CN102714642B - 用于信道估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于多载波通信系统的接收器之中的信道估计的方法，包括：从所述多载波通信系统的发射器接收多载波符号，其中，所述多载波符号的数据被承载在子载波上；以及通过选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值基于所述多载波符号的至少两个散布导频的信道信息获得所述子载波中至少一个子载波的信道信息，其中，根据所述多载波通信系统的信道参数来选择时间方向的插值和频率方向的插值，所述多载波通信系统的信道参数包括多普勒频率和多路径延迟。

Description

用于信道估计的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及多载波通信系统，尤其涉及用于正交频分复用技术通信系统的信道估计方法和装置。

背景技术

正交频分复用技术（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM）是典型的多载波调制技术，并且是宽带无线通信网络中重要的访问技术。OFDM被很多国际标准所采用，例如数字视频广播（DigitalVideoBroadcasting，DVB)和无线局域网。同时，它也是对于未来宽带无线通信系统而言很重要的技术，例如数字电视广播和第四代无线网络。

DVB-T是欧洲地面数字电视标准。它在很多国家都很成功。传统上，DVB-T用于固定电视服务。近来，移动接收开始变得重要，例如汽车或火车上的移动电视。另一方面，手机电视是数字电视的一个重要应用。DVB-H是手持数字电视的欧洲标准，并且它也需要面对移动接收的问题。但是，本来被设计用于固定接收的DVB-T接收器的性能随着接收器移动速度的增加会下降的非常快。因此，如何使得DVB-T/H接收器在高速度环境中很好的工作是一个挑战。

发明内容

本发明提供了一种用于多载波通信系统的接收器之中的信道估计的方法，包括：从所述多载波通信系统的发射器接收多载波符号，其中，所述多载波符号的数据被承载在子载波上；以及通过选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值基于所述多载波符号的至少两个散布导频的信道信息获得所述子载波中至少一个子载波的信道信息，其中，根据所述多载波通信系统的信道参数来选择时间方向的插值和频率方向的插值，所述多载波通信系统的信道参数包括多普勒频率和多路径延迟。

本发明还提供了一种在多载波通信系统中的接收器，包括：信道估计器，用于选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值基于多载波符号的至少两个散布导频的信道信息获得承载所述多载波符号的数据的子载波中的至少一个子载波的信道信息，其中，所述多载波符号是从所述多载波通信系统的发射器接收的；根据所述多载波通信系统的信道参数来选择时间方向的插值和频率方向的插值，所述多载波通信系统的信道参数包括多普勒频率和多路径延迟。

附图说明

通过结合本发明的附图能够从如下的说明书中了解本发明的这些和其他方面、特征以及优点。在附图中：

图1示出了在其中实现本发明的一个实施例的OFDM接收器的块图；

图2示出了在DVB-T系统中带有散布导频的OFDM符号的模式；

图3示出了根据本发明实施例的信道估计器的块图；

图4示出了根据本发明实施例的信道估计器的第一内插滤波器中的频率方向的插值的一个实施例；

图5的流程图示出了根据本发明的实施例的用于信道估计的方法。

具体实施方式

结合着附图根据描述性的实施例来描述本发明的有益效果/特征。

在移动接收系统中，信道是随着时间而变化的，这一点是同固定接收系统最主要的不同。传统的设计用于DVB-T的信道估计模块能够在不以时间为变量的信道中很好地工作，但是其不能够追踪以时间为变量的信道，这也就是为什么固定的DVB-T接收器不能够在移动环境中很好地工作的主要原因。在DVB-T/HOFDM系统中，信道估计假定信道是不以时间为变量而变化的，所以其不能够追踪时间方向的变化。因此，当移动接收系统的移动速度很快的时候，信道估计的性能会严重地下降。因此，有效的信道估计方法对于移动DVB-T/H接收器来说非常重要。

转向图1，它是在其中实现了本发明的实施例的OFDM信号接收器100的一个实例的块图。接收器100包括快速傅立叶变换（FastFourierTransform,FFT）模块110，信号调整器120，信道估计器（channelestimator，CE）150，解映射器（demapper）130和解码器140。FFT模块110对接收的和解调的OFDM信号进行变换，来生成在频域的经过变换的信号。FFT模块110的输出被提供给信道估计器150，并且还被提供给信号调整器120。信号调整器120被用于根据信道估计器150的估计结果来调整OFDM信号。信号调整器120的输出被提供给解映射器130和解码器140，来获得解映射和解码后的输出信号。

