相位补偿，经过补偿后的反电势经过DA转换在外部的过零比较器中与零基准电压进行比较，输出信号给CAP捕获；

(5)步骤(4)所述的CAP口捕获信号经过DSP输出给FPGA，在FPGA中进行逻辑运算，产生八个脉冲驱动信号给四相主功率电路的开关管，完成控制。

2、根据权利要求1所述的四相双凸极电机无位置传感器技术特征，N种特征角频率的单级低通滤波器设计准则如下：

滤波器的传递函数为：

$G_c\left(f\right)=\frac{A0\·{(2\·\mathrm{\π}\·f_n)}^2}{{(j\·2\·\mathrm{\π}\·f)}^2+\left(\frac{2\·\mathrm{\π}\·f_n}{Q}\right)\·j\·2\·\mathrm{\π}\·f+{(2\·\mathrm{\π}\·f_n)}^2}$

特征角频率为：

$f_n=\frac{1/2\mathrm{\π}}{\sqrt{R_1{R}_2{C}_1{C}_2\·{10}^{-12}}}$

幅频特性：

T_c(f)＝20·log(|G_c(f)|)

相频特性：

$P\left(f\right)=\frac{\arg \left(G_c\left(f\right)\right)}{\mathrm{\π}}\·180$

其中A0是滤波器增益，Q是品质因数，R1和R2是输入电阻，C1是输入输出的飞跨电容，C2是输入电容，根据权利要求1中步骤(1)所述的滤波后的THD值在10％以内以及滤波器的幅频和相频特性，在200rpm～1000rpm间每间隔200rpm选择一个截止频率的滤波器，1000rpm～3000rpm间每间隔500rpm选择一个截止频率的滤波器，3000rpm～6000rpm间每间隔1000rpm选择一个截止频率的滤波器，6000rpm以上的转速每间隔2000rpm选择一个截止频率的滤波器，为了保证滤波效果，采用三个相同截止频率的二阶滤波器串联的结构，根据电机转速确定反电势的基波频率：

f_x＝n/5

其中n是四相双凸极电机转速，每个转速范围所选择的滤波器的特征角频率f_n是此转速范围内的最大转速的反电势基波频率。

3、根据步骤1所述的四相双凸极电机无位置传感器技术特征和步骤2所述的滤波器特征角频率的设计，位置信号的获取包括以下步骤：

(1)根据步骤1中的步骤(2)得到的A相电势的两个最近的过零电压点的时间差t来计算双凸极电机转速n＝30/pt，其中p为转子极数；

(2)根据步骤(1)所述的电机转速来选择滤波器，反电势经过滤波器后的滞后角α随着转速的不同而不同，换相位置需要补偿的角度β＝α-90°；

(3)根据步骤(2)所述的β角可以由两相坐标变换得到：

E_as＝E_acosβ+E_bsinβ

E_bs＝E_bcosβ-E_asinβ

E_cs＝-E_asE_ds＝-E_bs

其中Ea，Eb分别为坐标变换前A，B相的反电势矢量，Eas，Ebs，Ecs，Eds分别为坐标变换后的A，B，C，D相反电势矢量；

(4)根据步骤(3)所述的坐标变换后得到的四个反电势矢量的过零电压点就与实际换相时刻的换相点一致，通过DSP中的DA转换将坐标变换后的A、B相反电势输出给比较器，比较后的值由DSP的CAP捕获后即为换相参考；

(5)步骤(4)所述的捕获信号由DSP进入FPGA进行逻辑运算，得到的开关信号输出给八个开关管，完成控制；

4、一次坐标变换实现转速的计算：

对步骤3中(3)所述的变换后A相矢量积分可得：

$\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}=a_1\∫\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})+b_1\∫\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}=\frac{a_1\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})-b_1\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})}{\mathrm{\ω}}=\frac{E_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{\ω}}$

实现了角速度的提取，积分相当于超前了90°，即Eac＝-Ebs。转速为：

$\mathrm{\ω}=\frac{E_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}=\frac{-E_{\mathrm{bs}}}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}$

