CN102780222A - 用于控制在孤岛模式下的电网的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于控制在孤岛模式下的电网的方法和设备。该方法用于在一种布置中控制在孤岛模式下的电力的传送，该布置包括转换器和通过滤波器连接到转换器的负载。该方法包括：确定转换器的输出电压的一个或多个频率分量的电压基准分量。通过基于负载电流形成一个或多个电压前馈项并且使用前馈项调整电压基准分量来补偿负载电流的影响。基于电压基准分量形成用于频率分量的一个或多个的控制基准分量，并且基于控制基准分量来形成控制基准。基于控制基准来控制转换器的输出电压。

Description

用于控制在孤岛模式下的电网的方法和设备

技术领域

本发明涉及通过使用频率转换器来控制在孤岛模式下的电网。本发明进一步涉及补偿电网电压的不平衡和谐波并且保护转换器以防过流。

背景技术

孤岛模式指的是其中电网的一部分与电网的剩余部分分离的电力网的状态。可以通过与对于电网的剩余部分供电的手段不同的手段来对于电网的分离部分供电。

在孤岛模式下操作的能力有益于利用例如分布式发电。它使得能够在其中不可访问公共电力传输线但是可获得电能源（例如，小规模水力、风力或太阳能）的区域中利用电力。孤岛模式操作也使得能够在电网故障期间向电网的一部分供应电力。

通常，孤岛转换器控制系统通过直接控制回路来例如通过作用于该转换器通量（flux）或电压而控制孤岛电网电压。图1图示了孤岛转换器控制系统的示例。转换器11连接到电网12。测量电网电压u ₁ ，并且确定电压的幅度|u _l |。控制器13然后使用幅度|u _l |与幅度基准|u _l ^*|一起来计算控制基准的值。控制基准被用作控制装置14的输入。控制装置14然后基于控制基准控制转换器的逆变器电桥，以产生电压向量。

控制器13可以例如是PI控制器，如在图1中那样。控制装置可以使用例如PWM方法或DTC（direct torque control，直接转矩控制）方法来控制逆变器电桥。如果使用基于PWM的手段，则控制器13可以产生电压向量幅度基准。如果使用基于DTC的手段，如在图1中那样，则可以使用通量幅度基准|Ψ _c ^*|来表示控制基准。在两种手段中，控制装置14也可以使用角频率基准ω_c ^*来作为输入。

在图1中所示的控制系统的缺陷是不能通过控制系统来控制由负载看到的电压向量的相位对齐角度（phase alignment angle）。同时，通过加负载来影响负载电压向量。非线性负载的谐波电流可能对于输出电压引起谐波失真。这些电流可能难以补偿。然而，可能重要的是，补偿孤岛转换器的输出电压的谐波分量，因为在孤岛转换器的输出处的滤波器和可能的变压器可以使得孤岛电网具有较大的阻抗。在这些条件下，可能很难改善由负载看到的电压的质量。

发明内容

本公开的目的是提供一种方法和一种用于实现该方法以便减轻上面的缺点的设备。通过在独立权利要求中描述的内容表征的方法和设备实现这些目的。在从属权利要求中公开了实施例。

该方法和设备利用控制转换器的输出电压的一个或多个频率分量的思想。所述频率分量可以例如是所述输出电压的正序谐波分量和负序谐波分量。可以使用所述频率分量来形成控制基准，并且然后可以使用所述控制基准来控制所述转换器。可以形成所述控制基准使得它在静止基准坐标系（stationary reference frame）中不包含直流项。

通过使用所述方法和设备，有可能改善控制特性，并且提高在控制中的自由度。所公开的方法和设备不仅使得能够控制所述负载电压向量的幅度，而且使得能够控制所述电压向量的对齐角。也更容易控制不平衡和谐波电压。

附图说明

下面，将通过优选实施例并且参考附图来更详细地描述本公开的方法和设备，在附图中：

图1图示孤岛转换器控制系统的示例；

图2图示用于控制能够在孤岛电网中操作的布置的电力的传送的方法；

图3图示包括用于控制能够在孤岛电网中操作的布置中的电力的传送的设备的该布置；以及

图4图示具有限制输出电流的能力的基频电压控制器。

具体实施方式

图2图示用于控制在一种布置中的在孤岛模式下的电力的传送的方法，该布置包括转换器21和连接到转换器21的负载22。可以在转换器21和负载22之间布置变压器23。转换器21可以被控制器24控制。该方法的控制系统25向控制器24提供控制基准。

