CN102857100B - 电源单元 - Google Patents

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Abstract

一种电源单元，包括：第一和第二子电源模块，每一子电源模块具有第一和第二电感、将从输入电源提供给所述第一和第二电感的电流进行切换的第一和第二开关元件、驱动所述第一和第二开关元件的第一和第二驱动控制电路、以及第一和第二子输出端子，电流被从所述第一和第二电感分别输出到所述第一和第二子输出端子；以及公共输出端子，所述第一子输出端子和所述第二子输出端子耦接至该公共输出端子，其中，依据所述公共输出端子的输出电压是否低于第一电压来控制所述第一开关元件的导通操作，并且依据所述输出电压是否低于第二电压来控制所述第二开关元件的导通操作，所述第二电压不同于所述第一电压。本发明能够减小复式电源单元的电路规模。

Description

电源单元
技术领域
本发明涉及电源单元。
背景技术
电源单元（powersupplyunit）通过提高或降低电源电压来产生输出电压的期望电位。因此，电源单元是将从外部提供的电源电压转换为期望电压的电压转换器。
在降压型电压转换器的情况下，耦接电源电压的开关元件根据输出电压的电位执行导通/截止开关操作，并且通过间歇性地向输出端子输出电流来为输出端子产生具有期望电位的输出电压。电感布置在开关元件和输出端子之间，并且电流经电感平滑后输出到输出端子。负载电路耦接输出端子，并且将具有期望电位的电压输出到负载电路。输出电压的电位根据负载电路的功率消耗波动，并且电压转换器执行开关操作以便最小化这种波动（波纹）。
同样地，在升压型电压转换器的情况下，开关元件布置在耦接电源电压的电感和基准电位（例如，接地电压）之间，并且通过开关元件的导通/截止开关操作将电流间歇性地提供给电感，通过存储在电感中的电磁能量将电流输出到输出端子，并且为输出端子产生具有期望电位的输出电压，该期望电位提高至高于电源电压。同样地，在这种情况下，负载电路耦接输出端子，并且将具有期望电位的电压提供给负载电路。输出电压的电位根据负载电路的功率消耗波动，并且电压转换器执行开关操作以便最小化这种波动。
电压转换器具有如以上所述的用于平滑输出电流的电感，并且用于平滑输出电压的电容耦接输出端子。常规的电压转换器是将DC电压变换为另一DC电压的DC-DC转换器。
在这样的电压转换器中，电感和电容很大和很昂贵，并且通常在外部耦接集成有开关元件和用于控制开关元件的控制电路的电源芯片。为了提供足够的平滑功能，电感的电感值和电容的电容值必须很大，并且由于这个原因，电感和电容的外部尺寸会很大。
可以通过增加开关频率来降低电感的电感值和电容的电容值。然而，为了增加开关频率，高速运行的功率MOSFET对于开关元件而言是必要的，并且这种功率MOSFET的芯片尺寸很大。此外，实施即使当以高频运行时损耗很小的电感和电容是很困难的，并且其成本很高。
为了解决这个问题，提出了多相位型电压转换器，其中，电压转换器是由多个（N）子电压转换器构成，并且这些子电压转换器以N相位执行开关操作。如果使用多相型电压转换器，则可以降低每一子电压转换器的频率，并且可以放宽对功率MOSFET、电感和电容的要求。换句话说，通过降低频率可以减小功率MOSFET的尺寸。由于电压转换器具有多个（N）子电压转换器，即使是将每一子电压转换器的电感的电感值减小为1/N，但是仍然可以将总电感值设定为要求的数值。以下的非专利文献都公开了多相位型电压转换器。
[专利文献1]日本专利申请未审公开No.2004-260992。
[非专利文献1]“基于DLL的多相位迟滞型DC-DC转换器（ADLLBasedMultiphaseHystereticDC-DCConverter）”,P.Li,ISQED,2007,pp.98
[非专利文献2]“用于多相位调压器的迟滞控制方法（AHystereticControlMethodforMultiphaseVoltageRegulator）”,K.Lee,IEEEPowerElectronics,vol.24,No.12,(2009),pp.2726
[非专利文献3]“具有迟滞电压控制和均流的多相位DC/DC转换器（AMultiphaseDC/DCConverterwithHystereticVoltageControlandCurrentSharing）”,W.Gu,APEC,2002,pp.670
[非专利文献4]“具有迟滞控制的480MHz多相位交错降DC-DC压转换器（A480-MHzMulti-PhaseInterleavedBuckDC-DCConverterwithHystereticControl）”,G.Schrom,IEEE35thPowerElectronicsSpecialistConf.,(2004),pp.4702
[非专利文献5]“具有DSP控制和新的均流的多相位电压模式迟滞型受控VRM（MultiphaseVoltage-ModeHystereticControlledVRMwithDSPControlandNovelCurrentSharing）”,J.A.Abu-Qahouq,APEC,2002,pp.663
[非专利文献6]“新的消除高分辨率DPWM需求的数字控制架构（NewDigitalControlArchitectureEliminatingtheNeedforHighResolutionDPWM）”,J.Li,PESC,2007,pp.814
然而，多相位型电压转换器必须以N相位控制多个子电压转换器的开关，并且执行复杂的脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM），因此，用于控制开关的控制电路在电路规模上变得很复杂和很大。特别地，在减小单个子电压转换器的电感和功率MOSFET的尺寸以及通过增加子电压转换器的数量来使输出电容变小的情况下，每一电压转换器的大规模控制电路导致整体电路规模增大。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种具有较小电路规模的复式（multi-type）电源单元。