本专利采用的是多截止频率，三级滤波器与查找表实现精确控制，采用DSP与FPGA串联使用，适用于四相双凸极电机的无位置技术。其优点是：

(1)通过多截止频率、三级滤波器解决了双凸极电机的端电压THD值较高的问题，保证了参考电压的正弦度；

(2)采集到的端电压经过模拟减法器减去直流偏置后得到反电势再进行滤波和坐标变换就可以保证零基准点在x轴，不发生偏移，且解决了反电势无法直接检测的困难；

(3)N种滤波器的设计确保了在不同转速范围内的滤波效果，更有利于对基波的保留和各种谐波的滤除；

(4)对于一种滤波器在不同转速下通过理论计算建立查找表，在DSP运算时可以精确得到补偿角；

(5)FPGA与DSP的共同控制可以发挥DSP在算法上的优势和FPGA在时序逻辑处理上的优势，输出开关信号更加准确；

(6)一次坐标变换就可以实现滞后角的补偿和转速的计算，简便实用。

附图说明

图1是用于四相双凸极电机无位置传感器技术的控制结构框图。

图2是三级相同截止频率的低通滤波器串联图。

图3是500Hz截止频率的滤波器的幅频特性曲线。

图4是500Hz截止频率的滤波器的相频特性曲线。

图5是采样得到的A相端电压、减法器后A相反电势、滤波后A相反电势对比仿真图。

图6是采样得到的B相端电压、减法器后B相反电势、滤波后B相反电势对比仿真图。

图7是坐标变换示意图。

图8是实验测得的A相反电势滤波前后以及位置信号波形。

图1，图2，图7的主要符号名称：(1)Uin——四相全桥功率电路的输入电压；(2)C——四相全桥功率电路的输入稳压电容；(3)Q1～Q8——四相全桥功率电路的开关管；(4)D1～D8——四相全桥功率电路中开关管的反并二极管；(5)U0——直流电压偏置；(6)VA、VB——采集到的A相、B相端电压；(7)R01、R02、R03、R04——减法器中的电阻；(8)Vin——减法器的输出电压，滤波器的输入电压；(9)R1、R2、R11、R12、R21、R22、R31、R32——滤波器的输入电阻；(10)C1、C11、C21、C31——滤波器输入和输出间的飞跨电容；(11)C2、C12、C22、C32——滤波器的输入电容；(12)R3、R4、R13、R14、R23、R24、R33、R34——滤波器的输出电阻；(13)Vout——滤波器滤波后的反电势输出；(14)A、B、C、D——滤波后的四相反电势矢量；(15)a、b——坐标变换后的A相和B相反电势矢量；(16)β——补偿角；(17)a′——积分变换后的A相反电势矢量。

具体实施方式

本专利的系统结构框图如图1所示，主要由五个部分组成：(1)四相全桥功率电路模块；(2)四相双凸极电机；(3)减法器模块；(4)低通滤波器模块；(5)DSP和FPGA组成的控制模块。

其中，低通滤波器模块包括N(N是大于2的自然数)种截止频率不同的低通滤波器，每三个截止频率相同的滤波器串联组成一个三级滤波器，即六阶滤波器对采集到的反电势进行滤波。DSP和FPGA组成的控制模块主要作用是：(1)根据A相电势波形过零电压点来计算任意时刻的转速；(2)存储同一转速范围下不同转速需要补偿的角度所组成的查找表，并根据转速选择需要补偿的角度；(3)对滤波后的反电势进行精确的角度补偿；(4)进行逻辑运算来得到开关管的信号；(5)通过DA输出给比较器来判断过参考电压点；(6)根据一次坐标变换计算转速。

具体实施步骤如下：

1、根据滤波器的幅频特性曲线，确保这个范围内的任意转速下的反电势经过根据这个范围设计的滤波器滤波后的THD值在10％以内，从200rpm开始，在200rpm～1000rpm间每间隔200rpm划分一个转速范围，1000rpm～3000rpm间每间隔500rpm划分一个转速范围，3000rpm～6000rpm间每间隔1000rpm划分一个转速范围，6000rpm以上的转速每间隔2000rpm划分一个转速范围，根据电机转速确定反电势的基波频率，滤波器的截止频率为此转速范围内的最大反电势基波频率，通过理论计算做出每个转速范围中每间隔50rpm的转速对应的补偿角的查找表，如图2所示，三个相同截止频率的滤波器串联形成一个三级六阶滤波器，为了保证采样精度和速度，每隔50rmp对应一个补偿角。截止频率为500Hz的滤波器幅频和相频特性如图3和图4所示；

2、四相双凸极电机在一个电周期内，常用的控制方法为四相四状态的工作方式，每次导通两相。

以开关管不斩波为例来进行说明，上下管同时斩波时出现高频信号，更容易被滤波器滤除。设A、B、C、D四相端电压分别为U_A、U_B、U_C、U_D，中性点N为U_N。