为了确定控制基准，在所公开的方法中确定转换器的输出电压的一个或多个频率分量的电压基准分量。频率分量可以表示诸如正序分量和负序分量的分量。

从控制的视点看，提供使用所谓的旋转坐标系变量来控制的系统可能是有益的。取代控制在静止坐标系中的正弦量，可以使用DC量。因此，可以在旋转基准坐标系中确定电压基准分量。每一个分量可以在其本身的基准坐标系中操作。可以例如在同步基准坐标系中限定基频分量。术语“同步基准坐标系”指的是旋转基准坐标系，该旋转基准坐标系具有等于负载电压的基频的角频率。

虽然旋转基准坐标系可能在一些实施例中有益，但是本公开的方法不限于旋转基准坐标系。例如，可以取代使用静止基准坐标系。

可以例如通过使用用于每一个分量的控制器来确定电压基准分量。在图2中，图示用于单个分量的控制回路。首先确定负载电压基准u ₁ ^*和负载电压u ₁ ^*。在图2中，在旋转基准坐标系中确定它们。旋转基准坐标系可以例如与基频同步。然后基于在负载电压基准u ₁ ^*和负载电压u ₁ 之间的差来确定在旋转基准坐标系中的电压基准u ^*。在图2中，使用电压控制器251来执行这一点。控制器251可以例如是PI控制器。可以对于其他电压基准分量来形成类似的控制器。用于控制系统25的控制对象可以例如是转换器产生使得负载电压u ₁ 匹配负载电压基准u ₁ ^*的电压。

当已经确定电压基准分量时，可以基于电压基准分量来形成转换器的输出电压的一个或多个频率分量的控制基准分量。所述频率分量可以例如是输出电压的正序谐波分量和负序谐波分量。每一个控制基准分量可以在其本身的基准坐标系中操作。

最后，然后可以基于控制基准分量来形成控制基准，并且然后可以基于控制基准来控制转换器的输出电压。用于控制转换器的控制器可以例如是电压控制器或通量控制器。

如果使用电压控制器，则控制器可以基于电压基准分量来控制转换器。即，通过电压来表示控制基准。电压控制器可以例如是基于PWM（脉宽调制）的控制器。

如果使用通量控制器，则可以通过基于电压基准分量形成的一个或多个通量基准分量来表示控制基准分量。可以通过基于通量基准分量形成的通量基准来表示控制基准。

通量控制器可以例如基于DTC调制方案。可以在所谓的标量模式中使用DTC。即，以与对于正常的DTC使用的方式类似的方式控制通量向量的幅度，但是，扭矩控制基于通量向量基准和实际通量向量的向量积。可以计算通量向量基准，使得实际通量向量的角频率等于角频率基准。

在图2中，控制器24是使用通量基准Ψ ^*作为输入的通量控制器。控制系统25提供通量基准ψ ^*。在图2中，使用通量基准产生器252来确定通量基准Ψ ^*。使用通量控制器24来基于通量基准Ψ ^*控制转换器21的输出电压。因此，通过使用通量基准Ψ ^*间接地控制由转换器21产生的电压。

可以将通量基准Ψ ^*看作由转换器产生的虚拟通量。虚拟通量Ψ _c是转换器产生的电压向量u _c的时间积分：

ψ _c＝∫u _cdt+C，                    （1）

其中，C是常数。换句话说，通量可以包含DC项。相反，电压是虚拟通量的导数。然而，常数的导数是0，因此，从通量产生的电压不包含DC项：

${\underset{\‾}{u}}_c=\frac{d}{\mathrm{dt}}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c.---\left(2\right)$

如果使用通量控制器来直接地控制转换器电压，则在通量基准中的DC项可以在用于调制的基准的计算中引起数值溢出或限幅。因此，可能优选的是，防止DC项在通量基准分量中产生。

在一般项中，可以在以恒定的角频率ω_n旋转的旋转基准坐标系中写出如下的等式2：

${\underset{\‾}{u}}_c^n=j{\mathrm{\ω}}_n{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^n+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^n---\left(3\right)$