根据实施例的一个方案，一种电源单元包括：第一子电源模块，包括第一电感、将从输入电源提供给所述第一电感的电流进行切换的第一开关元件、驱动所述第一开关元件的第一驱动控制电路、以及第一子输出端子，电流被从所述第一电感输出到所述第一子输出端子；第二子电源模块，包括第二电感、将从输入电源提供给所述第二电感的电流进行切换的第二开关元件、驱动所述第二开关元件的第二驱动控制电路、以及第二子输出端子，电流被从所述第二电感输出到所述第二子输出端子；以及公共输出端子，所述第一子输出端子和所述第二子输出端子耦接至该公共输出端子；其中，依据所述公共输出端子的输出电压是否低于第一电压来控制所述第一开关元件的导通操作，并且依据所述输出电压是否低于第二电压来控制第二开关元件的导通操作，所述第二电压与所述第一电压不同。
根据该第一方案，减小了复式电源单元的电路规模。
根据实施例的另一个方案，一种电源单元包括：第一子电源模块至第N子电源模块，将电流从输入电源输出到各子输出端子；以及公共输出端子，第一子输出端子至第N子输出端子耦接至所述公共输出端子；其中：N为2或更大数值；所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个包括：将从所述输入电源提供给电感的电流进行切换的开关元件，以及驱动所述开关元件的驱动控制电路，电流被从所述电感输出到所述子输出端子；以及所述驱动控制电路依据所述公共输出端子的输出电压的电位是否低于基准电位来控制所述开关元件的导通操作，并且用以控制所述开关元件的导通操作的所述基准电位在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中是不同的。
根据实施例的又一个方案，一种电源单元包括：第一子电源模块至第N子电源模块，将电流从输入电源输出到各子输出端子；以及公共输出端子，第一子输出端子至第N子输出端子耦接至所述公共输出端子；其中：N为2或更大数值；所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个包括内部布线、将从所述输入电源提供给包括在所述内部布线中的寄生电感的电流进行切换的开关元件、以及驱动所述开关元件的驱动控制电路，电流被从所述寄生电感输出到所述子输出端子；以及所述驱动控制电路依据所述公共输出端子的输出电压的电位是否低于基准电位来控制所述开关元件的导通操作，并且用以控制所述开关元件的导通操作的所述基准电位在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中是不同的。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的电源单元的方块图。
图2是图1的降压型电源单元的子电源模块的电路示意图。
图3示出图2的子电源模块的变型。
图4是示出具有8级（step）子电源模块的电源单元的第0级子电源模块的波形的示意图。
图5是示出具有8级子电源模块的电源单元的第1级子电源模块的波形的示意图。
图6是示出具有8级子电源模块的电源单元的第2级子电源模块的波形的示意图。
图7是示出具有8级子电源模块的电源单元的第3级子电源模块的波形的示意图。
图8是示出具有8级子电源模块的电源单元的第4级子电源模块的波形的示意图。
图9是示出具有8级子电源模块的电源单元的第5级子电源模块的波形的示意图。
图10是示出具有8级子电源模块的电源单元的第6级子电源模块的波形的示意图。
图11是示出具有8级子电源模块的电源单元的第7级子电源模块的波形的示意图。
图12是示出针对电源单元的7个基准电压Vref_0至Vref_n-1的反馈电压Vfb的波形的示意图。
图13示出流入到8级子电源模块的示例中的输出端子的波纹电流。
图14是当负载电路的负载处于中等级别时，8级子电源模块和输出电压Vout之间的连接节点Lx的波形示意图。
图15是当负载电路的负载很大时，8级子电源模块和输出电压Vout之间的连接节点Lx的波形示意图。
图16是当每一级中基准电压Vref的偏差不相等时的波形示意图。
图17是示出图1的变型的示意图。
图18是示出根据第二实施例的升压型电源单元的方块图。
图19是图18的升压型电源单元的子电源模块的电路示意图。
图20是根据第三实施例的降压型电源单元电路的子电源模块的电路示意图。
图21是具有图20的电源单元电路的集成电路器件的平面图和横截面图。
图22根据第三实施例的升压型电源单元电路的子电源模块的电路示意图。
具体实施方式
[第一实施例，降压型电源单元]
图1是示出根据第一实施例的电源单元的方块图。第一实施例是降压型电源单元的示例。在本电源单元中，第0级至第n-1级的n个子电源模块的子输出端子O_0至O_n-1耦接并且产生期望的输出电压至公共输出端子Vout。每一子电源模块具有输出电感Lout、具有耦接至输入电源（未示出）的开关元件的模块电路M_0至M_n-1、以及用于驱动开关元件的驱动电路AND_0至AND_n-1。如稍后所述，驱动电路具有与（AND）门，并且将来自脉冲产生电路PG_0至PG_n-1的脉冲信号和来自比较器CMP_0至CMP_n-1的比较信号输入到该与门。脉冲产生电路PG_0至PG_n-1产生脉冲信号，脉冲信号的相位优选地彼此偏移。在图1的示例的情况下，具有n个子电源模块，并且由脉冲产生电路产生的脉冲信号具有N个相位，并且如稍后所述，这些脉冲可以彼此重叠（overlap）。
平滑电容Cout耦接至公共输出端子Vout，并且提供产生的功率的负载电路RL也耦接至公共输出端子Vout。
