CN102869959A

CN102869959A - 超声波流量计

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Publication number: CN102869959A
Application number: CN2011800210682A
Authority: CN
Inventors: J·德拉奇曼
Original assignee: MIITORS APS
Current assignee: MIITORS APS
Priority date: 2010-04-28
Filing date: 2011-04-26
Publication date: 2013-01-09
Anticipated expiration: 2031-04-26
Also published as: WO2011134470A2; WO2011134470A3; US9383239B2; EP3421946A1; US11243109B2; EP4296630A3; CN105865548A; EP3842767C0; CN102869959B; US20130047695A1; BR112012027581A2; PL3842767T3; EP3842767B1; EP2383550A1; US20160282170A1; EP2564170B1; DK2564170T3; EP3842767A1; US20200217708A1; US10605646B2

Abstract

本发明公开一种超声波流量计，包括切换单元，用于切换信号产生器和至少两个超声波换能器之间的电传输信号，并用于切换换能器和接收器电路之间的电接收信号，其中切换单元与信号产生器的运算放大器的输出端以及接收器电路的运算放大器的反向输入端耦合。此外，本发明公开了描述超声波换能器特性的方法，包括从信号生成器的有源元件的一个或多个电源电流信号直接确定用于描述换能器特性的一个或多个量的步骤。此外，本发明公开了一种用于确定超声波流量计在流动路径中超声波信号的时间延迟的方法，包括将物理传送的、延迟的和接收的信号与仿真的非延迟信号进行比较的步骤。

Description

超声波流量计

技术领域

本发明涉及用于测量流体流量的超声波流量计，本发明更具体地处于渡越时间流量计量的领域。

背景技术

一般来说，利用渡越时间（transit time）方法的流量计量包括在测量流体流量的流动路径上放置具有合适的相互距离的两个超声波换能器。通过流体将超声波信号（典型地具有几兆赫的频率和几微秒的持续时间）从第一换能器传送给第二换能器，并记录第一传输时间。接下来，通过流体按相反方向来传送相似的超声波信号，也就是，从第二换能器到第一换能器，并记录第二传输时间。知道两个换能器之间的物理距离，两个记录的传输时间之间的差异可用于计算流体在流动路径上流动的流速。然而，计算的流速必须利用考虑声速和流体粘度的校正表进行校准。这些特性都取决于温度，在流体类型已知时，具有取决于温度的校正值的校正表是足够的。

在利用这种类型流量计进行工作时要面对的一个问题是：换能器参数不仅在采样之间非常容易变化，而且会随着时间的流逝以及当温度变化时发生变化。这样的差异和变化改变了接收信号的形状，使得难以使用该形状作为计算绝对渡越时间的基础。

在过去的25年里，超声波流量计量经历了巨大的发展，从少量的实验室仪器发展为非常大量生产的标准设备。在一定程度上已经克服了技术上和商业上的挑战，在流量计量的许多领域中，现在该技术可与包括机械计量表的大部分其它方法相竞争。例如，现在大量生产的高精度流量计通常用作水表、量热计、气体计量表和用于开账单的其它计量表。

一些继续产生影响的挑战正在改善流量计，从而它们不太对电子噪声和声学噪声敏感，并仍保持流量计稳定和可生产，并且不会牺牲成本和功耗。通过增加信噪比可减小对噪声的敏感性，这是增大信号的最有效方法。

超声波流量计中典型的声学噪声源是涨潮流（flow current）中的边缘和外部振动，均产生独立于由计量表自身产生的超声波的固定声学噪声水平。通过增加由换能器产生的声学信号或改变流量计的物理形状，可减小对声学噪声的敏感性。

超声波流量计中的电子噪声有许多源，例如热噪声、外部感应的（通过电磁场、电场或磁场或通过导线）电压和电流，或内部感应的（来自电路中的其它信号或时钟）交叉耦合，其中一些依赖于信号电平，其中一些独立于信号电平。减小对电噪声敏感性的最有效方法是通过增加所涉及的电信号，并通过尽可能低地保持电节点的阻抗，以便减小电噪声源的影响。

涉及这些主题的许多不同的电子电路是现有技术已知的，例如GB2017914（Hemp）、US 4,227,407（Drost）、DE 19613311（Gaugler）、US 6,829,948（Nakabayashi）、EP 0846936（Tonnes）和EP 1438551（Jespersen），每个都有优点和缺点。

两个最后涉及的文献（Tonnes和Jespersen）描述了换能器耦合，其具有从换能器来看阻抗在传输情况和接收情况中相同的优势。在这两个专利文献中的讨论解释：该特征是整个流量计在真实情况下下证明稳定性和可生产性的先决条件，也就是，没有关于计量表中组件之间的匹配的不切实际的要求。这种事实的原因是准确的阻抗匹配允许流量计充分使用互反定律。

尽管互反和稳定流量计量之间的关联已经知道许多年了，但是目前已知，在这些专利文献中描述的关联仅为充分实现承受压电超声波换能器的固有公差以便能够生产可产生和稳定的流量计的实践方法。

在这两个文献中描述的换能器耦合包括阻抗，其中该阻抗具有将从换能器接收的电流信号转换为可测量的电压信号的功能。不幸的是，如在下面进一步详细解释的，该阻抗还限制了可供应给换能器的电信号，并且为了在最大可能的接收电压信号中产生，将阻抗的大小限制在超声波换能器在感兴趣频率上的阻抗的0.5至2倍的范围内。

Nakabayashi（US 6,829,948）具有另一种方法，其中生成器和接收器通过两个不同的手段来实现，但是在该配置中，为了在改变换能器参数时的稳定结果，会牺牲接收信号强度。

如下所述，本发明的目的是克服上面指出的问题，并且提供稳定的、可生产的能够传输高声学信号的流量计。

发明内容

本发明涉及一种在包括两个超声波换能器的超声波流量计的流动路径中确定超声波信号的绝对渡越时间的方法，所述方法包括以下步骤：

·在将输入信号提供给信号生成器的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源到信号生成器的有源组件以驱动换能器的电流，从而获得用于换能器的电源电流信号，

·如果在两个超声波换能器之间的超声波信号的传输中没有时间延迟，则仿真与来自流量计的接收器电路的输出信号相似的流量计响应以作为输出信号，

·将仿真的流量计响应与由接收器电路实际接收的测量的流量计响应进行比较，以及

·计算绝对渡越时间，以作为仿真的流量计响应和测量的流量计响应之间的时间差。

相比于之前已知的方法，这样的方法已经表现出是有效的，并导致对绝对渡越时间的非常精确的确定。

在本发明的实施方式中，仿真流量计响应的步骤包括：

·将单一脉冲输入信号提供给信号生成器以驱动换能器，所述信号产生器包括有源组件，

·在将输入信号提供给信号生成器的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源到有源组件的电流，从而获得用于换能器的单一脉冲电源电流信号，

·调整单一脉冲电源电流信号并且获得换能器的仿真的单一脉冲响应，

·对其它换能器重复之前的三个步骤，从而获得另一仿真的单一脉冲响应，

·通过对换能器的两个获得的单一脉冲响应进行卷积（convolution），找到系统的单一脉冲响应，以及

·通过结合系统的所找到的单一脉冲响应的多个实例，计算仿真的流量计响应，其中按照合适的延迟来重复上述多个实例。

这已经表明是一种获得与测量的流量计响应非常相似的仿真的流量计响应的有效方式。

在本发明的一个实施方式中，仿真流量计响应的步骤包括：

·将脉动输入信号提供给信号生成器以驱动换能器，所述信号生成器包括有源组件，

·在将输入信号提供给信号生成器的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源到有源组件的电流，从而获得一个或多个电源电流信号，

·从得到的一个或多个电源电流信号或从由一个或多个得到的电源电流信号导出的一个或多个产生的信号，直接地确定用于描述换能器特性的一个或多个量，

·对其它换能器重复之前的三个步骤，从而获得用于描述其它换能器特性的相似的量，

·使用换能器的经确定的特征量，以找到换能器的等效模型，并建立流量计的换能器和信号生成器和/或接收器电路的电子电路的多个仿真模型，以及

·通过将到达第一换能器的物理传输信号的采样版本或输入信号功能写入到数字仿真模型中，对流量计系统进行仿真，从而获得仿真的流量计响应。

这是获得与测量的流量计响应非常相似的仿真的流量计响应的另一有效的方式。

在本发明的实施方式中，用于描述换能器特性的量包括由一个或多个获得的信号和/或导出的信号的至少一部分确定的振荡周期（oscillationperiod）和/或阻尼参数，所述信号部分表示阻尼振荡。

涉及换能器的阻尼振荡的振荡周期和阻尼参数是换能器非常有用的特性，其非常适于构建换能器的合适的等效模型。

在本发明的实施方式中，通过监测横跨在信号生成器的有源组件和信号生成器的一个或多个电压电源之间串联安排的一个或多个电流感知电阻上的电压，获得一个或多个电源电流信号。

这是用于测量电流信号的简单、稳定和公知的方法。

在本发明的实施方式中，计算绝对渡越时间的步骤包括：

·例如通过快速傅里叶变换，将仿真的流量计响应和测量的流量计响应转换到频域，

·在频域中的至少两个不同频率上确定两个流量计响应之间的相位角，以及

·通过从两个确定的相位角计算群时间延迟（group time delay）以确定绝对渡越时间。

快速傅里叶变换的使用和在频域中的操作实质上减小了确定绝对渡越时间所需要的计算量。

在本发明的实施方式中，计算绝对渡越时间的步骤包括：

·分别找到仿真的流量计响应和测量的流量计响应的经滤波的包络（filtered envelope），

·分别识别时间上的两个点，其中经滤波的包络达到它们最大值的50%，以及

·计算绝对渡越时间以作为时间上两个识别点之间的时间差。

该方法已表明提供了对通过流量计的流动路径的超声波信号的绝对渡越时间的非常精确的确定。

在本发明的一个方面，其涉及一种超声波流量计，包括至少一个超声波换能器和用于生成去往换能器的电信号的信号生成器，信号生成器包括有源组件，其中流量计进一步包括用于测量去往信号生成器的有源组件的一个或多个电源电流的装置。