其中，上标n指的是以角频率ω_n旋转的基准坐标系。更具体地，可以在以基频ω旋转的同步基准坐标系中写出如下的等式2：

${\underset{\‾}{u}}_c^s=\mathrm{j\ω}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^s+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^s---\left(4\right)$

其中，上标s指的是以基频ω旋转的同步基准坐标系。类似地，对于在频率ω_n＝nω的分量，可以将等式4表达如下：

${\underset{\‾}{u}}_c^n=\mathrm{jn\ω}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^n+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\underset{\‾}{\mathrm{\ψ}}}_c^n---\left(5\right)$

其中，n是整数。n的正值表示正序分量。n的负值表示负序分量。以分量形式，这可以被写为：

$u_{\mathrm{cd}}^n=\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cd}}^n-\mathrm{n\ω}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cq}}^n---\left(6a\right)$

$u_{\mathrm{cq}}^n=\mathrm{n\ω}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cd}}^n+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cq}}^n---\left(6b\right)$

其中，

是电压直轴分量，

是电压交轴分量，

是虚拟通量直轴分量，并且，

是虚拟通量交轴分量。

基于等式6a和6b内，可以形成下面的拉普拉斯变换：

$U_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)=s{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)-\mathrm{n\ω}{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),---\left(7a\right)$

$U_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)=\mathrm{n\ω}{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+s{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right).---\left(7b\right)$

可以然后使用等式7a和7b来将虚拟通量分量表达为电压直轴和交轴分量的函数。

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)=\frac{s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{\mathrm{n\ω}}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),---\left(8a\right)$

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)=\frac{-\mathrm{n\ω}}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),---\left(8b\right)$

其中，

和

是在以角频率nω旋转的基准坐标系中的直轴和交轴虚拟通量分量，并且，

和

是在同一旋转基准坐标系中的直轴和交轴电压分量。

如果控制系统被设计来直接地基于等式8a和8b的虚拟通量确定通量基准分量，则在转换器电压向量中的步进改变可能在静止基准坐标系中的通量分量Ψ_x和Ψ_y中引起DC项。这可以被看作在数字控制系统中的问题，因为可以在通量基准分量的数值表示中呈现溢出的风险。可以当等式8a和8b被变换为时（t）域内时通过考虑等式8a和8b来明白DC项的来源。

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(t\right)=u_{\mathrm{cd}}^n\left(t\right)\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+u_{\mathrm{cq}}^n\left(t\right)\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right),---\left(9a\right)$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(t\right)={-u}_{\mathrm{cd}}^n\left(t\right)\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)+u_{\mathrm{cq}}^n\left(t\right)\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right).---\left(9b\right)$

如果旋转基准坐标系以角频率nω旋转，则将在旋转基准坐标系中的在角频率nω下的正弦和余弦项看作在静止基准坐标系中的DC项。因此，需要以使得静止基准坐标系通量基准分量的DC项被最小化的方式形成通量基准分量。

因为在静止基准坐标系中电压是通量的导数，所以虚拟通量的DC项不在电压上反映。因为等式8a和8b限定用于基于电压来确定在旋转基准坐标系中的虚拟通量的传递函数，所以最小化DC项的解是通过使用具有频率响应的传递函数来近似虚拟通量分量，该传递函数与在等式8a和8b中的传递函数类似，除了后者是在角频率nω。

可以例如通过使用传递函数将电压变换为通量：

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)\≈\frac{s}{{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{1}{\mathrm{n\ω}}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),---\left(10a\right)$

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)\≈\frac{-1}{\mathrm{n\ω}}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{s}{{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2\mathrm{\ω}}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right).---\left(10b\right)$

等式10a和10b的频率响应类似于在低于角频率nω的频率下的等式8a和8b的频率响应。然而，传递函数仍然包含导数项，该导数项可能在离散时间控制系统实现中引起问题。

通过使用低通滤波器来将近似的虚拟通量滤波而解决这一点，低通滤波器的时间常数是τ_n：

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)\≈\frac{1}{{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}\frac{s}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{1}{\mathrm{n\ω}}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)---\left(11a\right)$

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)\≈\frac{-1}{\mathrm{n\ω}}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1}{U}_{\mathrm{cd}}^n+\frac{1}{{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}\frac{s}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)---\left(11b\right)$