对应于每一子电源模块的比较器CMP_0至CMP_n-1将反馈电压Vfb与彼此不同的的基准电压Vref_0至Vref_n-1进行比较，并将比较结果分别输出到驱动电路AND_0至AND_n-1作为比较结果信号，其中该反馈电压Vfb是通过公共输出端子Vout和接地电压Vss之间的电阻R1和R2对公共输出端子Vout的输出电压进行分压而产生的。如果反馈电压Vfb低于基准电压，则比较结果信号变为H电平，并且如果由脉冲产生电路产生的脉冲信号是H电平，则驱动电路分别控制模块电路M_0至M_n-1中的开关元件为导通状态。依导通状态的持续时间将电流分别输出到每一子电源模块的输出端子O_0至O_n-1。
比较器、脉冲产生电路和驱动电路构成用于控制开关元件的驱动的驱动控制电路。
图2是图1的降压型电源单元的子电源模块的电路示意图。第n-1级子电源模块具有模块电路M_n-1，该模块电路M_n-1包括电感Lout、由布置在电源Vcc2和电感Lout之间的N-沟道MOS(NMOS)晶体管构成的开关元件M1、以及布置在接地电压Vss和电感Lout之间的肖特基势垒二极管SBD。开关元件M1和电感Lout经由连接节点Lx_n-1耦接。此外，第n-1级子电源模块还具有用于向开关元件M1的栅极提供驱动脉冲的与门（驱动电路）、比较器CMP_n-1以及脉冲产生电路PG_n-1。与门、比较器CMP_n-1以及脉冲产生电路PG_n-1构成用于驱动开关元件M1的驱动控制电路CNT_n-1。
比较器CMP_n-1将由输出电压Vout产生的反馈电压Vfb和第n-1级基准电压Vref_n-1进行比较，并且如果反馈电压Vfb低于基准电压Vref_n-1，则将输出C_out设定为H电平，并且如果反馈电压Vfb高于基准电压Vref_n-1，则将输出C_out设定为L电平。脉冲产生电路PG_n-1从由n个子电源模块产生的具有第0相位至第n-1相位的脉冲信号中输出具有第n-1相位的脉冲信号P_n-1。因此，当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，与门传送（pass）比较器CMP_n-1的比较结果信号C_n-1，并且将驱动脉冲D_n-1提供给开关元件M1的栅极以便导通/截止开关元件M1。
当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，开关元件M1导通，将电流从电源Vcc2提供给电感Lout，并且如果公共输出端子Vout的输出电压的电位低于对应于基准电压Vre_n-1的电位，则在电感Lout中存储电磁能量。另一方面，当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，如果公共输出端子Vout的输出电压的电位高于对应于基准电压Vref_n-1的电位，则开关元件M1截止。如果开关元件M1截止，则电流从接地电压（ground）Vss经由肖特基势垒二极管SBD流至电感Lout和输出端子O_n-1。因此，当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，电感Lout使通过开关元件M1的导通/截止操作间歇性地从电源Vcc2提供的电流平滑，并且将平滑后的电流输出到输出端子O_n-1。当脉冲信号P_n-1处于L电平期间时，开关元件M1不受控为导通/截止，而是保持截止。
第n-2级子电源模块具有类似于第n-1级的配置。然而，待输入到比较器CMP_n-2的基准电压Vref_n-2低于第n-1级基准电压Vref_n-1。脉冲产生电路PG_n-2产生脉冲信号P_n-2，该脉冲信号P_n-2从第n-1级脉冲产生电路产生的脉冲信号P_n-1偏移1/n个周期相位（1/ncycle-phase-shifted）。然而，脉冲信号的占空比（dutyratio）是相同的。
因此，在第n-2级子电源模块中，当相位与第n-1级的脉冲P_n-1偏移的脉冲P_n-2处于H电平期间时，开关元件M1通过比较结果信号C_n-2而导通/截止，如果反馈电压Vfb低于基准电压Vref_n-2，则该比较结果信号C_n-2变为H电平，并且如果反馈电压Vfb高于基准电压Vref_n-2，则该比较结果信号C_n-2变为L电平。换句话说，基于输出电压Vout的电位控制第n-2级子电源模块的开关元件模块M1为导通或截止，该输出电压Vout的电位低于第n-1级子电源模块中输出电压Vout的电位；而基于输出电压Vout的电位控制第n-1级子电源模块的开关元件M1为导通或截止，该输出电压Vout的电位高于第n-2级子电源模块中输出电压Vout的电位。换句话说，如果与输出电压Vout成比例关系的反馈电压Vfb低于基准电压Vref_n-2，则第n-2级和第n-1级开关元件M1都导通，并且如果反馈电压Vfb为Vref_n-2<Vfb<Vref_n-1，则仅仅第n-1级开关元件M1导通，并且如果反馈电压Vfb高于基准电压Vref_n-1（Vref_n-1<Vfb），则第n-1级开关元件M1和第n-2级开关元件M1都截止。
第n-3级至第0级子电源模块也具有与第n-1级和第n-2级子电源模块相似的配置。
本实施例的电源单元具有n级子电源模块，并且当由各脉冲产生电路产生的脉冲信号处于H电平期间时，依据反馈电压Vfb是否低于对应的基准电压Vref来导通或截止每一级子电源模块的开关元件M1。由于开关元件M1通过基于比较器CMP的比较结果的脉冲信号来导通或截止，因此输出电压Vout从基准电压组Vref_0至Vref_n-1中垂直脉动（plusatevertically）。如果输出电压Vout在基准电压组Vref_0至Vref_n-1中沿从较低电位向较高电位的方向增加，则开关元件M1在所有n级子电源模块中都处于导通的状态发生改变，以使得开关元件M1从第0级侧开始依次截止，并且处于导通状态的开关元件M1的数量减少。另一方面，如果输出电压Vout在基准电压组Vref_0至Vref_n-1中从较高电位向较低电位减小，则开关元件M1在所有n级子电源模块中都处于截止的状态发生改变，以使得开关元件M1从第n-1级侧开始依次导通，并且处于导通状态的开关元件M1的数量增加。由于开关元件M1导通时所处的输出电压Vout的电位在每一级是不同的，因此，导通期间（ONperiod）是不同的，并且其导通占空比（ONduty）依据各级也是不同的。