通常，一些散布导频在OFDM系统的发射端被插入OFDM符号之中，其中，导频是指被发射器和接收器使用的参考信号。图2示出了DVB-T系统中带有散布导频的OFDM符号的模式。如图2所示，黑点是导频，其它白点是从发射器端接收的数据。水平行是包括有子载波的OFDM符号，其被排列在垂直的时间方向。OFDM符号m-5，m-4，到m+2在图2中被示出，并且每一个OFDM符号包括具有不同频率的子载波。在一个给定的符号中，每12个子载波就有一个散布导频。

在接收端，首先计算在散步导频处的信道状态信息（ChannelStateInformation，CSI）。例如，在发送器端的一个已知散布导频信号是x(k)，以及在接收器端，该导频y(k)被接收到。由于信道的影响，发射的信号x(k)变成了y(k)。通过y(k)/x(k)来获得CSI，其中k是子载波的索引。所以可以通过简单的除法计算来获得每12个子载波的散布导频的CSI。然后，信道估计被用于通过在时域和频率上插值来获得OFDM信号中所需要的子载波的CSI。基于图3会详细地描述根据本发明实施例的插值方法。

图3示出了根据本发明的实施例的信道估计器150的块图。信道估计器150包括CSI存储器310、检测器350、第一插值滤波器330和频率插值滤波器370。信道估计器300的输入是OFDM符号的每12个子载波上的散布导频的CSI值。这些CSI值缓存在CSI存储器310中。CSI存储器310能够对多个前序的OFDM符号的散步导频CSI值进行缓存来用于插值计算。当新的OFDM符号的CSI被输入的时候，最老的CSI被更新。所以CSI存储器310总是保持几个最新的OFDM符号的CSI值。这些CSI值被用于插值计算，从而来获得其他子载波的CSI。

检测器350被用于检测信道参数，例如多普勒频率和多路径延迟。检测器350能够被实现同时用于多普勒频率检测器和多路径延迟检测器、或者单独的设备、或者多普勒频率模块和多路径延迟模块。在根据本发明的OFDM接收器中，多普勒频率检测器或模块通常通过在接收的导频信号之间做相关操作来检测多普勒频率，这些接收的导频信号在不同的OFDM符号之中，但是在相同的子载波上，即，用于相关操作的导频信号在相同的频域点上但是在不同的时域点上。由于多普勒频率和相关值成比例，所以能够从这些相关值中获得多普勒频率。此外，多路径延迟检测器或模块通常对散布导频的CSI值进行反向离散傅立叶变换（InverseDiscreteFourierTransform,IDFT）从而获得信道脉冲响应（ChannelImpulseResponse,CIR）。然后，能够在CIR上找到第一路径和最末路径。第一路径和最末路径之间的距离就是多路径延迟。通常使用这种方法，多路径延迟检测器或模块能够检测多路径延迟。

根据来自检测器350的信道参数，第一插值滤波器330选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值的方法从多个散布导频的CSI中获取OFDM符号中每3个子载波的CSI。当检测的多普勒频率高并且多路径延迟低的时候，第一插值滤波器330使用频率方向的插值算法来获得每3个子载波的CSI。根据本发明的实施例，一个预定的阈值（例如，80Hz用于DVB-T系统中的8K模式）被设置用于检测的多普勒频率。此外，基于多载波系统的最大可容忍多路径延迟来设置多路径延迟阈值。如果检测的多普勒频率高于阈值80Hz并且多路径延迟低于多路径延迟阈值，第一插值滤波器330使用频率方向的插值算法。否则，第一插值滤波器330选择时间方向的插值使用多个散布导频的CSI来计算OFDM符号的每3个子载波的CSI。

根据本发明的实施例，我们使用OFDM符号m作为示例（如图2所示），当时间方向的插值被选择的时候，可以使用如下的等式进行线性的时间方向的插值来获得子载波n+12+3和n+12+6的CSI：

$\mathrm{csi}\_t\_\mathrm{int\; p}(m,n+12+3)=\frac{3}{4}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m+1,n+12+3)+\frac{1}{4}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m-3,n+12+3)---\left(1\right)$

$\mathrm{csi}\_t\_\mathrm{int\; p}(m,n+12+6)=\frac{1}{2}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m-2,n+12+6)+\frac{1}{2}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m+2,n+12+6)---\left(2\right)$

其中，csi_t_intp(m,n)是索引为m的OFDM符号中索引为n的子载波的插值后的CSI值。SP_csi(m,n)是索引为m的OFDM符号中索引为n的子载波上的散布导频的已知的CSI值。散布导频的已知CSI值被存储在CSI存储器310中，并且它们可以从存储器中被读取出来用于插值计算。