在将换能器安排在流量计中时，这样能够实现描述换能器的特性的可能性。

在本发明的实施方式中，用于测量一个或多个电源电流的装置包括串联插入到正电源电压的源和有源组件之间的电阻。

这是用于测量电流信号的简单、稳定和公知的方法。

在本发明的实施方式中，用于测量一个或多个电源电流的装置包括串联插入到负电源电压的源和有源组件之间的电阻。

测量两个电源连接中的电源电流能够实现对换能器的更快的特性描述，同时测量两个电源电流信号。

在本发明的一个方面，其涉及一种用于描述超声波换能器的特性的方法，所述方法包括以下步骤：

·在将输入信号提供给信号生成器的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源到有源组件的电流，从而获得一个或多个电源电流信号，以及

·从所获得的一个或多个电源电流信号或从一个或多个获得的电源电流信号导出的一个或多个产生的信号直接地确定用于描述换能器特性的一个或多个量。

在将换能器安排在流量计中时，该方法能够实现换能器的特性描述。

在本发明的实施方式中，有源组件是运算放大器。

在本发明的另一实施方式中，有源组件是驱动换能器的数字电路。

这反映了可在信号生成器中使用的不同类型的有源组件。

这是用于测量电流信号的简单、稳定和公知的方法。

在本发明的实施方式中，用于描述换能器特性的量包括从一个或多个获得的信号和/或导出的信号的至少一部分确定的振荡周期和/或阻尼系数，所述信号部分表示阻尼振荡。

在本发明实施方式中，其涉及一种用于在超声波流量计的流动路径中确定超声波信号的时间延迟的方法，所述方法包括以下步骤：

·通过确定特性量，诸如换能器的阻尼振荡的阻尼系数和角频率，描述流量计的两个换能器的特性，

·使用换能器的确定的特性量，找到换能器的等效模型，并且建立换能器、流量计的信号产生器和/或接收器电路的电子电路的数字仿真模型，

·通过将到达第一换能器的物理传输信号的输入信号功能或采样版本录入到数字仿真模型中来对流量计系统进行仿真，如果在两个换能器之间的超声波信号的传输中没有时间延迟，则由此获得对应于来自依照模型的接收器电路的输出信号的仿真模型响应，

·记录由接收器电路实际接收的物理流量计响应，以及

·通过相比于仿真模型响应确定物理流量计响应的时间延迟，计算绝对渡越时间。

在本发明的实施方式中，计算绝对渡越时间的步骤包括以下步骤：

·分别找到仿真模型响应和物理流量计响应的经滤波的包络，

这种计算绝对渡越时间的方法已表明是非常精确和可再生产的，考虑到换能器参数不仅非常可能在采样之间变化，而且还会在温度改变时并且随时间改变。

在本发明的一个方面，其涉及一种超声波流量计，包括至少一个超声波换能器和用于处理从至少一个超声波换能器接收的电信号的信号处理单元，其中将信号处理单元安排为以低于至少一个超声波换能器的谐振频率2倍的采样频率对连续信号进行数字化。

这样允许在流量计中使用比所需要的更慢和更便宜的模数转换器。

在本发明的一个方面，其涉及一种超声波流量计，包括用于流体流动的流动路径；至少两个与流动路径声学耦合的超声波换能器，其中将一个换能器沿着流动路径安排在另一换能器的上游；信号生成器，用于生成去往换能器的电传输信号，信号生成器包括负反馈耦合运算放大器；接收器电路，用于接收来自换能器的电接收信号，接收器电路包括负反馈耦合运算放大器；切换单元，用于在信号生成器和换能器之间切换电传输信号，以及用于在换能器和接收器电路之间切换电接收信号；信号处理单元，用于根据电接收信号在流动路径上提供流速的输出指示，其中切换单元与信号生成器的运算放大器的输出端耦合，并且切换单元与接收器电路的运算放大器的反向输入端耦合。

从而，本发明特别涉及用于记账目的的高精度、高容量、低功率和低成本消耗的计量表。

通过将切换单元以及换能器与信号生成器的运算放大器的输出端以及与接收器电路的运算放大器的反向输入端耦合，可实现从换能器来看阻抗是相同的，而不管换能器作为发送器或以接收器进行操作。这意味着用于线性无源电路的互易定理（reciprocity theorem）应用于流量计，这对于其稳定性和可生产性是重要的。

在本发明的实施方式中，相比于换能器的阻抗，信号生成器的输出阻抗和接收器电路的输入阻抗是可以忽略的，例如小于10欧姆，优选的小于1欧姆，更优选的小于0.1欧姆。

选择信号生成器SG的非常低的输出阻抗和接收器电路RC的非常低的输入阻抗有利于获得换能器将体验两个换能器彼此充分接近，并确保电传输和接收信号的衰减最小。

在本发明的实施方式中，信号生成器和接收器电路共享至少一个有源组件。

这在生产流量计时有利于节省组件成本。

在本发明的实施方式中，信号生成器的全部有源组件与接收器电路的全部有源组件完全隔离。

为信号生成器和接收器电路使用不同的有源组件，能够使得一直通过流量计传送信号而无需在传输过程中进行传输路径的任何切换成为可能。

在本发明的实施方式中，信号生成器和接收器电路中的一个或多个运算放大器是电流反馈运算放大器。

电流反馈放大器的使用是有利的，这是由于这样的放大器在反向输入端具有更低的输入阻抗，并且相比于其他类型的运算放大器，具有更大的带宽和更低的功耗以及在高频处更高的增益。

在本发明的实施方式中，信号生成器和接收器电路中的一个或多个运算放大器以输入公用模式电压进行工作，其AC组件实质上为0或至少是可忽略的。

这样对于一些类型的运算放大器是重要的，特别是具有最高带宽和很低电流消耗的最快运算放大器，这是因为能够充分限制用于线性操作的输入上允许的电压摆动。

在本发明的实施方式中，将至少两个换能器安排为能够同时传送超声波信号。

在该配置中，发送电传输信号的次数仅为其它配置中发送电传输信号次数的一半，以便节省电池寿命。此外，在两个方向上同时测量渡越时间，并且因此在两个方向上的测量之间不会发生流速的突然改变。

附图说明

在下文中，通过参照附图更为详细地介绍和解释本发明的一些示例实施方式，其中

图1示意性地描述了现有技术中已知的用于渡越时间流量计量的超声波流量计的总体结构；

图2a示意性地描述了现有技术中已知的超声波流量计中的超声波换能器的耦合；

图2b示意性地描述了现有技术中已知的在另一超声波流量计中的超声波换能器的耦合；

图3示意性地描述了根据本发明实施方式的超声波流量计中的超声波换能器的耦合；

图4示意性地描述了根据本发明另一实施方式的超声波流量计中的超声波换能器的耦合；

图5示意性地描述了根据本发明又一实施方式的超声波流量计中的超声波换能器的耦合；

图6示出了根据本发明实施方式的超声波流量计中最基本的电子组件的示意图；

图7a示意性地描述了用于执行第一步骤以获得驱动超声波换能器的有源组件的电源电流信号的结构；

图7b示意性地描述了用于执行第二步骤以获得驱动超声波换能器的有源组件的电源电流信号的结构；

图7c描述了将用于获得这样电源电路信号的信号生成器和接收器电路连接的优选方式；

图8a示意性地描述了从驱动超声波换能器的有源组件的电源电流信号获得超声波换能器的特性的第一步骤；

图8b示意性地描述了从驱动超声波换能器的有源组件的电源电流信号获得超声波换能器的特性的第二步骤；

图9描述了超声波换能器的公知的等效图；

图10描述了导出根据本发明的超声波流量计的简单等效图的一些步骤；

图11描述了通过根据本发明的流量计的物理信号链和仿真信号链之间差异和相似性；

图12示意性地描述了根据本发明的非常精确地确定流动路径上超声波信号的时间延迟的方法；

图13示意性地更为详细地描述了从通过像图12中描述的方法一样的方法获得的响应信号计算绝对渡越时间的方法；

图14描述了根据本发明的信号生成器和与其连接的超声波换能器的等效图；

图15a描述了单一脉冲信号；

图15b描述了第一超声波换能器响应于图15a中单一脉冲获得的电源电流信号；

图15c描述了第二超声波换能器响应于图15a中单一脉冲获得的电源电流信号；

图15d描述了响应于图15a中的单一脉冲在没有任何超声波换能器的情况下获得的电源电流信号；

图16a描述了经计算的第一超声波换能器的单一脉冲响应；

图16b描述了经计算的第二超声波换能器的单一脉冲响应；

图16c描述了根据本发明的全部超声波换能器系统的经计算的单一脉冲响应；

图17a描述了仿真的流量计响应；

图17b描述了测量的流量计响应；

图18a描述了在频域中真实和仿真流量计响应的幅度之间的理论关系；

图18b描述了在频域中真实和仿真流量计响应的理论相位角；

图19描述了相应的仿真和测量的流量计响应的实施例；

图20a描述了在图19中示出的仿真流量计响应在频率域中的幅度；

图20b描述了在图19中示出的测量流量计响应在频率域中的幅度；

图21a描述了图19中示出的流量计响应之间的实际相位角；

图21b描述了图21a中示出的图形的部分；

图22描述了图21b中示出的部分的斜率；

图23a描述了连续信号的频谱的实施例；

图23b示意性地描述了对连续信号进行采样不足（undersampling）的谱序列，其频谱在图23a中进行描述；

图23c示意性地描述了通过改变采样频率和对信号进行滤波如何能够重构采样不足的信号；

图24a描述了连续信号的实施例；

图24b描述了以信号频率的5/6的采样频率对图24a的信号进行采样所获得的数字采样；

图25a描述了使用宽带FIR重构滤波器对图24a的信号进行重构；

图25b描述了使用窄带FIR重构滤波器对相同的信号进行重构；

图26示意性地描述了用于找到采样不足的连续信号的幅度和相位的方法；

图27示意性地描述了在没有失真的情况下重构采样不足的连续信号的方法；

图28示意性地描述了根据本发明的用于在流动路径中非常精确地确定超声波信号的时间延迟的扩展方法。

具体实施方式

图1示出了现有技术中已知的用于渡越时间流量计量的超声波流量计的总体结构。控制器单元CU控制信号生成器SG、切换（switching）单元SU和接收器电路RC的操作，其中切换单元SU在一侧的信号生成器SG和接收器电路RC与另一侧的两个超声波换能器TR1、TR2之间建立不同的电连接。将两个换能器TR1、TR2安排在要在其中计量流体流量的流动路径FP中，沿着流动路径FP，一个换能器TR1在另一换能器TR2的上游。