用于去除DC项的另一手段是通过使用传递函数来计算通量基准，该传递函数引入积分行为但是同时从输出去除DC项。这样的解决方案可以是高通滤波器和积分器的组合。首先使用高通滤波器将电压基准分量滤波，然后，通过积分滤波的电压基准分量来确定通量基准分量。然而，可能需要保证滤波器影响基准坐标系的频率。例如，如果使用电压基准分量来控制在转换器输出的基频下的分量，则滤波器不应当影响基频。上面的方法的简单实现方式是使用基于一阶低通滤波器的高通滤波器：

$\left(s\right)=1-\frac{1}{\mathrm{\τs}+1}=\frac{\mathrm{\τs}}{\mathrm{\τs}+1}---\left(12\right)$

如果将等式10应用到通过积分电压的通量的计算，则可以形成下面的等式：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}^{*}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_{n}s}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1s}\frac{1}{s}{\underset{\‾}{U}}^{*}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_n}{{\mathrm{\τ}}_{n}s+1}{\underset{\‾}{U}}^{*}\left(s\right)---\left(13\right)$

Ψ ^*是在静止基准坐标系中的通量基准向量，并且U ^*是在静止基准坐标系中的电压基准向量。可以在以角频率nω旋转的基准坐标系中表达等式11如下：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)=\frac{s{{\mathrm{\τ}}_n}^2+{\mathrm{\τ}}_n}{s^2{{\mathrm{\τ}}_n}^2+s2{\mathrm{\τ}}_n+1+{\left(\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_n\right)}^2}{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{\mathrm{n\ω}{{\mathrm{\τ}}_n}^2}{s^2{{\mathrm{\τ}}_n}^2+s2{\mathrm{\τ}}_n+1+{\left(\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_n\right)}^2}{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)---\left(14a\right)$

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)=\frac{-\mathrm{n\ω}{{\mathrm{\τ}}_n}^2}{s^2{{\mathrm{\τ}}_n}^2+s2{\mathrm{\τ}}_n+1+{\left(\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_n\right)}^2}{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{s{{\mathrm{\τ}}_n}^2+{\mathrm{\τ}}_n}{s^2{{\mathrm{\τ}}_n}^2+s2{\mathrm{\τ}}_n+1+{\left(\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_n\right)}^2}{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)---\left(14b\right)$

结果产生的旋转坐标系通量基准向量分量不向在静止坐标系中的通量基准向量Ψ ^*引入DC项。然而，应当小心地选择时间常数τ_n，因为它可以影响DC项（其在静止坐标系中对应于在角频率nω的分量）的响应时间和幅度。

另一个可能是向静止坐标系手段应用更高阶高通滤波器。而且，可以使用带阻滤波器来用于旋转基准坐标系手段。

该布置也可以包括在转换器和负载之间的滤波器。例如，在图2中，转换器21包括输出滤波器。如图2中所示，该布置也可以包括在转换器和负载之间的变压器。

从电压控制的视点看，可以将孤岛电网电流看作对于电压具有影响的扰动。如果在变压器和滤波器的负载侧上测量孤岛电网电压的反馈信号，则负载条件，即，负载电流i_l可以对于电网电压具有影响。

因此，为了补偿负载电流i_l的影响，该方法可以例如包括基于负载电流形成电压前馈项。因为负载电流可能在电压基准分量的基准坐标系中向电压基准分量引入DC项，所以前馈项可以例如形成为在感兴趣的频率下的滤波器的负载电流项的增益的补数。前馈项可以然后用于调整电压基准分量。

在图2中，负载电流补偿块253计算前馈项u_ff。向电压基准u ^*加上该前馈项。

在孤岛模式下，将由负载看到的电压保持在其基准以及保持由负载所需的供应电流可以被看作本公开的方法的目的。然而，为了保护转换器硬件，转换器可能必须能够限制所供应的电流。另外，也可能需要电流限制功能以能够触发网络保护装置或熔断保险器。例如，可以控制转换器电流的幅度为处于低于预定义的极限，即使电流的幅度试图升高超过该极限。

用于限制向负载供应的电流的简单方法是降低由转换器产生的电压。如果可以假定负载是无源型的，则在电压上的降低导致向负载供应的功率的降低。因此，可以限制转换器电流。在有源负载的情况下，可以基于在转换器和负载之间的功率的方向来控制由转换器产生的电压。