若某一时刻，A相上桥臂和D相下桥臂导通工作，A、D两相端电压分别为U_A＝U_in(Uin是四相全桥电路直流端电压)，U_D＝0；若A相上桥臂和D相下桥臂关断，该两相端电压分别为U_A＝0，U_D＝U_in。中性点电压U_N始终为U_in/2。

中性点电压：

$U_N=\frac{U_A+U_D}{2}$

因B、C相不导通，则B、C相端电压表达式为：

$U_B=e_b+U_N=e_b+\frac{U_A+U_D}{2}=e_b+\frac{U_{\mathrm{in}}}{2}$

$U_C=e_c+U_N=e_c+\frac{U_A+U_D}{2}=e_c+\frac{U_{\mathrm{in}}}{2}$

端电压为一周期信号，Uin/2为基准。为了不超过滤波器最大限幅值，经过电压传感器采集的端电压值从0～Uin按比例缩小至0～2.5V。经过减法器减去直流偏置后得到反电势，分别如图5、图6所示。实际中反电势基波的提取是通过低通滤波器实现，但滤波器的引入必然引起基波相位的滞后，设滤波器引起的相位滞后角度为α，对滤波后的基波补偿β(β＝α-90°)角度，才可以使得基波过零点与实际换相点一致，此时可通过过零比较器获得实际的换相位置。

由于A，B，C，D四相反电势相位相差90°，A相与C相，B相与D相的基波幅值相等，相位相差180°，故通过电压传感器检测四相双凸极电机的任意相邻两相端电压(以A相和B相为例)，检测到的端电压UA和UB首先经过模拟减法器减去直流偏置，得到反电势，然后根据A相反电势过零电压点来计算此时电机转速n；

3、可以根据所需要的转速范围来设计N(N是大于2的自然数)种截止频率的滤波器。下面以N是5来进行说明。将步骤2所述的电机转速n与步骤1所述的预先设定的五个转速范围进行比较，若n在转速范围200～400rpm中，则A、B相反电势经过滤波器1后通过AD采样模块送入DSP；若n在转速范围400～600rpm中，则A、B相反电势经过滤波器2后通过AD采样模块送入DSP；若n在转速范围600～800rpm中，则A、B相反电势经过滤波器3后通过AD采样模块送入DSP；若n在转速范围800～1000rpm中，则A、B相反电势经过滤波器4后通过AD采样模块送入DSP；若n在转速范围1000～1500rpm中，则A、B相反电势经过滤波器5后通过AD采样模块送入DSP；

4、将步骤3所述的经过AD采样进入DSP中的A、B相反电势在DSP中根据步骤1预先设置的查找表来进行坐标变换以实现精确相位补偿，相位补偿需要进行坐标变换，如图7所示，计算AB坐标系在ab坐标系上的投影，得到ab坐标系下的E_as和E_bs，其中a轴、b轴分别对应E_as和E_bs的基波方向：

E_as＝E_acosβ+E_bsinβ

E_bs＝E_bcosβ-E_asinβ

坐标变换的本质就是实现基波相位的补偿，使反电势基波过零点与换相位置一致。经过补偿后的反电势波形通过DA转换通过过零比较器与零基准点进行比较，输出信号；

5、步骤4所述的信号在FPGA中进行逻辑运算，产生八个脉冲驱动信号给四相主功率电路的开关管，完成控制。

6、坐标变换实现转速的计算：

对步骤3所述的变换后A相矢量积分得：

$\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}=a_1\∫\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})+b_1\∫\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}=\frac{a_1\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})-b_1\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})}{\mathrm{\ω}}=\frac{E_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{\ω}}$

实现了角速度的提取，如图8所示，积分相当于超前了90°，即Eac＝-Ebs。转速为：

$\mathrm{\ω}=\frac{E_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}=\frac{-E_{\mathrm{bs}}}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}$

7、本发明对一台四相16/12电励磁双凸极电机进行了实验，实验结果如图8所示。

Claims (2)

1.用于四相双凸极电机的无位置传感器控制方法，其特征包括以下步骤：

(1)从200rpm开始划分N个转速范围，在200rpm～1000rpm间每间隔200rpm划分一个转速范围，1000rpm～3000rpm间每间隔500rpm划分一个转速范围，3000rpm～6000rpm间每间隔1000rpm划分一个转速范围，6000rpm以上的转速每间隔2000rpm划分一个转速范围；为确保这个范围内的任意转速下的反电势经过滤波器滤波后的THD值在10％以内，该滤波器应为具备N种特征角频率的单级低通滤波器，每个特征角频率对应相应的转速范围，设计准则如下：