原则上，以三个步骤执行流量计量：

1.开关单元SU建立，以将信号生成器SG连接到第一换能器TR1，以及将第二换能器TR2连接到接收器电路RC。

将电传输信号（典型地具有几兆赫的频率和几微秒的持续时间的脉动信号）从信号生成器SG通过开关单元SU发送给第一换能器TR1，从第一换能器TR1将信号作为超声波信号通过流体传送给第二换能器TR2。从TR2，信号继续作为电流接收信号通过开关单元SU到达接收器电路RC，其中在接收器电路RC中将接收信号转换为电压信号。

信号处理单元（在图1所示配置中的控制器单元CU的一部分），分析电压信号，从换能器TR1到换能器TR2，通过相比于电传输信号的电接收信号的延迟，计算超声波信号通过流体的渡越时间，并记录该渡越时间（t₁）。

2.将切换单元SU的配置改变为将信号生成器SG与第二换能器TR2连接，并且将第一换能器TR1与接收器电路RC连接。

如步骤1，从信号生成器SG发送电传输信号，并且由接收器电路RC接收电接收信号，仅在这个时候将超声波信号通过流体以相反的方向进行传送，也就是，从第二换能器TR2到第一换能器TR1。

再次，信号处理单元计算和记录渡越时间（t₂）。

3.信号处理单元以下列形式的公式计算在流动路径FP上的流量的指示：

Φ &Proportional; K (t_{1} - t_{2}, t_{1} + t_{2}) \cdot \frac{t_{1} - t_{2}}{{(t_{1} + t_{2})}^{2}}

（公式1）

其中Φ是流量指示，其与公式1中示出的由在校正因素表中找到的校正因素K相乘的分数成比例，其一旦确定并将用于指定流体的全部指定类型的流量计。

该校正因素表考虑了多个物理量，例如流量计中流动路径FP的尺寸和物理配置以及流体粘度。

从公式1可以看到，一旦建立了校正因素表，从两个量（t₁-t₂）和（t₁+t₂）可计算流量指示。

这些量中的第一个，（t₁-t₂），其是两个渡越时间之间的差，典型地是几纳秒的数量级，但是可通过找到两个接收信号之间的相位差来容易地进行确定。通过多年来公知的几个模拟和数字方法，可以非常精确地完成（精度可直到10-100皮秒之间），这是由于这样的事实：假定应用用于线性无源电路的互反定律，由于不同的渡越时间（t₁和t₂），除了相位差之外，两个接收信号是相同的。通常，如果确保阻抗（从换能器TR1、TR2来看）相同，无论是否换能器TR1、TR2作为超声波的发射器或接收器，都是这种情况。

另一方面，很难准确地计算另一个量，（t₁+t₂），其是两个渡越时间的和，典型地是几微秒的数量级，这是因为其包括对确切的传输时间（t₁和t₂）的计算，其再次要求非常精确地确定每个接收信号的前沿，由于接收信号的形状，这绝不是个简单的工作。

因此，在许多已知的流量计中，事实上不计算该量。相反，使用下列公式进行估计：

\frac{d}{c} = t \approx t_{1} \approx t_{2}

（公式2）

在该公式中，d是两个换能器TR1、TR2之间的距离，并且c是超声波在实际流体中的速度，其中对该实际流体的流量进行计量。对于指定的流量计，d由换能器TR1、TR2在流动路径FP上的物理位置获得，并且，对于指定的温度，可在表中找到指定流体中超声波的速度。因此，通过测量流体的温度，可找到t₁和t₂的估计，其于是可被用于估计在公式1中使用的量（t₁+t₂）。

图2a和图2b分别示意性地描述了根据Tonnes（EP 0846936）和Jespersen（EP 1438551）的发明在超声波流量计中超声波换能器的耦合的实施例。

正确地执行的情况下，两种耦合均确保应用用于线性无源电路的互反定律。

在如图2a所示的耦合中，将电传输信号从信号生成器SG通过信号阻抗Zsig传送到换能器TR1。在如图2b所示的耦合中，另一方面，信号生成器SG包括负反馈耦合放大器电路，其中数字脉动信号与运算放大器OPsg的非反向输入端连接，并且信号阻抗Zsig形成运算放大器OPsg的输出端和反向输入之间的反馈。换能器TR1通过自适应阻抗Zad与运算放大器OPsg的反向输入端连接，其中自适应阻抗Zad远小于信号阻抗Zsig，并且因此在实际上可忽略。

在两个所示的耦合中，切换单元SU包括被安排为能够分别将两个换能器TR1、TR2与公用导体CC连接的两个开关SW1、SW2，其中公用导体CC将信号生成器SG与接收器电路RC连接。在这两种情况下，开关SW1、SW2中每一个的位置在流量计量中需要改变，以便确保在从信号生成器SG传输电传输信号时，换能器TR1、TR2中的一个与公用导体CC连接，反之，在由接收器电路RC接收电接收信号时，另一换能器TR2、TR1与公用导体CC连接。在超声波信号已经离开传送换能器TR1、TR2后，但在其到达接收换能器TR2、TR1之前必须发生这种开关位置的改变。因此，定时非常重要。

在图2a和图2b示出的两种耦合中，信号电流所经过的信号阻抗Zsig具有将从换能器TR2、TR1接收的电流信号转换为可测量的电压信号的功能。通过将接收电流乘以信号阻抗Zsig来找到电压信号的大小，较大的信号阻抗Zsig导致较大的接收电压信号。

不幸的是，由于给信号生成器SG提供的电源电压的实际限制，信号阻抗Zsig也限制可提供给换能器TR1、TR2的电信号，这是由于在将信号传输给换能器TR1、TR2时还存在信号阻抗Zsig。因此，来自信号生成器SG的输出电压必须大于换能器TR1、TR2上要求的信号。导致最大的接收电压信号的折衷是信号阻抗Zsig的值的范围在超声波换能器TR1、TR2在感兴趣频率（frequency of interest）处的阻抗的0.5倍和2倍之间。

另一方面，本发明提供稳定的、可生产的流量计，其能够传送高声学信号，同时通过高信号阻抗来放大接收的电流信号并且在电路中的敏感节点上具有低阻抗。

本发明的基本观点是在传送和接收情况中将换能器TR1、TR2与不同节点连接，以确保仍应用用于线性无源电路的互反定律，也就是，不用牺牲这样的特性：无论是否换能器TR1、TR2用作发射器或接收器，从换能器TR1、TR2来看阻抗是相同的。

这通过将切换单元SU的开关SW1、SW2与信号生成器SG的运算放大器OPsg的输出端和接收器电路RC的运算放大器OPrc的转换输入端耦合来实现，如示出了本发明实施方式的图3示意性的描述的。

通过在信号生成器SG中使用具有很低输出阻抗的运算放大器OPsg，并通过选择导致分别为两个运算放大器OPsg、OPrc构建负反馈电路的合适的反馈阻抗Zfb、sg、Zfb、rc的反馈组件，可以获得具有很低输出阻抗的信号生成器SG和具有很低输入阻抗的接收器电路RC，同时说明运算放大器OPsg、OPrc的寄生组件。很低的阻抗可通过将在感兴趣频率处具有很高增益的运算放大器与负反馈耦合来获得。

选择信号生成器SG的很低输出阻抗和接收器电路RC的很低输入阻抗是有利的，这具有四个原因：

首先，如果这些阻抗相比于换能器TR1、TR2的阻抗均足够低，并且可解释寄生组件（parasitic component），则即使在信号生成器SG的输出阻抗和接收器电路RC的输入阻抗之间实际上可能会有微小的差别，换能器TR1、TR2也会认为两个阻抗足够彼此靠近。实际上，这意味着，应用用于线性无源电路的互反定律，并且流量计是稳定和可生产的。

对于适当的实现方式，相比于这些换能器阻抗，信号生成器SG的输出阻抗和接收器电路RC的输入阻抗应当都可忽略，也就是，小于换能器阻抗的1%，优选地小于换能器阻抗的0.1%。根据换能器大小和材料以及传送信号的频率，在感兴趣频率处的换能器阻抗通常落入100欧姆-1000欧姆的范围内。

第二，对较小的输出和输入阻抗的选择确保电传输和接收信号的衰减最小化，使接收器电路RC接收的输出信号最大化。

第三，选择非常低的阻抗，这是因为在电路的不同部分中的可忽略公差内难以匹配中距值，特别是复杂阻抗以及不仅仅要考虑绝对阻抗值的情况。

第四，低电路阻抗不易于受到外部噪声源的干扰。

图3中所示耦合的明显优点是通过分别在信号生成器SG和接收器电路RC中使用两个不同的运算放大器OPsg、OPrc，在两个换能器TR1、TR2之间，在超声波信号的传输和接收之间不需要进行切换。当开关SW1、SW2处于图3所示位置时，电传输信号会从信号生成器SG通过第二开关SW2传递到第二换能器TR2，由第二换能器TR2将超声波信号通过流动路径（FP）传送给第一换能器TR1，从而电接收信号将从第一换能器TR1通过第一开关SW1到达接收器电路RC。为了在相反的方向上传送超声波信号，两个开关SW1、SW2的位置必须转换，并且再一次将信号从信号生成器SG一直传送给接收器电路RC，在传输过程中不发生任何切换。在这种方式下，可避免切换噪声，并可执行更精确的计量。

现有技术已知的是，单独的电路已经用于构建信号生成器和接收器电路。然而，在这些情况下，或者换能器在传送和接收情况中经历不同的阻抗，或者用于两个换能器的放大因素是不同的，本发明没有充分公开超过理论的部分，或者选择高阻抗。

后者具有这样的劣势，设计在感兴趣频率（100kHz到10MHz）上输出阻抗远大于（100-1000倍）换能器阻抗的信号生成器非常具有挑战性。还具有这样的劣势，输出信号幅度的优化需要考虑用于获得优化信号电平的换能器阻抗。由于超声波换能器的阻抗在大部分情况下取决于温度和采样之间的差别，因此这不是微不足道的。最后，但并不是不重要，这样的方法对电噪声更加敏感。