图3图示包括用于控制在孤岛模式下的电力的传送的设备31的布置。该布置包括转换器32和连接到转换器32的负载33。在图3中，转换器在其输出包括LCL滤波器。如图3中所示，变压器34可以被置于转换器32和负载33之间。转换器32被通量控制器35控制，通量控制器35使用通量基准Ψ ^*作为输入。设备31确定通量基准Ψ ^*。

设备31包括基频控制器311，基频控制器311确定在同步基准坐标系中的电压基准

基频控制器311使用在同步基准坐标系中的负载电压基准

和在同步基准坐标系中的负载电压

来作为输入。基频控制器311基于在负载电压基准

和负载电压

之间的差来确定在同步基准坐标系中的电压基准。基频控制器311可以例如基于PI控制器。在图3中，电压基准

负载电压基准

和负载电压

被它们的d和q分量表示。

通过在本文中未详细描述的更高级别控制算法来提供负载电压基准

负载电压在变压器33的负载侧上被感测，并且通过使用电压传感器312被变换为同步基准坐标系。

因为在变压器的负载侧上测量孤岛电网电压的反馈信号，所以负载电流i _l可能对于电网电压具有影响。这可以在下式中看出

${\underset{\‾}{U}}_l\left(s\right)=\frac{1}{s^2{L}_{c}C+1}{\underset{\‾}{U}}_c\left(s\right)-\frac{s^3{L}_l{L}_{c}C+s(L_l+L_c)}{s^2{L}_{c}C+1}{\underset{\‾}{I}}_l\left(s\right),---\left(15\right)$

其中，将孤岛电网电压向量U _l写为转换器电压向量U _c和孤岛电网电流向量I _l的函数。在前一个等式中，可以将LCL滤波器的线侧电抗器看作也包含变压器的泄漏电感。在同步基准坐标系中，这是

${{\underset{\‾}{U}}_l}^s\left(s\right)=\frac{1}{s^2{L}_{c}C+\mathrm{js}2\mathrm{\ω}{L}_{c}C-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C+1}{{\underset{\‾}{U}}_c}^s\left(s\right)$

$-\frac{s^3{L}_l{L}_{c}C+j{s}^{2}3\mathrm{\ω}{L}_l{L}_{c}C-s3{\mathrm{\ω}}^2{L}_l{L}_{c}C+s(L_l+L_c)}{s^2{L}_{c}C+\mathrm{js}2\mathrm{\ω}{L}_{c}C-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C+1}{{\underset{\‾}{I}}_l}^s\left(s\right)$

$-\frac{-j{\mathrm{\ω}}^3{L}_l{L}_{c}C+\mathrm{j\ω}(L_l+L_c)}{s^2{L}_{c}C+\mathrm{js}2\mathrm{\ω}{L}_{c}C-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C+1}{{\underset{\‾}{I}}_l}^s\left(s\right).---\left(16\right)$

为了补偿负载电流的影响，设备31包括电流传感器313。电流传感器将电流变换为同步基准坐标系。在图3中，在同步基准坐标系中的负载电流

被以其分量形式表示。电流传感器313也包括前馈项产生块3131，前馈项产生块3131形成电压前馈项U _IltoUI ^s，电压前馈项U _IltoUI ^s是在等式16中的负载电流项的DC增益的补数：

${{\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{IltoUl}}}^s\left(s\right)=\frac{\mathrm{j\ω}(-{\mathrm{\ω}}^2{L}_l{L}_{c}C+L_l+L_c)}{-{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C+1}{{\underset{\‾}{I}}_l}^s\left(s\right)---\left(17\right)$

在分量形式中，前馈项U _IltoUI ^s是

$U_{\mathrm{IltoUl},d}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\ω}(-{\mathrm{\ω}}^2{L}_l{L}_{c}C+L_l+L_c)}{{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C-1}{I}_{\mathrm{lq}}\left(s\right)---\left(18a\right)$

$U_{\mathrm{IltoUi},q}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\ω}({\mathrm{\ω}}^2{L}_l{L}_{c}C-L_l-L_c)}{{\mathrm{\ω}}^2{L}_{c}C-1}{I}_{\mathrm{ld}}\left(s\right)---\left(18b\right)$