因此，每一级子电源模块的开关元件基于不同的基准电压Vref导通或截止，因此，与所有子电源模块的开关元件基于相同的基准电压Vref导通或截止的情况相比，输出电压Vout的脉动很小并且其波纹也很小。换句话说，在所有子电源模块的开关元件基于相同的基准电压Vref导通或截止的情况下，所有子电源模块的开关元件M1同时导通或截止，因此，提供给电感Lout的电流总量很大，并且输出电压Vout的波纹变得非常高。
在本实施例的情况下，如果输出电压Vout低于基准电压组，通过导通多个开关元件M1并且将电流提供给电感Lout来升高输出电压Vout，并且随着输出电压Vout增加，处于导通状态的开关元件M1的数量减少，并且提供给电感Lout的电流量减小，并且输出电压Vout的升压速度变缓，然后如果输出电压Vout变得高于所有的基准电压组，则所有的开关元件M1截止，输出电压Vout的升压停止，并且电压开始降低。随着输出电压Vout降低，处于导通状态的开关元件M1的数量增加，提供给电感Lout的电流量增多，并且输出电压Vout的降压速度降低，然后如果输出电压Vout变得低于所有的基准电压组，则所有的开关元件M1导通，输出电压Vout的降压停止，并且电压开始升高。
图3示出图2的子电源模块的变型。在图3的子电源模块中，模块电路M_n-1和模块电路M_n-2中的每一个具有第一开关元件M1和第二开关元件M2。换句话说，第二开关元件M2以代替图2的肖特基势垒二极管SBD的方式布置。开关元件M1和开关元件M2都是NMOS晶体管，因此，将与门的输出信号作为驱动脉冲直接提供给第一开关元件M1，并且经由逆变器INV提供给第二开关元件M2。其他配置与图2相同。
在图3中，第一开关元件M1可以由PMOS晶体管构成，并且第二开关元件M2可以由NMOS晶体管构成。在这种情况下，将相同驱动脉冲提供给这两个晶体管。
图1的降压型电源单元具有n个子电源模块，因此，每一子电源模块的电感Lout的电感值是使用单个电源模块情况下的1/n。换句话说，每一子电源模块的电感Lout的电感值变小（1/n），并且，电感Lout的尺寸也相应地变小（1/n）。随着电感值变小，电感以更高频率运行。通常，随着电感值变小，阈值频率变得更高。
每一子电源模块的频率也变低，因此，构成开关元件M1的功率MOSFET的尺寸可以相应地减小。如果尺寸减小，则栅-源电容减小，并且以更高频率运行变得可能。
结果，与单个电源模块相比，在多电源模块的配置中，即使元件的数量增多，整体尺寸也可以减小。此外，如果电感值小，则可以增加对输出电压的响应速度。
大多数用于控制开关元件M1的驱动控制电路是由脉冲产生电路PG、比较器CMP以及与门组成，并且不像常规的PWM控制电路那样复杂，因此，即使是使用多电源模块配置，整体电路规模也不会变得很大。
优选的是，图1、图2和图3示出的多个子电源模块形成在单个半导体芯片内。每一子电源模块的电感Lout的电感值很小，因此，优选的是，包括这些电感的多个子电源模块形成在单个半导体芯片上。然而，每一子电源模块的电感Lout可以作为外部器件耦接，并且除电感Lout外的子电源模块可以形成在单个半导体芯片上。由于输出电压的波纹变小，耦接公共输出端子Vout的平滑电容Cout的电容值可以减小。因此，平滑电容Cout可以形成在多个子电源模块的相同半导体芯片上，或可以作为外部器件耦接。
图4至图11是示出具有8级子电源模块的电源单元的每一子电源模块的波形的示意图。示出了从0μs时通电至运行变得相对平稳的运行波形。图12是示出针对电源单元的7个基准电压Vref_0至Vref_n-1反馈电压Vfb的波形的示意图。图12的波形是图4至图11中从14μs至32μs时的波形。正如本文所描述的，反馈电压Vfb从基准电压组中上下垂直脉动。
如图4至图11所示出的，每一子电源模块的脉冲产生电路的输出脉冲P_0至P_n-1彼此重叠，其中，输出脉冲P_0至P_n-1的相位分别偏移1/n个脉冲周期。当输出脉冲处于H电平期间时，对应于比较器CMP的比较结果信号C产生待提供到开关元件M1的栅极的驱动脉冲D_0至D_n-1中的每一个。当驱动脉冲D_0至D_n-1中的每一个是H电平时，开关元件M1导通，并且当驱动脉冲D_0至D_n-1中的每一个是L电平时，开关元件M1截止，并且对应于导通或截止操作，开关元件M1和电感Lout之间的连接节点Lx_0至Lx_n-1中的每一个的电位在电源电压Vcc2和负电压之间垂直移动。如图12的放大示意图所示出的，反馈电压Vfb垂直脉动。
在图4的第0级子电源模块的运行中，反馈电压Vfb在紧接着于0时刻开始运行后仍然是0V，因而，比较器CMP_0的比较结果信号C_0变为H电平。另一方面，脉冲产生电路PG_0首先将脉冲P_0设定为H电平。因此，与门的输出端的驱动脉冲D_0变为H电平，开关元件M1导通，并且连接节点Lx_0变为H电平。此时，将电流从电源Vcc2提供给输出侧的电感Lout，并且将该电流从子输出端子O_0输出到公共输出端子Vout，并且在电感中存储电磁能量。从而，输出电压Vout和反馈电压Vfb上升。
如果反馈电压Vfb超过基准电压Vref_0，则比较器CMP_0的比较结果信号C_0变为L电平，驱动脉冲D_0也变为L电平，并且开关元件M1截止。从而，连接节点Lx_0从接地电压Vss下降，下降的量为肖特基势垒二极管SBD的正向电压。
当脉冲P_0变为L电平时，驱动脉冲D_0变为L电平，但是在脉冲P_0处于H电平的后续期间中，反馈电压Vfb不会由于输出电压Vout的上升而变得低于基准电压Vref_0，并且不会产生驱动脉冲D_0。换句话说，在开关元件M1在第一驱动脉冲D_0处导通后，第0级子电源模块不会执行导通/截止操作。图4示出了连接节点Lx_0的垂直振动。