近年来，已经设计出具有很低阻抗的可行的新型的运算放大器，甚至在电池供电的流量计中。特别是，所谓的电流反馈运算放大器，其在反向（inverting）输入端上具有低输入阻抗并相比于其它类型的运算放大器在高频上还具有更高的带宽、更低的功耗和更高的增益，在本发明中使用是有益的。

图4示意性地描述了根据本发明另一实施方式的在超声波流量计中超声波换能器的耦合，其中在信号生成器SG和接收器电路RC中使用相同的电路。本发明的显著优势是仅有一个公用运算放大器OP，并且因此，也仅需要一组用于提供希望的产生的反馈阻抗Zfb的反馈组件。

由于在信号传输过程中需要对信号路径进行切换，用于支付该成本的价格是节约的。如图4所示，分别将两个换能器TR1、TR2与组合的信号生成器和接收器电路SG/RC连接的两个开关SW1、SW2的每一个具有三个可能的位置。

这意味着两个换能器TR1、TR2中的每一个能够：

1.通过与运算放大器OP的输出端耦合以便设置换能器传送超声波信号，从运算放大器OP接收电传输信号，公用电路SG/RC作为信号生成器，

2.通过与运算放大器OP的反向输入端耦合以便设置换能器接收超声波信号，将电接收信号传送给运算放大器OP，公用电路SG/RC作为接收电路，或者

3.当其它换能器与公用电路连接时，断开与公用电路SG/RC的连接。

因此，通过在合适的时间适当地设置且改变开关SW1、SW2的位置，可获得电传输信号的希望的信号路径，超声波信号和电接收信号。对于将超声波信号从第一换能器TR1传送到第二换能器TR2，通过将第一换能器TR1与作为信号生成器进行工作的公用电路SG/RC连接，首先设置第一换能器TR1传送超声波信号，而第二换能器TR2断开与公用电路SG/RC的连接。随后，当由第一换能器TR1传送超声波信号但在其到达第二换能器TR2之前，第一换能器TR1断开与公用电路SG/RC的连接，并且通过将第二换能器TR2与作为接收器电路进行工作的公用电路SG/RC连接，设置第二换能器TR2以接收超声波信号。对于在相反方向上传送超声波信号，相比于上述描述，简单地交换两个换能器TR1、TR2的连接。

图5示意性地描述了根据本发明另一实施方式的在超声波流量计中超声波换能器的耦合。在这种情况下，存在两个接收器电路RC1、RC2，每个分别包括运算放大器OPrc1、OPrc2和具有阻抗Zfb、rc1和Ffb、rc2的负反馈电路。这允许两个换能器TR1、TR2同时传送超声波信号。

为了做到这一点，通过在合适的位置上设置开关SW1、SW2，两个换能器TR1、TR2均首先与信号生成器SG连接。电传输信号同时被传送给两个换能器TR1、TR2，从该两个换能器TR1、TR2将所述信号传送到流动路径（FP）中，以作为来自每个换能器TR1、TR2的超声波信号。在来自第一换能器TR1的超声波信号到达第二换能器TR2之前，反之亦然，改变开关SW1、SW2的位置，从而换能器TR1、TR2中的每一个与接收器电路RC1、RC2中的一个连接。

按这种方式，可在单一的操作中沿着流动路径FP向上游和下游发送超声波信号。然而，为了消除任何可能的微小的计量误差，应当确保对于超声波信号的每个传输，换能器TR1、TR2和接收器电路RC1、RC2之间的连接互换，从而在每个第二时间，指定的换能器TR1、TR2仅与相同的接收器电路RC1、RC2连接，其中计量误差是由于两个接收器电路RC1、RC2不能被构建的完全相同的事实导致的。

之前附图中示出的耦合与图5中示出的耦合的另一个区别在于，数字脉动信号通过滤波器阻抗Zfilt与信号生成器SG的运算放大器OPsg的反向输入端连接，其中滤波器阻抗Zfilt对电传输信号的放大和过滤产生影响，且运算放大器OPsg的非反向输入端接地。

相比于在之前附图中示出的信号生成器SG的配置，其中随着数字脉动信号变化，运算放大器的输入公用模式电压会呈现出一些变化，本配置具有输入公用模式电压被保持为恒定DC水平的优势。这对于一些类型的运算放大器是重要的，特别是对于具有最高带宽的最快运算放大器。

图6示出了根据本发明实施方式的超声波流量计中最基本的电子组件的示意图。

在该图中，标记为IN1和IN2的两个输入指示两个数字脉动信号的输入，两个电阻R4和R7用于通过两个数字信号为信号生成器SG产生对称的传输信号，并且电容C7形成进入的传输信号和信号生成器SG之间的AC耦合。

两个电阻R3和R9以及两个电容C1和C9形成用于进入的传输信号的低通滤波器（对应于图5中的Zfilt）。

OPsg是信号生成器SG的运算放大器，其不仅放大进入的传输信号，而且对于将信号生成器SG的输出阻抗调整为非常低（也就是，实际上为0）是重要的。

三个电阻R1、R2和R40以及两个电容C29和C30共同构成运算放大器OPsg的负反馈阻抗（对应于图3和图5中的Zfb、sg）。

三个电阻R11、R41和R45共同形成定义OPsg和OPrc的反向输入的参考电压的电压分配器（divider）。由于OPsg和OPrc均被配置为反向放大器，因此参考电压分别与两个运算放大器OPsg和OPrc上的输入公用模式电压相同。提供给两个运算放大器OPsg和OPrc的参考电压由两个电容C2和C25去耦。

V3（对应于图7a和图7b中的VCC）是用于电路的正电源电压。在低功耗流量计（例如电池供电的流量计）中，V3可优选的在大部分时间由开关（在图中没有示出）截止，从而电路以很低的占空比进行操作。

在图6所示的实施方式中，切换单元SU包括在用于将换能器TR1、TR2与信号生成器SG和接收器电路RC耦合的集成电路中的单CMOS芯片上实现的四个开关。通过维护高电压，切换单元SU的管脚IN1-IN4中的每个分别控制线路D1-S1、D2-S2、D3-S3和D4-S4之间连接的四个开关中的一个。在图6所示的图中，将开关配置为将信号从换能器TR1传送给换能器TR2。对于从换能器TR2传送给换能器TR1的信号，必须给IN1-IN4施加相反的电压。优选的，IN1-IN4由微控制器来控制。

两个电阻R10和R36是小电流限制电阻。通过限制放大器OPsg、OPrc上的电容负载，可增加运算放大器OPsg、OPrc的稳定性。

两个电容C8和C15提供与换能器TR1、TR2之间往复的信号的AC耦合。这允许使用单一电源电压的运算放大器OPsg、OPrc，如图6中所示的运算放大器OPsg、OPrc，而在换能器TR1、TR2上没有任何DC电压。

在由于热电效应或由于其它情况，在换能器TR1、TR2上产生电荷的情况下，两个电阻R13和R14是用于释放换能器TR1、TR2上电荷的分压器（bleeder）。

优选地，两个超声波换能器TR1和TR2由热电换能器构成。

OPrc是接收器信号RC的运算放大器，其从来自换能器TR1、TR2的电接收信号产生放大的输出信号OUT，而且对于将接收器电路RC的输入阻抗调整为非常低（也就是，实际上为0）是重要的。

电阻R44和电容C5构成对用于接收器电路RC的运算放大器OPrc的电源电压的滤波。

两个电阻R5、R6和电容C4共同构成运算放大器OPrc的负反馈阻抗（对应于图3中的Zfb、rc）。

两个电阻R8（对应于图7a和图7b中的RCC）和R43用于对去往运算放大器OPsg的电源电流进行电流检测。在本发明的一些实施方式中，为了增加稳定性可省略R43。如果选择OPsg为具有低电源电压拒绝比（rejection ratio）的运算放大器，在渡越时间测量过程中需要切换（在图中没有示出）以将R8和R43短路。

两个电容C6和C33具有解除电源电压与OPsg的耦合的目的。如果这两个电容的值过高，则通过R8和R43的电压不能正确地反映去往运算放大器OPsg的电源电流。另一方面，如果C6和C33的值太低，则运算放大器OPsg可能是不稳定的。

两个电容C13和C14以及两个电阻R12和R15是需要将两个电源电流SCSa、SCSb结合到单一的信号（电源电流信号SCS）的组件。R12和R15还定义了用于服从流量计电路（例如，模数转换器）的DC电压水平。

V1是需要生成用于合并电路C13、C14、R12、R15的DC电压水平的电源电压。通过组件的仔细选择，可重用V3而不是单独的电源电压V1。

图7a和图7b示意性地描述了用于分别执行第一和第二步骤以获得驱动超声波换能器的有源组件的电源电流信号SCS-、SCS+的结构。

在如图7a所示的第一步骤中，第一个短数字脉动输入信号DSPa用作驱动超声波换能器TR1、TR2的信号生成器SG的输入，其可通过切换单元SU与超声波换能器TR1、TR2连接。信号生成器SG可包括负反馈耦合的运算放大器（OP；OPsg），如前述附图所示，或其可包括能够放大输入信号DPSa并提供信号生成器SG的输出阻抗的另一有源组件，其中输出阻抗很低，也就是，实质上为0。例如，该有源组件可由驱动换能器的数字电路构成。

将电流检测电阻RCC（对应于图6中的R8）串联地安排在信号生成器SG的有源组件和用于该有源组件的正电压电源VCC（对应于图6中的V3）。现在，通过监测横跨该电流检测电阻RCC的电压，能够获得表示从正电压电源提供给有源组件的电流的第一电源电流信号SCSa，如图7a的右侧所示。

应当说明的是，当输入信号DPSa停止振荡时，换能器将继续振荡一些时间，仍然通过有源组件从正电压电源拖拽一些电流。这表现在第一电源电流信号SCSa中，其中相比于第一输入信号DSPa，第一电源电流信号SCSa包括更多数量的振荡，如图7a所示，信号DSPa的最新部分示出自振荡换能器TR1、TR2执行阻尼振荡。