使用等式18a和18b计算的前馈项可以被加到由基频控制器311计算的基本电压基准分量。

该基本电压基准分量和前馈项的和被用作通量基准产生器314的输入。通量基准产生器314使用传递函数基于基本电压基准分量和前馈项的和来确定在静止基准坐标系中的基本通量基准分量，该传递函数去除在静止基准坐标系中的基本通量基准分量的DC项。

通量基准产生器314可以例如包括通量基准计算块3141，通量基准计算块3141通过使用具有与等式8a和8b相同的DC增益的传递函数来近似通量基准，并且通过使用低通滤波器来滤波所近似的通量基准。即，DC项的去除可以基于等式11a和11b。

为了将由通量基准计算块3141产生的上面的通量基准项转换到同步基准坐标系中，通量基准产生器314也包括基准坐标系变换块。

图3图示仅用于基频电压的完整控制系统。可以以类似的方式来补偿其他（负序和正序）谐波分量。图3图示分别用于基本负序分量和第n谐波分量的通量基准产生器315和316。在产生器的信号名称中的括号中的索引指示所涉及的谐波的阶。通量基准产生器315和316可以类似于基频通量基准产生器314。

例如，通量基准产生器315和316可以如在图3中那样包括通量基准计算块3151和3161，并且使用电压基准来作为输入。通量基准计算块3151和3161可以操作不同的旋转基准坐标系。控制器可以产生电压基准分量，该控制器可以类似于基频控制器，但是例如具有被设置为0的它们的电压基准。在图3中，用于基频负序分量的通量基准项被以其向量形式

表示。在括号中的索引-1表示谐波的阶。在图3中，用于n阶谐波分量的通量基准项以其向量形式

被表示。

取代使用等式11a和11b，可以例如基于等式14a和14b来执行通量基准项的产生。通量基准计算块3141、3151和3161可以首先通过使用高通滤波器来将它们的电压基准分量滤波，然后通过积分滤波的电压基准分量来确定通量基准分量。

在它们的旋转基准坐标系中的所计算的通量基准分量然后被变换到静止基准坐标系中。最后，在静止基准坐标系中的通量基准项被相加在一起，并且，该产生的通量基准被馈送到通量控制器35。通过使用通量控制器35，基于通量基准来控制转换器31以产生与控制基准对应的电压向量。

图4图示具有限制所供应的电流的能力控制器41。控制器41包括基频电压控制器411和电流限制控制器412。基频电压控制器411可以类似于图3的控制器311。可以使用图4的控制器41来替代图3的控制器311。

电流限制控制器412的输出u^* _Id，reduc减小基频电压基准u_I ^*的d轴分量u^* _Id。电流限制控制器412的最大输出值被限制为0。因此，如果所设置的电流限制i_max（例如由用户限定）大于转换器电流向量的幅度|i|，则电压控制器411输入仅被基频电压基准u_I ^*影响。然而，如果转换器电流向量的幅度|i|试图上升到大于极限i_max，则电流限制控制器412控制基频电压的幅度。

当负载是无源负载时，电流限制控制器412当转换器电流向量的幅度|i|试图上升为大于极限i_max时减小基频电压的幅度。如果首先确定在转换器和负载之间的功率流的方向，则也可以使用有源负载。基于该方向，可以减小或增大基频电压的幅度以便减小转换器电流向量的幅度|i|。以这种方式，可以将转换器电流向量的幅度|i|保持在设置的极限i_max下。

控制器41的输出被以与在图3的布置中使用的方式类似的方式馈送到通量基准产生器42。

已经根据示例性实施例参考所述方法和相关设备执行的各自的功能上述了该方法和相关设备。应当明白，可以以硬件配置来实现这些元件和功能的一个或多个。例如，各个部件可以包括：计算机处理器，其被配置来执行计算机可读指令（例如，计算机可读软件）；非易失性计算机可读记录介质，诸如存储器元件（例如，ROM、快闪存储器、光学存储器等），其被配置来存储这样的计算机可读指令；以及易失性计算机可读记录介质（例如，RAM），其被配置来被计算机处理器在执行计算机可读指令时用作工作存储器。所述方法和相关设备也可以被配置来根据模拟信号、数字信号和/或数字和模拟信号的组合来感测、产生和/或操作以执行它们意欲的功能。

对于本领域内的技术人员显然，可以以各种方式来实现本发明的思想。本发明和其实施例不限于如上所述的示例，而是可以在权利要求的范围内改变。

Claims (13)