在图5示出的第1级子电源模块的运行中，驱动脉冲D_1变为H电平，并且当脉冲P_1在0时刻运行开始后处于第一H电平期间时，开关元件M1导通，并且此后不会产生驱动脉冲D_1。
在图6示出的第2级子电源模块的运行中，根本不会产生驱动脉冲D_2。换句话说，第2级子电源模块根本不会执行导通/截止操作。
在图7示出的第3级子电源模块的运行中，当脉冲P_3分别处于第二及以后的H电平期间时，驱动脉冲D_3仅产生一次。换句话说，在第3级子电源模块中，当脉冲P_3处于H电平期间时，开关元件M1导通一次，并且向输出端子Vout提供电流，从而输出电压Vout每次上升，反馈电压Vfb会超过基准电压Vref_3，并且比较器CMP_3的比较结果信号C_3不会变为H电平。
在图8示出的第4级子电源模块的运行中，当脉冲P_3分别处于第二及以后的H电平期间时，处于H电平的驱动脉冲D_4产生两次、三次、两次和两次。换句话说，在第4级子电源模块中，基准电压Vref_4高于第3级子电源模块的基准电压Vref_3，因此，驱动脉冲D_4产生更多次，开关元件M1导通，并且向输出端子O_4提供更多电流。
在图9示出的第5级子电源模块的运行中，当脉冲P_3分别处于第一及以后的H电平期间时，驱动脉冲D_5产生两次，五次、五次和五次。换句话说，在第5级子电源模块中，开关元件M1要比第4级子电源模块的开关元件M1导通更多次，并且向输出端子O_5提供更多电流。
在图10示出的第6级子电源模块的运行中，当脉冲P_3分别处于第一及以后的H电平期间时，驱动脉冲D_6产生三次，五次、五次和五次。每一驱动脉冲D_6的脉冲宽度要宽于第5级子电源模块的脉冲宽度。换句话说，在第6级子电源模块中，开关元件M1比第5级子电源模块的开关元件M1导通更多次并且导通更长的持续时间，以便向输出端子O_6提供更多电流。
在图11示出的第7级（该级为最高级）子电源模块的运行中，当脉冲P_3分别处于第一及以后的H电平期间时，驱动脉冲D_7产生四次，五次、五次和五次。每一驱动脉冲D_7的脉冲宽度要宽于第6级子电源模块中的脉冲宽度。换句话说，在第7级子电源模块中，开关元件M1导通最多次数，并且在第7级子电源模块中，导通最长的持续时间，以便向输出端子O_7提供最多的电流。
如图12所示出的，反馈电压Vfb从基准电压组Vref_0至Vref_7重复上升和下降。如图4至图11所示出的，随着基准电压Vref变低，每一子电源模块中产生驱动脉冲D_0至D_7的次数减少并且H电平脉冲宽度变窄，并且随着基准电压Vref变高，每一子电源模块中产生驱动脉冲D_0至D_7的次数增多，并且H电平脉冲宽度变宽。换句话说，依据子电源模块，通过改变基准电压Vref来改变开关元件M1的导通期间的比例（导通占空比）。
图13示出流入到8级子电源模块的示例中的输出端子的波纹电流。在图13中，IL_sub表示每一子电源模块的输出电流。由于每一子电源模块的开关元件M1的导通操作是不同的，因此，每一子电源模块的输出电流也彼此不同。另一方面，IL(n=1)是单一电源模块的输出电流。
在单一电源模块的情况下，电感Lout的电感值是高的，例如为160μHe，因此，输出电流的波纹的周期很长。鉴于根据8级子电源模块并联耦接的实施例，每一输出电流的波动宽度与单一电源模块的波动宽度大致相同，但是，每一子电源模块的电感Lout的电感值是单一电源模块的电感值的1/8，即为20μHe，因此，输出电流的波纹的周期变短。此外，在8级子电源模块中，导通/截止操作期间偏移了8相位脉冲P_0至P_7。因此，输出电压Vout的波动宽度会比单一电源模块的波动宽度小。
图14是当负载电路的负载处于中等级别时，8级子电源模块和输出电压Vout的连接节点Lx的波形示意图。这是负载大于图4至图11示例中的负载的示例。连接节点Lx的垂直波动表示开关元件M1正在执行导通/截止操作。在图14的示例的情况下，连接节点Lx_1至Lx_7在第1级至第7级子电源模块中垂直波动（verticallyfluctuate），但是第0级子电源模块的连接节点Lx_0并不波动。
图15是当负载电路的负载较大时，8级子电源模块和输出电压Vout的连接节点Lx的波形示意图。这是负载大于图14示例中的负载的示例。在这种情况下，所有子电源模块的连接节点Lx_0至Lx_7垂直波动，并且子电源模块均衡地执行导通/截止操作。
根据本实施例的电源单元，n级子电源模块的脉冲P_0至P_n-1的n相位不必分别精确地偏移1/n周期。可以将n个子电源模块分割为k组，并且每一组的相位可以分别偏移1/k。在将子电源模块分割为两组的情况下，例如，可以将子电源模块分割为奇数子电源模块和偶数子电源模块，以便奇数子电源模块和偶数子电源模块从较低的基准电压Vref开始交替变换。最坏情况下，K=1也是可接受的。
同样地，针对8个基准电压Vref的数值，每一电压值的偏差不必精确地相同，而是如果这种偏差大致相同，则也是足够的。
图16是当每一级基准电压Vref的偏差不相等时的波形示意图。这是负载电路的负载很大的示例，像图15一样。然而，由于8个基准电压Vref的数值不是均等地间隔开，因此连接节点Lx的垂直波动定时（timing）是不均等的，正如图15的情况。同样地，在这种情况下，由于定时适当地偏移，因此可以获得相似的效果。
在本实施例的电源单元中，可以这样设计以使得：随着子电源模块的基准电压Vref变高，开关晶体管M1的栅极宽度变宽并且电流驱动能力变高，并且随着子电源模块的基准电压Vref变低，开关晶体管M1的栅极宽度变窄并且电流驱动能力变低。如上所述，随着子电源模块的基准电压Vref变高，开关操作的频率变高并且其时间变长，因此，本模块的电流提供能力增强以便抑制输出电压Vout的波动，然而，随着子电源模块的基准电压Vref变低，输出电压升高并且开关操作停止更多时间（evenmore），因此，本模块的电流提供能力减弱以便以更高分辨度（resolution）调整输出电压Vout。