从图7a所示的第一电源电流信号SCSa中还可看到，就信号中仅包括每个振荡的一半的意义而言，截取（truncate）所述信息，在每个振荡的另一半中信号值为0。这是由于这样的事实：如果信号生成器的有源组件与非反向放大器耦合，当输入信号DPSa的电压高于有源组件的输入公用模式电压时，正电压电源VCC仅将电流递送给有源组件，并且如果有源组件与反向放大器耦合，当输入信号DPSa的电压低于有源组件的输入公用模式电压时，正电压电源VCC仅将电流递送给有源组件。

因此，为了获得包括每个振荡另一半的第二电源电流信号SCSb，利用另一数字脉动输入信号DPSb重复测量，其中另一数字脉动输入信号DPSb与第一输入信号DPSa相同，除了信号极性反转之外。

应当说明的是，如果将相似的电流检测电阻（在图7a和图7b中没有示出，但对应于图6中的R43）串联安排在有源组件和用于有源组件的负电压电源（在图中没有示出）之间时，能够分别从信号生成器SG的有源组件的正电压电源和负电压电源同时获得两个电源电流信号SCSa、SCSb。

图7c描述了连接用于获得这样的电源电流信号SCSa、SCSb的信号生成器SG和接收器电路RC的优选方式。

在这种情况下，接收器电路RC的有源组件OPrc用于放大电源电流信号SCSa、SCSb。信号生成器SG和接收器电路RC之间的连接包括串联连接的开关SWconn和由电容Cconn和电阻Rconn构成的高通滤波器。

由于连接SWconn、Cconn、Rconn在接收器电路RC的有源组件OPrc的反向输入端与总和点（summation point）连接，因此电源电流信号SCSa、SCSb不会以任何方式影响超声波换能器TR1、TR2的功能。

此外，由于超声波信号在流动路径FP上的两个换能器TR1、TR2之间的渡越时间，电源电流信号SCSa、SCSb和在换能器TR1、TR2之间传送的信号会在不同的时间到达接收器电路RC。

在高频处，组件的非理想性潜在地影响信号，并且电源电流信号SCSa、SCSb会影响通过流动路径FP接收的信号，反之亦然。用于使该影响最小化的补救措施是在不同时间测量电源电流信号SCSa、SCSb和超声波信号，并通过开关SW2、SWconn断开未使用电路部分与接收电路RC的有源组件OPrc的输入端的连接。

如果将信号生成器SG配置为A类放大器，进入正电压电源管脚的电流实质上是恒定的，并且需要将电流检测电阻（R43）与负电压电源串联以用于获得有用的信号。

如图8a所示，通过相互减去两个电源电流信号SCSa、SCSb，获得相减电源电流信号SCS-，从相减电源电流信号SCS-，从而通过测量所选择的信号SCS-的两个合适的过零点之间的时间差，同样如图8a所示，能够容易地确定换能器TR1、TR2的阻尼振荡的振荡周期Tscs。

振荡周期Tscs和阻尼换能器振荡的频率fD和角频率ω_D之间的关系是公知的：

Tscs = \frac{1}{f_{D}} = \frac{1}{2 π ω_{D}}

（公式3）

此外，通过相互增加两个电源电流信号SCSa、SCSb，如图8b所示，可获得相加电源电流信号SCS+，从而可确定其衰减部分的包络Escs。该包络Escs相对于时间t具有指数曲线的形状，描述包络的数学公式是

Escs＝-ke-^αt （公式4）

其中k是常量，α是换能器TR1、TR2的阻尼振荡的阻尼参数。

原则上，可单独从每个测量的电源电流信号SCSa、SCSb找到ω_D和α。然而，通过使用如图8a和图8b所示的相减电源电流信号SCS-和相加电源电流信号SCS+能够更精确地确定这两个量。

这两个量ω_D和α对于描述换能器的特性、指示换能器的条件（例如，其是否被破坏或者换能器周围是否可能有空气，假设其被水包围，等等）是非常有用的。

图9描述了超声波换能器TR的公知的等效图，包括与串联连接的串联电感Lser、串联电容Cser和串联电阻Rser并连耦合的并联电容Cpar。

图10描述了导出超声波流量计的简单等效图的一些步骤，其可用于通过根据本发明的流量计来仿真信号链。

图10的第一部分中的等效图描述了如何通过包括两个超声波换能器TR1、TR2的系统来等效流量计，其中在其上施加电压信号Vtr1形式的传输信号的第一换能器TR1将超声波信号发送给第二换能器TR2，第二换能器TR2从而产生电流信号Itr2形式的接收信号。

对于去往流量计的信号生成器的指定的输入信号，施加在第一换能器TR1上的电压信号Vtr1对于每个渡越时间测量都是相同的，这是由于信号生成器的全部组件对于每个测量都是相同的。这还意味着，在仿真过程前，只要一次或者全部确定该滤波器模式，或者其能够通过模数转换器进行记录，能够通过使用信号生成器的滤波器模式从输入信号计算施加的信号Vtr1，这在下面进行描述。

从图9中引入用于在图10的第一部分中示出的流量计的等效图中的两个换能器TR1、TR2中每一个的等效图，导致在图10的第二部分中示出的示意图。这里，需要说明的是，由于由第一换能器TR1传送的超声波信号与通过换能器TR1的电流信号Itr1成比例的事实，能够由施加给换能器TR2的电压信号Vtr2等效到达第二换能器TR2的超声波信号，通过比例因素K1所述电压信号Vtr2与电流信号Itr1成比例，如图10所示。

在图10的第二部分的等效图中，并联电容Cpar1、Cpar2分别对横跨串联连接的Lser1、Cser1、Rser1和Lser2、Cser2、Rser2的施加电压Vtr1、Vtr2没有影响，并且因此能够忽略。因此，用于仿真通过流量计的信号链的流量计的相应等效图是在图10的第三和第四部分描述的等效图。

施加的电压信号Vtr1、Vtr2和产生的电流信号Itr1、Itr2之间的关系可由公知的微分公式获得：

Itr 1 = \frac{Vtr 1}{sLser 1 + \frac{1}{sCser 1} + Rser 1}

= \frac{1}{Lser 1} \frac{s}{s^{2} + s \frac{Rser 1}{Lser 1} + \frac{1}{Lser 1 Cser 1}} Vtr 1

（公式5）

Itr 2 = \frac{Vtr 2}{sLser 2 + \frac{1}{sCser 2} + Rser 2}

= \frac{K 1 Vtr 1}{sLser 2 + \frac{1}{sCser 2} + Rser 2}

= \frac{K 1}{Lser 1 Lser 2} \frac{s}{s^{2} + s \frac{Rser 1}{Lser 1} + \frac{1}{Lser 1 Cser 1}} \frac{s}{s^{2} + s \frac{Rser 2}{Lser 2} + \frac{1}{Lser 2 Cser 2}} Vtr 1

= K 2 \frac{s}{s^{2} + {2 α}_{1} s + {ω_{1}}^{2}} \frac{s}{s^{2} + {2 α}_{2} s + {ω_{2}}^{2}} Vtr 1

（公式6）

α₁和α₂分别是涉及第一超声波换能器TR1和第二超声波换能器TR2的阻尼系数，对应于能够从上述的相加电源电流信号SCS+的包络找到的阻尼参数。

ω₁和ω₂分别是第一超声波换能器TR1和第二TR2超声波换能器的非阻尼角振荡频率。这些在仿真公式中使用的非阻尼角振荡频率ω₁、ω₂和通过在如上所述的相减电源电流信号SCS-中测量两个适当选择的阻尼振荡的过零点之间的时间差找到的相应阻尼角振荡频率ω_D1和ω_D2之间的关系如下：

ω_{1} = \sqrt{ω_{D 1}^{2} + α_{1}^{2}}^ω_{2} = \sqrt{ω_{D 2}^{2} + α_{2}^{2}}

（公式7）

K2是可以计算的比例系数。然而，如同在图10的最后部分中的等效图的Cser1、Lser1、Rser1、Cser2、Lser2、Rser2的特定组件值，K2的值不需要使用公式6通过流量计仿真信号链。

公式6的最后一个表达式，用于包括两个二级振荡电路的电路的微分方程，能够利用诸如Runge-Kutta方法的公知数学工具进行仿真。

图11描述了通过根据本发明的流量计的物理信号链和仿真信号链之间一些不同点和相似点。

在仿真信号链中，对物理换能器TR1、TR2和与其相关的负载按照诸如上面的描述建立模型。

在图11中的完全仿真的信号链中，来自物理信号生成器的输出由信号功能来进行仿真，其中物理信号生成器将来自信号控制器的数字输入信号进行滤波，并通过放大经滤波的输入信号以作为第一换能器TR1的驱动器，其中在用作仿真的换能器模型的输入功能前，使用信号生成器的滤波器模型对输出进行滤波。在仿真信号链的另一实施方式中，可通过记录来自物理信号生成器或模数转换器的实际输出来产生仿真换能器模型的输入功能，从而获得部分是物理的、部分是仿真模型的信号链。

由接收机电路接收的电接收信号并且稍后在物理信号链中的信号处理仅由仿真信号链中的信号处理代替，该信号处理优选地包括接收器电路的模型（在图中没有示出）。

因此，如果仿真信号链中的信号功能事实上确实对应于物理信号链中来自信号控制器的输入信号，并且如果信号生成器和（任选的）接收器电路的滤波器模型和换能器模型是适当的，仿真信号链的最终信号处理的输出和物理信号链的最终信号处理的输出之间唯一的差别是流动路径FP上超声波信号的时间延迟t_d，这不是仿真信号链的一部分。

仿真模型响应实质上与物理流量计响应相同，除了流动路径FP中超声波信号的时间延迟t_d和可能的放大因素之外，这使得通过采用诸如在图12中示意性描述的方法非常精确地确定该时间延迟t_d成为可能。

该方法中的第一步骤是通过确定特性量来描述两个换能器TR1、TR2的特性，例如上述的换能器TR1、TR2的阻尼振荡的角频率ω_D和阻尼参数α。

第二，通过使用在流量计中使用的传输信号的已知的角振荡频率ω，可使用公式5-7来找到换能器TR1、TR2的等效模型，并且能够建立换能器TR1、TR2的数字仿真模型和信号生成器SG的电子电路。