滤波器的传递函数为：

$G_C\left(f\right)=\frac{A0\·{(2\·\mathrm{\π}\·f_n)}^2}{{(j\·2\·\mathrm{\π}\·f)}^2+\left(\frac{2\·\mathrm{\π}\·f_n}{Q}\right)\·j\·2\·\mathrm{\π}\·f+{(2\·\mathrm{\π}\·f_n)}^2}$

特征角频率为：

$f_n=\frac{1/2\mathrm{\π}}{\sqrt{R_1{R}_2{C}_1{C}_2\·{10}^{-12}}}$

幅频特性：

T_c(f)＝20·log(|G_c(f)|)

相频特性：

$P\left(f\right)=\frac{\arg \left(G_c\left(f\right)\right)}{\mathrm{\π}}\·180$

其中A0是滤波器增益，Q是品质因数，R1和R2是输入电阻，C1是输入输出的飞跨电容，C2是输入电容，根据上述的滤波后的THD值在10％以内以及滤波器的幅频和相频特性，在200rpm～1000rpm间每间隔200rpm选择一个截止频率的滤波器，1000rpm～3000rpm间每间隔500rpm选择一个截止频率的滤波器，3000rpm～6000rpm间每间隔1000rpm选择一个截止频率的滤波器，6000rpm以上的转速每间隔2000rpm选择一个截止频率的滤波器，为了保证滤波效果，采用三个相同截止频率的二阶滤波器串联的结构，根据电机转速确定反电势的基波频率：

f_x＝n/5

其中n是电机转速，每个转速范围所选择的滤波器的特征角频率f_n是此转速范围内的最大转速的反电势基波频率，通过理论计算做出每个转速范围中每间隔50rpm的转速对应的补偿角的查找表；

(2)通过电压传感器检测四相双凸极电机的任意相邻两相端电压，检测到的端电压UA和UB首先经过模拟减法器去除直流偏置Uin/2，其中Uin是四相全桥电路直流端电压，然后根据此时A相电势过零电压点来计算此时电机转速n；

(3)将步骤(2)所述的电机转速n与步骤(1)所述的预先设定的N个转速范围进行比较，其中N是大于2的自然数，根据转速范围1、2、……N分别进入滤波器1、2、……N，滤波后的A、B相反电势通过AD采样模块直接送入DSP；

(4)将步骤(3)所述的经过AD采样进入DSP中的A、B相电势，根据步骤(1)预先设置的查找表来进行坐标变换以实现精确相位补偿，经过补偿后的反电势经过DA转换在外部的过零比较器中与零基准电压进行比较，输出信号给CAP捕获；

(5)步骤(4)所述的CAP口捕获信号经过DSP输出给FPGA，在FPGA中进行逻辑运算，产生八个脉冲驱动信号给四相主功率电路的开关管，完成控制。

2.根据权利要求1所述用于四相双凸极电机的无位置传感器控制方法，位置信号的获取包括以下步骤：

(1)根据权利要求1的步骤(2)中的A相电势的两个最近的过零电压点的时间差t来计算双凸极电机转速n＝30/pt，其中p为转子极数；

(2)根据步骤(1)所述的电机转速来选择滤波器，反电势经过滤波器后的滞后角α随着转速的不同而不同，换相位置需要补偿的角度β＝α-90°；

(3)根据步骤(2)所述的β角可以由两相坐标变换得到：

E_as＝E_acosβ+E_bsinβ

E_bs＝E_bcosβ-E_asinβ

E_cs＝-E_asE_ds＝-E_bs

其中Ea，Eb分别为坐标变换前A，B相的反电势矢量，Eas，Ebs，Ecs，Eds分别为坐标变换后的A，B，C，D相反电势矢量；

对变换后A相电势矢量积分得：

$\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}=a_1\∫\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})+b_1\∫\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}=\frac{a_1\sin (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})-b_1\cos (\mathrm{\β}+\mathrm{\ωt})}{\mathrm{\ω}}=\frac{E_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{\ω}}$

实现了角速度的提取，积分相当于超前了90°，即E_ac＝-E_bs，转速为：

$\mathrm{\ω}=\frac{E_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}=\frac{-E_{\mathrm{bs}}}{\∫E_{\mathrm{as}}\mathrm{dt}}$

(4)根据步骤(3)所述的坐标变换后得到的四个反电势矢量的过零电压点就与实际换相点一致，通过DSP中的DA转换将坐标变换后的A、B相反电势输出给比较器，比较后的值由DSP的CAP捕获后即为换相参考；

(5)步骤(4)所述的捕获信号由DSP进入FPGA进行逻辑运算，得到的开关信号输出给八个开关管，完成控制。