图17是示出图1的变型的示意图。在图1的示例中，通过电阻分割电压Vref_n-1和接地电压Vss之间的输出电压来产生待输入到每一子电源模块的比较器CMP_0至CMP_n-1的基准电压Vref_0至Vref_n-1中的每一个。然而，在图17的变型中，待输入至每一子电源模块的比较器CMP_0至CMP_n-1的基准电压Vref是公共的，并且通过电阻分割反馈电压Vfb。换句话说，待输入到每一子电源模块的比较器CMP_0至CMP_n-1的反馈电压从低电压侧开始依次为Vfb_0至Vfb_n-1。
因此，在图17的变型的情况下，与图1的情况相反，如果输出电压Vout升高，导通时间随着开关元件M1接近第0级子电源模块变长，并且随着开关元件M1接近第n-1级子电源模块变短。然而，在图1和图17中，输出电压Vout的电位在多个子电源模块中的每一个分别是不同的，每一开关元件M1在该输出电压Vout的电位导通或截止。
[第二实施例，升压型电源单元]
图18是示出根据第二实施例的升压型电源单元的方块图。像降压型电源单元一样，升压型电源单元通过n级子电源模块来产生用于公共输出端子Vout的输出电压。每一子电源模块具有包括电感（未示出）的模块电路M_0至M_n-1、脉冲产生电路PG_0至PG_n-1、比较器CMP_0至CMP_n-1、以及与门AND_0至AND_n-1，所述与门将脉冲产生电路和比较器的输出的“与”作为驱动脉冲输出。比较器CMP_0至CMP_n-1将公共反馈电压Vfb和彼此不同的基准电压Vref_0至Vref_n-1分别进行比较，并且输出比较结果信号。n个子电源模块的子输出端子O_0至O_n-1耦接公共输出端子Vout，并且平滑电容Cout布置在公共输出端子Vout处，并且负载电路RL耦接公共输出端子Vout。
图19是图18的升压型电源单元的子电源模块的电路示意图。第n-1级子电源模块具有模块电路M_n-1，该模块电路M_n-1包括耦接电源电压Vcc2的电感L、由布置在电感L和接地电压Vss之间的N沟道MOS（NMOS）晶体管构成的开关元件M1、以及布置在电感L和开关元件M1的连接节点Lx_n-1和子输出端子O_n-1之间的肖特基势垒二极管SBD。此外，第n-1级子电源模块还具有用于向开关元件M1的栅极提供驱动脉冲的与门、比较器CMP_n-1、以及脉冲产生电路PG_n-1。与门、比较器CMP_n-1以及脉冲产生电路PG_n-1构成用于驱动开关元件M1的驱动控制电路CNT_n-1。
驱动控制电路CNT_n-1具有与第一实施例的降压型电源电路的驱动控制电路相同的配置，并且以相同方式运行。
当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，开关元件M1导通，将电流从电源Vcc2提供给电感L，并且如果公共输出端子Vout的输出电压的电位低于对应于基准电压Vref_n-1的电位，则在电感L中存储电磁能量。另一方面，当脉冲信号P_n-1处于H电平期间时，如果公共输出端子Vout的输出电压的电位高于对应于基准电压Vref_n-1的电位，开关元件M1截止。如果开关元件M1截止，通过存储在电感L中的电磁能量将电感L的电流经由肖特基势垒二极管SBD输出到子输出端子O_n-1。开关元件M1间歇性地重复导通和截止，但是通过电感L平滑提供给输出端子的电流。
第n-2级子电源模块具有类似于第n-1级的配置。然而，待输入到比较器CMP_n-2的基准电压Vref_n-2低于第n-1级比较器的基准电压Vref_n-1。脉冲产生电路PG_n-2产生脉冲信号，该脉冲信号的相位与第n-1级脉冲产生电路的脉冲信号相位偏移1/n个周期。脉冲信号的占空比是相同的。
因此，在第n-2级子电源模块中，当相位与第n-1级脉冲P_n-1偏移的脉冲P_n-2处于H电平期间时，开关元件M1通过比较结果信号C_n-2导通或截止，如果反馈电压Vfb低于基准电压Vref_n-2，则该比较结果信号C_n-2变为H电平，并且反馈电压Vfb高于基准电压Vref_n-2，则该比较结果信号C_n-2变为L电平。换句话说，基于输出电压Vout的电位控制第n-2级子电源模块的开关元件M1为导通或截止，该输出电压Vout的电位低于第n-1级子电源模块的输出电压Vout的电位；而基于输出电压Vout的电位控制第n-1级子电源模块的开关元件M1为导通或截止，该输出电压Vout的电位高于第n-2级子电源模块的输出电压Vout的电位。换句话说，如果与输出电压Vout成比例关系的反馈电压Vfb低于基准电压Vref_n-2，则第n-2级和第n-1级开关元件M1导通，如果反馈电压Vfb为Vref_n-1<Vfb<Vref_n-1，则仅仅第n-1级开关元件M1导通，并且如果反馈电压Vfb高于基准电压Vref_n-1，则第n-1级开关元件M1和第n-2级开关元件M1都截止。
第n-3级至第0级子电源模块也具有与第n-1级和第n-2级子电源模块相似的配置。
在本实施例的升压型电源单元中，像图1和图2的降压型电源单元一样，n级子电源模块基于输出电压Vout的不同电位来执行导通/截止开关操作。由于开关元件M1导通时所处的输出电压Vout的电位在每一级不相同，因此开关元件M1导通的期间在每一级也不相同，并且其导通占空比依据各级也不相同。因此，与所有子电源模块的开关元件基于相同基准电压Vref导通或截止的情况相比，输出电压Vout的脉动很小，并且波纹变低。
同样地，在第二实施例的情况下，像第一实施例的图18一样，n个子电源模块的比较器CMP可以将相同的基准电压Vref和不同反馈电压Vfb_0至Vfb_n-1分别进行比较。在这种情况下，n个子电源模块的每一开关元件的导通占空比随着开关元件接近第0级而变长，并且随着开关元件接近第n-1级而变短。
[第三实施例]
在第一实施例描述的降压型电源单元和第二实施例描述的升压型电源单元中，n个子电源模块耦接公共输出端子Vout，并且基于输出电压Vout的不同电位来切换每一子电源模块的开关元件M1的导通/截止操作，从而每一开关元件M1的导通占空比不同于其他开关元件。在任何情况下，布置电感Lout或L，并且在公共输出端子Vout处布置平滑电容Cout。