第三，通过将输入信号功能（或者可替换地，到达第一换能器的物理传输信号的采样版本）录入到数字仿真模型中能够对系统进行仿真，其中如果在两个换能器TR1、TR2之间的超声波信号的传输中没有时间延迟，则能够找到仿真模型响应，也就是，来自接收器电路RC的根据模型的输出信号。

在该方法的第四步骤，记录物理流量计响应，也就是，通过接收器电路RC实际接收的物理接收信号。

最后，与仿真模型响应比较，通过确定物理流量计响应的时间延迟，能够计算绝对的渡越时间。

图13描述了根据本发明如何执行计算绝对渡越时间的一个实施例。

根据上述方法，被录入系统的输入信号导致具有特定延迟的测量物理流量计响应和实质上没有延迟的仿真模型响应。如上所述，如果换能器TR1、TR2的等效模型是适当的，两个响应信号实质上将是相同的，除了时间延迟之外，如图13所示。

现在，能够非常精确地确定绝对渡越时间，也就是两个信号之间的时间延迟，例如通过找到两个信号中每一个的经滤波的包络并确定两个点之间的时间差，其中经滤波的包络分别到达它们最大值的50%。在图13中示意性地描述用于找到绝对渡越时间的这种方法。

图14描述了信号生成器SG和与其连接的超声波换能器TR的等效图。基本上，图14中信号生成器SG是图5中示出的类型，具有反馈阻抗Rfb、sg和滤波器阻抗Rfilt，并且超声波换能器TR由图9中描述的等效图表示。

信号生成器SG的有源组件OPsg配有与上述的正电压电源VCC串联安排的电流检测电阻RCC。超声波换能器TR通过开关SW与信号生成器SG连接，并由对应于图6中的R13和R14的分压器（bleeder）电阻Rbleed进行旁路。

利用图14中的图作为出发点，能够描述用于确定绝对渡越时间的另一方法，该方法与上面描述的方法具有同样的精度，而在所需要的计算方面甚至更有效，并且其描述换能器系统的脉冲响应的特性，而不是描述上述的换能器TR1、TR2自身的特性。

在该可替换的方法中，通过将各自换能器TR1、TR2与信号生成器SG的输出连接，并获得对应于上述另一方法的相减电源电流信号SCS-的信号，为超声波换能器TR1、TR2中的每一个记录单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2。

与之前方法的不同在于，在这种情况下，数字脉动输入信号DPSa、DPSb已经被诸如图15a中所示的单一脉冲所代替，这分别导致用于两个换能器TR1、TR2的单一电源电流信号SPSCS1、SPSCS2，如图15b和图15c所示。

明显的是，两个单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2中每一个的第一振荡有些失真。这是由于不是信号生成器SG的有源组件OPsg提供的全部电流分别通过超声波换能器TR1、TR2的等效物的振荡电路Lser、Cser、Rser。为了找到这些振荡电路的单一脉冲响应SPSCS1、SPSCS2，必须从单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2除去通过两个阻抗Rfb、sg和Rfilt以及电容Cpar的电流。

通过打开如图14所示的开关SW并在没有任何超声波换能器TR1、TR2与信号生成器连接时重复进行测量，可容易地找到通过Rfb、sg的电流，其中Rfb、sg与虚地连接。这导致单一脉冲电源电流信号SPSCS0，如图15d所示，由于Rfb、sg是欧姆电阻的事实，因此单一脉冲电源电流信号SPSCS0与图15a中的单一脉冲SP成正比。

测量通过Rfilt的电流不如测量通过Rfb、sg的电流容易。然而，由于Rfilt是与Rfb、sg并联的接地的欧姆电阻，当Rfb、sg和Rfilt之间的比例已知时，并且能够将两个电流信号从两个超声波换能器TR1、TR2的两个单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2中的每一个中减去时，因此可容易地从SPSCS0计算通过Rfilt的电流。

对于通过Cpar的电流，其包括与单一脉冲SP的前沿一致的暂态尖峰信号和与单一脉冲SP的后缘一致的具有相反极性的另一暂态尖峰信号。相比于两个超声波换能器TR1、TR2的单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2的振荡周期，这些尖峰信号具有短的持续时间，从而通过简单的内插，能够容易地减去单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2中的每一个。

在如上所述的从两个超声波换能器TR1、TR2的两个单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2的每一个中减去通过Rfb、sg、Rfilt和Cpar的电流后，可分别获得所计算的两个超声波换能器TR1、TR2的单一脉冲电源电流信号SPSCS1、SPSCS2，其中单一脉冲电源电流信号SPRTR1、SPRTR2看起来与图16a和图16b中描述的相似。

可发现如图16c所示的所计算的用于全部超声波换能器系统的单一脉冲响应SPRSYS为两个超声波换能器TR1、TR2的单一脉冲响应SPRTR1、SPRTR2的卷积，与图16c中描述的相似。

通过重复计算的具有合适延迟的单一脉冲响应SPRSYS多次，能够计算对应于包括多个脉冲的输入信号的仿真流量计响应，其与实际测量的流量计响应非常相似，除了后者的时间延迟之外，这是由于两个超声波换能器TR1、TR2之间的渡越时间。图17a和图17b分别描述了仿真的流量计响应RESPem和相应的测量流量计响应RESPms。

绝对渡越时间可通过分别比较仿真流量计响应和测量流量计响应的经过滤的包络进行确定，如图13中示意性描述的和上述说明的，或者它们可通过使用下面描述的快速傅里叶变换（FFT）进行确定。

在时域，可从下列公式计算估计的流量计响应z’(t)：

z′(t)=y₁(t)*y₂(t)*x(t) （公式8）

其中y₁(t)和y₂(t)分别是两个超声波换能器TR1、TR2的计算的单一脉冲响应，分别由图16a和图16b中的两个信号SPSCS1和SPSCS2表示，并且x(t)是信号生成器SG的有源组件Opsg的输入端上的输入信号。

需要说明的是，在上面的公式8中，符号‘＊’用作指示其周围的信号的卷积的运算符，其不会与通常由相同符号指示的乘运算混淆。

在时域中，估计的流量计响应z’(t)和测量的流量计响应z(t)之间的关系为：

z(t)≈z′(t-t_d) （公式9）

其中t_d是流动路径FP中超声波信号的时间延迟。

这反映了测量的流量计响应和估计的流量计响应接近相同，除了前者的时间延迟t_d之外。

如果估计的响应是理想的，这意味着，在频率域中，测量的流量计响应z(s)的幅度和估计的流量计响应Z’(s)的幅度对于全部频率应当相同，如图18a所示。

此外，Z(s)和Z’(s)之间的相位角会随着频率线性改变，如图18b所示，图18b中的线的斜率是群时间延迟，对应于流动路径FP中超声波信号的时间延迟t_d。

图19示出了上述估计的实际流量计响应RESPem和相应的在相同路径中实际测量的流量计响应RESPms，以显示两个信号和它们之间时间延迟的相似性。

在图20a和图20b中分别示出在频率域中的分别对应于RESPem和RESPms的两个流量计响应的幅度|Z’(s)|和|Z(s)|。尽管相似，但是清楚的是，两个图形也不完全一致，即使时间延迟被忽略，也指示估计的流量计响应RESPem略微偏离测量的流量计响应RESPms。

在图21a中描述了不同频率下Z(s)和Z’(s)之间的相位角。理论上，该图形应当对应于图18b中示出的图，但明显的是，并不是这种情况。

然而，细看图21a，两个图并不像第一眼看上去那么的不同。相反，图18b中的图是线性的，图21a中的图可概括为锯齿形的特性，这是由于该图中的相位角被“包装”为落入到从-πrad到+πrad的范围内。

明显的是，图21a中图形的锯齿形被特定量的噪声覆盖，这主要是由于小幅度的Z(s)和/或Z’(s)在一些频率上影响计算导致的。然而，两个虚线之间的图形部分非常接近线性，其中图形部分对应于具有Z(s)和Z’(s)的大幅度的频率范围，这能够从图20a和图20b看到。图21b示出了图21a中图形该部分的放大部分。需要说明的是，线性部分的斜率可通过找到仅用于两个不同频率的Z(s)和Z’(s)之间的相位角进行计算。

图21b中图形部分在不同频率的斜率如图22所示，其中斜率对应于上述流动路径FP中超声波信号的时间延迟t_d。该图形的纵轴上的时间单元对应于传送信号RESPms的振荡周期。因此，根据图22，相比于模拟的流量计响应RESPem，测量的流量计响应RESPms被延迟2.3个振荡周期，这优选地适于图19中所示的两个信号曲线。

需要说明的是，所计算时间延迟t_d的变化，也就是图22中图形部分的斜率，仅为振荡周期的百分之几，这意味着相比于现有技术中其它已知的方法，由该方法计算的时间延迟t_d有很高的精度。

实际上，使用包括多个脉冲的传送信号，可对实际流量计响应RESPms进行最佳测量，而通过对上述计算的单一脉冲响应SPRSYS进行合适的数字滤波可最容易计算模拟的流量计响应RESPem。这对由该方法获得的结果没有影响。

通过使用上述的方法，能够以很高的绝对精度独立于换能器参数来确定对应于公式1中t₁和t₂的绝对渡越时间（对于1MHz的换能器下降至大约100纳秒，相比于可能的全部之前已知的系统显著提高了精度）。

通常，根据本发明的流量计按定期的时间间隔执行流量计量，典型的范围在0.1秒和5秒之间。然而，需要说明的是，例如，为了延长为流量计供电的电池的使用期限，对由流量计执行的每个流量计量不需要重复换能器或传送信号的特性描述和流量计系统的仿真。

由于换能器TR1、TR2的老化，换能器的特性随着时间缓慢变化，并且由于在安排它们的流动路径FP中流体温度的改变而变得更加具有自发性。

因此，通过以定期的预定时间间隔和/或当检测到温度改变超出特定的预定界限时，在计算绝对渡越时间时使用新换能器特性或信号特性和确定流量计系统的更新仿真模型是有利的，由于超声波速度依赖于传播超声波的介质的温度，因此由计算的渡越时间中的变化来指示温度改变。