1.一种用于控制在一种布置中在孤岛模式下的电力的传送的方法，所述布置包括转换器和连接到所述转换器的负载，其中，所述方法包括：

确定所述转换器的输出电压的一个或多个频率分量的电压基准分量，其中，所述频率分量表示诸如正序分量、负序分量或谐波分量的分量，

通过基于负载电流形成一个或多个电压前馈项并且使用所述前馈项调整所述电压基准分量来补偿所述负载电流的影响，

基于所述电压基准分量形成用于所述频率分量的一个或多个的控制基准分量，

基于所述控制基准分量来形成控制基准，以及

基于所述控制基准来控制所述转换器的所述输出电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，确定所述电压基准分量包括

确定负载电压基准，

确定负载电压，以及

基于在所述负载电压基准和所述负载电压之间的差来确定电压基准分量。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，通过通量基准分量来表示所述控制基准分量，并且通过通量基准来表示所述控制基准，并且其中，所述方法包括

基于所述电压基准分量来形成所述通量基准分量，使得所述静止基准坐标系通量基准分量的DC项被最小化，

基于所述通量基准分量形成所述通量基准，以及

使用通量控制器基于所述通量基准来控制所述转换器的所述输出电压。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，形成通量基准分量包括：

通过使用具有频率响应的传递函数来形成近似的通量基准分量，所述传递函数类似于用于确定在旋转基准坐标系中的通量基准分量的传递函数，除了后者在所述旋转基准坐标系的角频率，其中，用于确定所述通量基准的所述传递函数是

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)=\frac{s}{s^2{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{\mathrm{n\ω}}{s^2{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),$

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right)=\frac{-\mathrm{n\ω}}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cd}}^n\left(s\right)+\frac{s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}{U}_{\mathrm{cq}}^n\left(s\right),$

其中，和

是在角频率nω下旋转的所述基准坐标系中的虚拟通量分量，

和是在同一旋转基准坐标系中的电压分量，以及

通过使用低通滤波器将所述近似的通量基准滤波来形成所述通量基准分量。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，形成所述通量基准分量包括：

使用高通滤波器来将所述电压基准分量滤波，以及

通过积分所述滤波的电压基准分量来确定所述通量基准分量。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述方法包括：

形成一个或多个电压前馈项，其中，每一个项是在感兴趣的频率下的所述滤波器的负载电流项的增益的补数，以及

向所述电压基准分量加上所述前馈项。

7.根据权利要求1至6的任何一项所述的方法，其中，补偿所述输出电压的一个或多个负序分量。

8.根据权利要求1至7的任何一项所述的方法，其中，补偿所述输出电压的一个或多个谐波分量。

9.根据权利要求1至8的任何一项所述的方法，其中，所述方法包括：

如果转换器电流向量的幅度（|i|）试图升高得大于设置的极限（i_max），则控制基频电压的幅度，其中，执行所述控制使得将转换器电流向量的幅度（|i|）保持在所述设置的极限下。

10.根据权利要求1至9的任何一项所述的方法，其中，在旋转基准坐标系中形成所述电压基准分量、所述电压前馈项和所述控制基准分量中的至少一个分量或项。

11.根据权利要求1至9的任何一项所述的方法，其中

在旋转基准坐标系中确定所述电压基准分量，

在旋转基准坐标系中形成所述电压前馈项，以及

在旋转基准坐标系中形成所述形成控制基准分量。

12.根据权利要求1至9的任何一项所述的方法，其中，在静止基准坐标系中形成所述电压基准分量、所述电压前馈项和所述控制基准分量中的至少一个分量或项。

13.一种用于在一种布置中控制在孤岛模式下的电力的传送的设备，所述布置包括转换器和通过滤波器连接到所述转换器的负载，其中，所述设备包括：

用于确定所述转换器的输出电压的一个或多个频率分量的电压基准分量的装置，其中，所述频率分量表示诸如正序分量、负序分量或谐波分量的分量，

用于通过基于负载电流形成一个或多个电压前馈项并且使用所述前馈项调整所述电压基准分量来补偿所述负载电流的影响的装置，

用于基于所述电压基准分量形成用于所述频率分量的一个或多个的控制基准分量的装置，

用于基于所述控制基准分量来形成控制基准的装置，以及

用于基于所述控制基准来控制所述转换器的所述输出电压的装置。

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