在上述电源单元中，子电源模块的电路配置很简化，因此，可以安装更多数量的子电源模块，并且增加子电源模块的数量可以减小电感Lout或L的电感值，并且由于来自每一子电源模块的电流量很小，因此也可以减小平滑电容Cout的电容值。
根据第三实施例，将子电源模块的数量增加至例如1000、10000、100000或1000000，并且用集成电路器件中的布线的寄生电感和寄生电容来取代电感和电容。换句话说，使用集成电路器件中的布线的寄生电感和寄生电容，而不是单独布置电感元件和电容元件。
图20是根据第三实施例的降压型电源单元电路的子电源模块的电路示意图。与图2的电路的差别在于：电感Lout不是布置在连接节点Lx_n-1或Lx_n-2和输出端子Vout之间，并且平滑电容Cout不是布置在输出端子Vout处。产生在连接节点Lx_n-1或Lx_n-2和输出端子Vout之间的布线中的寄生电感Lp作为平滑线圈使用。以相同的方式，产生在输出端子Vout处的输出电容Cp作为平滑电容使用。
图21是具有图20的电源单元电路的集成电路器件的平面图和横截面图。平面图在图21的左侧示出，并且在平面图的位置A、B和C作截面的横截面图在右侧示出。在图21中，针对6个子电源模块示出与门、开关晶体管M1、寄生电感Lp、公共输出端子Vout、以及布置公共输出端子Vout处的寄生电容Cp。每个与门的输出端经由栅电极布线耦接开关元件M1的栅电极，并且形成寄生电感Lp，该寄生电感Lp对于开关晶体管M1和肖特基势垒二极管的连接节点Lx与输出端子Vout之间的精细布线（thinwiring）而言具有足够的电感值。随着布线宽度变窄，寄生电感Lp的电感值增加。具有宽的面积的导体层变为输出端子Vout，多个子电源模块的精细布线在该宽的面积中耦接，并且形成寄生电容Cp，该寄生电容Cp由于该宽的面积而被允许具有足够的电容值。当输出端子Vout的导体层的面积增加时，寄生电容Cp的电容值增加。
在A部分的横截面图中，开关晶体管M1的栅电极位于电源Vcc2的布线下。在B部分的横截面图中，示出接地电压GND（Vss）的布线，并且开关晶体管M1的栅电极位于接地电压GND的布线下。并且在C部分的横截面图中，分别示出具有寄生电感Lp的精细布线。
图22是根据第三实施例的升压型电源单元电路的子电源模块的电路示意图。与图19的电路的差别在于：电感L不是布置在输入电源Vcc2与连接节点Lx_n-1或Lx_n-2之间，并且平滑电容Cout不是布置在输出端子Vout处。产生在输入电源Vcc2和连接节点Lx_n-1或Lx_n-2之间的布线中的寄生电感Lp作为平滑线圈使用。以相同的方式，产生在输出端子Vout处的寄生电容Cp作为平滑电容使用。
图22的形成有子电源模块的集成电路器件的构造与图21的集成电路器件的构造相同。换句话说，每一寄生电感Lp形成在输入电源Vcc2和连接节点Lx_n-1或Lx_n-2之间的精细布线中，并且寄生电容Cp形成在公共输出端子Vout的宽的导体层中。
因此，根据第三实施例，使用具有简化电路配置的每一子电源模块的驱动控制电路来增加子电源模块的数量，并且子电源模块在集成电路上的面积减小。因此，每一子电源模块的电感Lout或L相应地减小为寄生电感的尺寸，并且平滑电容Cout大致减小为寄生电容的尺寸。结果是，可以集成几千至几百万子电源模块。
在此描述的所有示例和条件性语言具有教示目的以便帮助读者理解本发明和由发明人提出的促进现有技术的概念，并且可以解释为不限于这些具体描述的示例和条件，说明书中示例的组织与显示本发明的优劣无关。尽管已经详细了本发明的实施例，但应当理解的是，在不脱离本发明的精神和范围下，可以对本发明做各种改变、替代、以及变更。

Claims (7)

1.一种电源单元，包括：
第一子电源模块，包括第一电感、将从输入电源提供给所述第一电感的电流进行切换的第一开关元件、驱动所述第一开关元件的第一驱动控制电路、以及第一子输出端子，波纹电流从所述第一电感输出到所述第一子输出端子；
第二子电源模块，包括第二电感、将从输入电源提供给所述第二电感的电流进行切换的第二开关元件、驱动所述第二开关元件的第二驱动控制电路、以及第二子输出端子，波纹电流从所述第二电感输出到所述第二子输出端子；以及
公共输出端子，所述第一子输出端子和所述第二子输出端子耦接到所述公共输出端子；
其中，依据所述公共输出端子的输出电压是否低于第一电压来控制所述第一开关元件的导通操作，并且依据所述输出电压是否低于第二电压来控制所述第二开关元件的导通操作，所述第二电压不同于所述第一电压，其中所述第一和第二电压都是独立于所述输出电压的直流电压；
其中：所述第一驱动控制电路将对应于所述输出电压的反馈电压与第一基准电压进行比较，如果所述反馈电压低于所述第一基准电压，则导通所述第一开关元件，并且如果所述反馈电压高于所述第一基准电压，则截止所述第一开关元件；以及
所述第二驱动控制电路将所述反馈电压与不同于所述第一基准电压的第二基准电压进行比较，如果所述反馈电压低于所述第二基准电压，则导通所述第二开关元件，并且如果所述反馈电压高于所述第二基准电压，则截止所述第二开关元件；其中所述第一和第二基准电压是直流电压；
其中：所述第一驱动控制电路和所述第二驱动控制电路中的每一个还包括用于将所述反馈电压与所述基准电压进行比较并输出比较结果信号的比较器，并且根据所述比较结果信号分别对所述第一开关元件和所述第二开关元件执行导通/截止控制；
其中：所述第一驱动控制电路和所述第二驱动控制电路中的每一个还包括用于产生脉冲信号的脉冲产生器，所述脉冲信号的相位彼此偏移，并且当所述脉冲信号处于H电平期间或L电平期间时，通过分别向所述第一开关元件或所述第二开关元件提供所述比较结果信号来执行导通/截止控制。
2.一种电源单元，包括：
第一子电源模块，包括第一电感、将从输入电源提供给所述第一电感的电流进行切换的第一开关元件、驱动所述第一开关元件的第一驱动控制电路、以及第一子输出端子，波纹电流从所述第一电感输出到所述第一子输出端子；