由于非常高速的模数转换器的高成本（和高功耗），在根据本发明的流量计中使用更慢的转换器是有利的。然而，从尼奎斯特（Nyquist）理论公知的是，如果以低于信号中出现的最大频率的两倍的频率对信号进行采样，则不能重构处没有特定失真的模拟信号。

因此，如果低采样频率用于记录由根据本发明的流量计的接收器电路接收的电接收信号，则物理流量计响应信号会失真。然而，如果仿真模型响应受到相同的采样不足，则会发生该信号相似的失真，并且仍可比较两个响应信号以找到上述绝对渡越时间的非常精确的测量。

在图23a-c中示意性地描述了对连续信号采样不足的已知的谱序列。

图23a描述了连续信号的频谱的实施例，且图23b描述了采样不足（在这种情况下采样频率为信号频率的5/6）如何导致原始谱的无限次的折叠（aliases）的创建。

图23c示意性地描述了如何通过将采样频率改变为尼奎斯特采样频率fs2并利用FIR重构滤波器对信号进行滤波，来重构采样不足的信号，在图中示出其频带。

在图24a-b和图25a-b中示意性地描述了采样不足的连续信号重构的失真。

图24a描述了连续信号的实施例，且图24b描述了通过以采样频率为信号频率的5/6进行对图24a的连续信号采样获得的数字采样。

图25a描述了使用宽带FIR重构滤波器对图24a的信号进行的重构，而图25b描述了使用窄带FIR重构滤波器对相同信号进行的重构。

通过将在图25a和图25b中示出的重构信号与在图24a中所示的原始信号进行比较，明显的是，相比于使用宽带FIR重构滤波器，使用窄带FIR重构滤波器会导致更严重的失真。使用的FIR重构滤波器的优选带宽部分取决于采样不足的谱中单个折叠的宽度，部分取决于信号中的噪声总量。

图26示意性地描述了在不使用任何FIR重构滤波器时用于找到采样不足的连续信号的幅度和相位的方法。

图26的上半部分包括两个帧，分别示出连续信号和通过以信号频率的5/6为采样频率对该连续信号进行采样获得的数字采样。

信号频率和采样频率之间的关系意味着对于连续信号的每六个振荡，会收集到5个采样。如果连续信号是平稳的，则来自6个振荡的周期的5个采样会确切地对应于来自之前6个振荡的5个采样和来自下面6个振荡的5个采样。

如果使用相对长的输入信号，可认为信号的正中间部分实质上是平稳的，如图26的上半部分所示，并且从而能够挑选出从信号的该部分获得的采样，并在5个组中汇总，其中每个组包括多个来自连续信号的6个振荡的不同时间段的“相似”采样，如图26的下半部分所示。

如果以合适的方式进行对采样的分类和汇总，采样的这5个组共同形成单一振荡的“平均采样”，其对应于连续信号的实质平稳部分的单一振荡，并且由此通过数字傅里叶变换DFT能够确定连续信号的幅度和相位。

如上所述，通过比较对应于由流量计的接收器电路RC接收的两个电接收信号的相位，能够容易地找到两个不同超声波信号的渡越时间之间的差，其中差对应于公式1中的量(t₁-t₂)。从而，为了在使用采样不足的系统中找到该差，优选的，传输信号应当相对长，确保在信号的实质平稳部分的采样中有足够的信息，从而以足够的精度确定信号的相位。

图27示意性地描述了在没有失真的情况下对采样不足的连续信号进行重构的方法。

再次，利用以采样频率为信号频率的5/6进行工作的模数转换器对图27中上部所示出的连续信号进行采样。然而，在该方法中，将该信号传送和采样6次，替换的采样定时对应于连续信号的振荡周期的1/5，从该采样中得到的交织采样的产生的6个集合如图27的中部示意性地描述。

通过适当地合并交织采样，可获得对应于信号频率的5倍的采样频率的采样。仅需要信号频率的2倍（根据尼奎斯特定律），足以在没有失真的情况下重构信号。

为了确定绝对渡越时间t₁和t₂的精确值以加在一起来获得公式1中的量(t₁+t₂)，传输信号优选地应当是相对清晰、短和明确定义的。

考虑上述事由，为了获得绝对渡越时间的非常精确的值，根据本发明的流量计的物理和仿真模型响应上的数字信号处理应当按照图28中示意性描述来执行。

首先，如果信号采样不足，则执行过采样和抗折叠滤波以便重构信号。

随后，可执行包括带宽限制的任意滤波，以便提高信号的信噪比。

在两个步骤中从实际接收的和经滤波的信号仿真相对清晰、短和明确定义的传输信号，其中传输信号对获得非常精确的绝对渡越时间确定是有利的（参见上述内容）：

第一仿真步骤包括通过增加信号自身的接收信号延迟版本来获得模拟的的实质平稳的信号。例如，如果传送的信号包括5个振荡，将接收的和经滤波信号的版本（其被延迟5个、10个、15个及其它的信号周期）与实际接收和经滤波的信号相加。由于系统的全部线性，如果传输信号包括10个、15个、20个及其它的振荡周期，叠加原则确保产生的信号完全与已经接收的滤波版本的信号相似。

第二仿真步骤包括从模拟的实质平稳的信号自身减去仿真的实质平稳的信号的延迟版本。例如，如果相减的信号被延迟2个信号周期，如果传输信号包括2个振荡周期，则叠加原则确保产生的信号完全与已经接收的滤波版本的信号相似。如果该相减利用对应于仅包括5个振荡周期的传输信号的原始接收信号和滤波信号的2个版本来完成，则产生的信号会是与具有两个脉冲、后面是3个振荡周期的暂停、并且随后是与头2个脉冲相位相反的另2个脉冲的传送信号相对应的信号。显然，这样的奇数信号非常不适于该目的。

现在，计算仿真短信号的包络，并获得在其上已达到包络最大值50%的时间点，如图13所示。

最后，通过减去与从上述换能器特性计算的仿真模型响应信号的包络相关的对应时间点来确定绝对渡越时间。

需要说明的是，绝不应当将本发明的范围理解为限制到本发明的上述实施方式，本发明的上述实施方式仅应被视为落入本发明范围的多个实施方式的实施例，本发明的范围由下面的专利权利要求限定。

附图标记列表

CC. 用于信号生成器和接收器电路的公用导体

Cconn. 信号生成器电源和接收器电路之间连接的电容

Cpar. 超声波换能器的等效图中的并联电容

Cpar1. 第一超声波换能器的等效图中的并联电容

Cpar2. 第二超声波换能器的等效图中的并联电容

Cser. 超声波换能器的等效图中的串联电容

Cser1. 第一超声波换能器的等效图中的串联电容

Cser2. 第二超声波换能器的等效图中的串联电容

DFT. 数字傅里叶变换

DPSa. 第一数字脉动输入信号

DPSb. 第二数字脉动输入信号

Escs. 电源电流信号的包络

FP. 流体流动的流动路径

fs. 采样不足的频率

fs2. 尼奎斯特采样频率

Itr1. 等效图中通过第一换能器的电流

Itr2. 等效图中通过第二换能器的电流

Lser. 超声波换能器的等效图中的串联电感

Lser1. 第一超声波换能器的等效图中的串联电感

Lser2. 第二超声波换能器的等效图中的串联电感

OP. 信号生成器和接收器电路公用的运算放大器

OPrc. 接收器电路中的运算放大器

OPrc1. 第一接收器电路中的运算放大器

OPrc2. 第二接收器电路中的运算放大器

OPsg. 信号生成器中的运算放大器

Rbleed. 超声波换能器的分压电阻

RC. 接收器电路

RCC. 电源电流的电流检测电阻

Rconn. 信号生成器电源和接收器电路之间连接的电阻

RESPem. 模拟的流量计响应

RESPms. 测量的流量计响应

Rfb，sg. 信号生成器中的反馈电阻

Rfilt. 滤波器电阻

Rser. 超声波换能器的等效图中的串联电阻

Rser1. 第一超声波换能器的等效图中的串联电阻

Rser2. 第二超声波换能器的等效图中的串联电阻

SCSa. 电源电流信号的第一部分

SCSb. 电源电流信号的第二部分

SCS-. 相减电源电流信号

SCS+. 相加电源电流信号

SG. 信号生成器

SP. 单一脉冲

SPRSYS. 系统的单一脉冲响应

SPRTR1. 第一超声波换能器的单一脉冲响应

SPRTR2. 第二超声波换能器的单一脉冲响应

SPSCS0. 没有任何超声波换能器的单一脉冲电源电流信号

SPSCS1. 第一超声波换能器的单一脉冲电源电流信号

SPSCS2. 第二超声波换能器的单一脉冲电源电流信号

SPU. 信号处理单元

SU. 切换单元

SW. 开关

SW1. 第一开关

SW2. 第二开关

SWconn. 信号生成器电源和接收器电路之间连接的开关

t_d. 流动路径中超声波信号的时间延迟

Tscs. 电源电流信号的振荡周期

TR1. 第一超声波换能器

TR2. 第二超声波换能器

TR. 超声波换能器

VCC. 正电源电源

Vtr1. 等效图中施加在第一换能器上的电压

Vtr2. 等效图中施加在第二换能器上的电压

Zad. 自适应阻抗

Zfb. 结合的信号生成器和接收器电路中的反馈阻抗

Zfb，rc. 接收器电路中的反馈阻抗

Zfb，rc1.第一接收器电路中的反馈阻抗

Zfb，rc2.第二接收器电路中的反馈阻抗

Zfb，sg. 信号生成器中的反馈阻抗

Zfilt. 滤波器阻抗

Zsig. 信号阻抗

α1. 与第一超声波换能器相关的阻尼参数

α₂. 与第二超声波换能器相关的阻尼参数

ω₁. 第一超声波换能器的非阻尼角振荡频率

ω₂. 第二超声波换能器的非阻尼角振荡频率

ω_D1. 第一超声波换能器的阻尼角振荡频率

ω_D2. 第二超声波换能器的阻尼角振荡频率

Claims

1.一种用于在包括两个超声波换能器（TR1、TR2）的超声波流量计的流动路径（FP）中确定超声波信号的绝对渡越时间（t_d）的方法，所述方法包括以下步骤：

在将输入信号（SP；DPSa，DPSb）提供给信号生成器（SG）的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源（VCC；V3）到信号生成器（SG）的有源组件（OPsg）以驱动换能器（TR1；TR2）的电流，从而获得用于换能器（TR1；TR2；SCSa，SCSb）的电源电流信号（SPSCS1；SPSCS2），