第二子电源模块，包括第二电感、将从输入电源提供给所述第二电感的电流进行切换的第二开关元件、驱动所述第二开关元件的第二驱动控制电路、以及第二子输出端子，波纹电流从所述第二电感输出到所述第二子输出端子；以及
公共输出端子，所述第一子输出端子和所述第二子输出端子耦接到所述公共输出端子；
其中，依据所述公共输出端子的输出电压是否低于第一电压来控制所述第一开关元件的导通操作，并且依据所述输出电压是否低于第二电压来控制所述第二开关元件的导通操作，所述第二电压不同于所述第一电压，其中所述第一和第二电压都是独立于所述输出电压的直流电压；
其中，所述第一驱动控制电路将对应于所述输出电压的第一反馈电压与基准电压进行比较，如果所述第一反馈电压低于所述基准电压，则导通所述第一开关元件，并且如果所述第一反馈电压高于所述基准电压，则截止所述第一开关元件；以及
所述第二驱动控制电路将对应于所述输出电压且不同于所述第一反馈电压的第二反馈电压与所述基准电压进行比较，如果所述第二反馈电压低于所述基准电压，则导通所述第二开关元件，并且如果所述第二反馈电压高于所述基准电压，则截止所述第二开关元件；其中所述基准电压是直流电压。
其中，所述第一驱动控制电路和所述第二驱动控制电路中的每一个还包括用于将所述反馈电压与所述基准电压进行比较并输出比较结果信号的比较器，并且根据所述比较结果信号分别对所述第一开关元件和所述第二开关元件执行导通/截止控制；
其中：所述第一驱动控制电路和所述第二驱动控制电路中的每一个还包括用于产生脉冲信号的脉冲产生器，所述脉冲信号的相位彼此偏移，并且当所述脉冲信号处于H电平期间或L电平期间时，通过分别向所述第一开关元件或所述第二开关元件提供所述比较结果信号来执行导通/截止控制。
3.一种电源单元，包括：
第一子电源模块至第N子电源模块，将电流从输入电源输出到各子输出端子；以及
公共输出端子，第一子输出端子至第N子输出端子耦接至所述公共输出端子；其中：
N为2或更大数值；
所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个包括：将从所述输入电源提供给电感的电流进行切换的开关元件，以及驱动所述开关元件的驱动控制电路，波纹电流被从所述电感输出到所述子输出端子；以及
所述驱动控制电路依据所述公共输出端子的输出电压的电位是否低于基准电压来控制所述开关元件的导通操作，并且用以控制所述开关元件的导通操作的所述基准电压在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中是不同的，所述基准电压是独立于所述输出电压的直流电压；
其中：所述第一子电源模块至所述第N子电源模块以及分别布置在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的所述电感形成在单个半导体芯片上。
4.一种电源单元，包括：
第一子电源模块至第N子电源模块，将电流从输入电源输出到各子输出端子；以及
公共输出端子，第一子输出端子至第N子输出端子耦接至所述公共输出端子；其中：
N为2或更大数值；
所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个包括：将从所述输入电源提供给电感的电流进行切换的开关元件，以及驱动所述开关元件的驱动控制电路，波纹电流被从所述电感输出到所述子输出端子；以及
所述驱动控制电路依据所述公共输出端子的输出电压的电位是否低于基准电压来控制所述开关元件的导通操作，并且用以控制所述开关元件的导通操作的所述基准电压在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中是不同的，所述基准电压是独立于所述输出电压的直流电压；
其中：所述第一子电源模块至所述第N子电源模块形成在单个半导体芯片上，并且分别属于所述第一子电源模块至所述第N子电源模块的所述电感分别布置在所述半导体芯片的外部。
5.一种电源单元，包括：
第一子电源模块至第N子电源模块，将电流从输入电源输出到各子输出端子；以及
公共输出端子，第一子输出端子至第N子输出端子耦接至所述公共输出端子；其中：
N为2或更大数值；
所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个包括内部布线、将从所述输入电源提供给包括在所述内部布线中的寄生电感的电流进行切换的开关元件、以及驱动所述开关元件的驱动控制电路，波纹电流被从所述寄生电感输出到所述子输出端子；以及
所述驱动控制电路依据所述公共输出端子的输出电压的电位是否低于基准电压来控制所述开关元件的导通操作，并且用以控制所述开关元件的导通操作的所述基准电压在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中是不同的，其中所述基准电压是独立于所述输出电压的直流电压；
其中：所述第一子电源模块至所述第N子电源模块布置在单个半导体芯片上，并且N至少为1000。
6.根据权利要求5所述的电源单元，其中：
在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个中，所述开关元件布置在所述输入电源与包括所述寄生电感的所述内部布线的第一端子之间，并且所述内部布线的第二端子耦接至所述子输出端子；以及
所述公共输出端子的输出电压低于所述输入电源的电压。
7.根据权利要求5所述的电源单元，其中：
在所述第一子电源模块至所述第N子电源模块中的每一个中，包括所述寄生电感的所述内部布线的第一端子耦接至所述输入电源，所述开关元件布置在所述内部布线的第二端子与基准电压之间，并且所述内部布线的第二端子经由单向元件耦接至所述子输出端子；以及
所述公共输出端子的输出电压高于所述输入电源的电压。
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