如果在两个超声波换能器（TR1、TR2）之间的超声波信号的传输中没有时间延迟，则模拟与来自流量计的接收器电路（RC）的输出信号相似的流量计响应（RESPem）以作为输出信号，

将模拟的流量计响应（RESPem）与由接收器电路（RC）实际接收的测量的流量计响应（RESPms）进行比较，以及

计算绝对渡越时间（t_d），以作为模拟的流量计响应（RESPem）和测量的流量计响应（RESPms）之间的时间差。

2.根据权利要求1所述的方法，其中模拟流量计响应（RESPem）的步骤包括：

将单一脉冲输入信号（SP）提供给信号生成器（SG）以驱动换能器（TR1；TR2），所述信号生成器包括有源组件（OPsg），

在将输入信号（SP）提供给信号生成器（SG）的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源（VCC；V3）到有源组件（OPsg）的电流，从而获得用于换能器（TR1；TR2）的单一脉冲电源电流信号（SPSCS1；SPSCS2），

调整单一脉冲电源电流信号（SPSCS1；SPSCS2）且获得换能器（TR1；TR2）的模拟的单一脉冲响应（SPRTR1；SPRTR2），

对其它换能器（TR2；TR1）重复之前的三个步骤，从而获得另一模拟的单一脉冲响应（SPRTR2；SPRTR1），

通过对换能器（TR1，TR2）的两个获得的单一脉冲响应（SPRTR1；SPRTR2）进行卷积，找到系统的单一脉冲响应（SPRSYS），以及

通过结合系统的所找到的单一脉冲响应（SPRSYS）的多个实例，计算模拟的流量计响应（RESPem），其中利用合适的延迟来重复上述多个实例。

3.根据权利要求1所述的方法，其中模拟流量计响应（RESPem）的步骤包括：

将脉动输入信号（DPSa，DPSb）提供给信号生成器（SG）以驱动换能器（TR1；TR2），所述信号生成器包括有源组件（OPsg），

在将输入信号（DPSa，DPSb）提供给信号生成器（SG）的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源（VCC；V3）到有源组件（OPsg）的电流，从而获得一个或多个电源电流信号（SCSa；SCSb），

从获得的一个或多个电源电流信号（SCSa，SCSb）或从由一个或多个获得的电源电流信号（SCSa，SCSb）导出的一个或多个产生的信号（SCS-，SCS+），直接地确定用于描述换能器（TR1；TR2）特性的一个或多个量，

对其它换能器（TR2；TR1）重复之前的三个步骤，从而获得用于描述其它换能器（TR2；TR1）特性的相似的量，

使用换能器的经确定的特性的量以找到换能器（TR1，TR2）的等效模型，并建立流量计的换能器（TR1；TR2）和信号生成器（SG）和/或接收器电路（RC）的电子电路的多个仿真模型，以及

通过将到达第一换能器的物理传输信号的输入信号功能或采样版本录入到数字仿真模型中以对流量计系统进行仿真，从而获得模拟的流量计响应。

4.根据权利要求3所述的方法，其中用于描述换能器（TR1，TR2）特性的量包括：从获得的信号（SCSa，SCSb）和/或导出的信号（SCS-，SCS+）中一个或多个的至少一部分确定的振荡周期（Tscs）和/或阻尼参数（α），所述信号部分表示阻尼振荡。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的方法，其中通过监测横跨在信号生成器（SG）的有源组件（OPsg）和信号生成器（SG）的一个或多个电压电源（VCC，V3）之间串联安排的一个或多个电流检测电阻（RCC，R8；R43）上的电压，获得一个或多个电源电流信号（SPSCS1，SPSCS2；SCSa，SCSb）。

6.根据前述任一权利要求所述的方法，其中计算绝对渡越时间的步骤包括：

例如通过快速傅里叶变换，将模拟的流量计响应（RESPem）和测量的流量计响应（RESPms）转换到频域，

在频域中的至少两个不同频率上确定两个流量计响应之间的相位角，以及

通过从两个确定的相位角计算群时间延迟，确定绝对渡越时间（t_d）。

7.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其中计算绝对渡越时间的步骤包括：

分别找到模拟的流量计响应（RESPem）和测量的流量计响应（RESPms）的经滤波的包络，

分别识别时间上的两个点，其中经滤波的包络达到它们最大值的50%，以及

计算绝对渡越时间（t_d）以作为时间上两个识别点之间的时间差。

8.一种超声波流量计，包括

至少一个超声波换能器（TR1）和

用于生成去往给换能器（TR1）的电信号的信号生成器（SG），所述信号生成器（SG）包括有源组件（OPsg），

其特征在于

所述流量计进一步包括用于测量去往信号生成器的有源组件的一个或多个电源电流的装置。

9.根据权利要求8所述的流量计，其中用于测量一个或多个电源电流的装置包括：串联插入到正电源电压（V3；VCC）的源和有源组件（OPsg）之间的电阻（R8；RCC）和/或串联插入到负电源电压的源和有源组件（OPsg）之间的电阻（R43）。

10.一种用于描述超声波换能器（TR1，TR2）的特性的方法，所述方法包括以下步骤：

将脉动输入信号（DPSa，DPSb）提供给信号生成器（SG）以驱动换能器（TR1，TR2），所述信号生成器包括有源组件（OPsg），

在将输入信号（DPSa，DPSb）提供给信号生成器（SG）的过程中或之后，监测从一个或多个电压电源（VCC；V3）到有源组件（OPsg）的电流，从而获得一个或多个电源电流信号（SCSa，SCSb），以及

从所获得的一个或多个电源电流信号（SCSa，SCSb）或从由一个或多个获得的电源电流信号（SCSa，SCSb）导出的一个或多个产生的信号（SCS-，SCS+），直接地确定用于描述换能器（TR1，TR2）特性的一个或多个量。

11.根据权利要求10所述的方法，其中通过监测横跨在信号生成器（SG）的有源组件（OPsg）和信号生成器（SG）的一个或多个电压电源（VCC，V3）之间串联安排的一个或多个电流检测电阻（RCC，R8；R43）上的电压，获得一个或多个电源电流信号（SCSa，SCSb）。

12.根据权利要求10或11所述的方法，其中用于描述换能器（TR1，TR2）的特性的量包括由获得的信号（SCSa，SCSb）和/或导出的信号（SCS-，SCS+）中的一个或多个的至少一部分确定的振荡周期（Tscs）和/或阻尼系数（α），所述信号部分表示阻尼振荡。

13.一种用于在超声波流量计的流动路径（FP）中确定超声波信号的时间延迟的方法，所述方法包括以下步骤：

通过确定特性量，诸如换能器TR1、TR2的阻尼振荡的阻尼系数α和角频率ω_D，描述流量计的两个换能器TR1、TR2的特性，

使用换能器的确定的特性量，找到换能器TR1、TR2的等效模型，并且建立流量计的信号生成器SG和/或接收器电路RC的电子电路和换能器TR1、TR2的数字仿真模型，

通过将到达第一换能器的物理传输信号的输入信号功能或采样版本录入到数字仿真模型中来对流量计系统进行仿真，如果在两个换能器TR1、TR2之间的超声波信号的传输中没有时间延迟，则获得对应于来自依照模型的接收器电路RC的输出信号的仿真模型响应，

记录由接收器电路RC实际接收的物理流量计响应，以及

通过相比于仿真模型响应确定物理流量计响应的时间延迟，计算绝对渡越时间。

14.根据权利要求13所述的方法，其中计算绝对渡越时间的步骤包括以下步骤：

分别找到仿真模型响应和物理流量计响应的经滤波的包络，

计算绝对渡越时间以作为时间上两个识别点之间的时间差。

15.一种超声波流量计，包括

至少一个超声波换能器（TR1）和

用于处理从至少一个超声波换能器（TR1）接收的电信号的信号处理单元（SPU），

其特征在于

将信号处理单元安排为以低于至少一个超声波换能器（TR1）的谐振频率2倍的采样频率对来自换能器的连续信号进行数字化。

16.一种超声波流量计，包括

用于流体流动的流动路径（FP），

至少两个与流动路径声学耦合的超声波换能器（TR1，TR2），其中将一个换能器（TR1）沿着流动路径安排在另一换能器（TR2）的上游，

信号生成器（SG），用于生成去往换能器的电传输信号，信号生成器（SG）包括负反馈耦合运算放大器（OP；OPsg），

接收器电路（RC），用于接收来自换能器的电接收信号，接收器电路（RC；RC1，RC2）包括负反馈耦合运算放大器（OP；OPrc；OPrc1，OPrc2），

切换单元（SU），用于在信号生成器和换能器之间切换电传送信号，并且用于在换能器和接收器电路之间切换电接收信号，

信号处理单元（SPU），用于根据电接收信号在流动路径上提供指示流速的输出，

其特征在于

切换单元与信号生成器的运算放大器的输出端耦合，以及

切换单元与接收器电路的运算放大器的反向输入端耦合。

17.根据权利要求16所述的流量计，其中相比于换能器的阻抗，信号生成器的输出阻抗和接收器电路的输入阻抗是可以忽略的，例如小于10欧姆，优选的小于1欧姆，更优选的小于0.1欧姆。

18.根据权利要求16或17所述的流量计，其中信号生成器和接收器电路共享至少一个有源组件。

19.根据权利要求16或17所述的流量计，其中信号生成器的全部有源组件与接收器电路的全部有源组件完全隔离。

20.根据权利要求16至19中任一项所述的流量计，其中信号生成器和接收器电路中的一个或多个运算放大器是电流反馈运算放大器。

21.根据权利要求16至20中任一项所述的流量计，其中信号生成器和接收器电路中的一个或多个运算放大器以输入公用模式电压进行工作，其AC组件实质上为0或至少是可忽略的。

22.根据权利要求16至21中任一项所述的流量计，其中将至少两个换能器安排为能够同时传送超声波信号。