为了提高时间方向的插值的性能，根据信道多普勒频率在等式中设置可调整的参数A和B，如下：

$\mathrm{csi}\_t\_\mathrm{int\; p}(m,n+12+3)=[\frac{3}{4}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m+1,n+12+3)+\frac{1}{4}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m-3,n+12+3)]*B---\left(3\right)$

$\mathrm{csi}\_t\_\mathrm{int\; p}(m,n+12+6)=[\frac{1}{2}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m-2,n+12+6)+\frac{1}{2}\mathrm{SP}\_\mathrm{csi}(m+2,n+12+6)]*B---\left(4\right)$

csi_t_intp(m,n+12+9)=[(A+1)*SP_csi(m-1,n+12+9)-A*SP_csi(m-5,n+12+9)]*B(5)

例如，根据本发明的实施例，我们可以设置多个多普勒频率间隔，0～30Hz、30～60Hz、60～80Hz以及大于80Hz。我们可以针对这些间隔分别找出合适的参数A和B。例如，在仿真和实际的硬件测试中，当多普勒频率是0～30Hz的时候，可以通过A=0.25和B=1来获得最小的比特错误速率（BitErrorRate，BER)。当多普勒频率是30～60Hz的时候，可以通过A=0.35和B=1来获得最小的BER。当多普勒频率是60～80Hz的时候，可以通过A=0.5和B=0.977来获得最小的BER。当多普勒频率大于80的时候，可以通过A=0.7和B=0.966来获得最小的BER。然后，我们可以预先存储这些用于不同多普勒频率检测的参数A和B的组合，并且为当前检测的多普勒频率选择适合的A和B的组合。例如，检测的多普勒频率是45Hz，我们可以选择A=0.35和B=1。通过这种方法，可以优化系统的BER性能。

图4示出了在第一插值滤波器330中的频率方向的插值的实施例。如图4所示，频率插值算法仅仅使用当前OFDM符号中的散布导频的已知CSI来获得每3个子载波上的CSI值。在这里，并不需要其它OFDM符号中的已知的CSI。如图4所示，如果我们想要获得索引为m的OFDM符号中每3个子载波的CSI值，我们仅仅需要使用索引为m的OFDM符号中的散布导频的已知的CSI值。例如，我们可以使用SP_csi(m,n-12)、SP_csi(m,n)、SP_csi(m,n+12)和SP_csi(m,n+24)来插值出索引为m的OFDM符号中索引为n+3、n+6和n+9的子载波的CSI值。例如，我们可以使用四阶插值：

SP_csi(m,n+3)=W₁₁·SP_csi(m,n-12)+W₁₂·SP_csi(m,n)+W₁₃·SP_csi(m,n+12)+W₁₄·SP_csi(m,n+24)（6）

SP_csi(m,n+6)=W₂₁·SP_csi(m,n-12)+W₂₂·SP_csi(m,n)+W₂₃·SP_csi(m,n+12)+W₂₄·SP_csi(m,n+24)（7）

SP_csi(m,n+9)=W₃₁·SP_csi(m,n-12)+W₃₂·SP_csi(m,n)+W₃₃·SP_csi(m,n+12)+W₃₄·SP_csi(m,n+24)（8）

关于要使用多少个CSI值，本领域的普通技术人员可以根据性能要求来确定。此外，插值滤波器系数W可以在线性插值方法中大于1/2、1/4和3/4，并且能够基于性能好于线性插值的最小平方差误差（MinimumMeanSquareError，MMSE）标准或低通滤波器来设计。可以为不同的多路径延迟设计多个系数组合，并且可以根据监测的多路径延迟来选择合适的系数。

因为插值算法会经常根据信道环境和信道参数的情况进行变换，所以必须平稳地进行变换。时间方向的插值算法会引起2个OFDM符号的延迟，并且频率方向的插值算法能够根据输入的已知的CSI来计算当前OFDM符号中的CSI，因此，频率方向的插值算法必须人为地延迟2个符号。例如，当索引为m+2的OFDM符号到达的时候，可以使用时间预测算法来计算索引为m的OFDM符号中每3个子载波的CSI。如果变换为频率方向的插值算法，其必须保存索引为m+2的OFDM符号的最新的输入的CSI到CSI存储器310中，并且从CSI存储器中读取索引为m的OFDM符号的已知的CSI来计算索引为m的OFDM符号中每3个子载波的CSI。通过这种方法，在这两种算法之间的变换就不会引起中断。

第一插值滤波器330的输出被输入到第二插值滤波器370来获得每一个子载波的CSI或者所期望获得的子载波的CSI。第二插值滤波器370是频率插值滤波器。频率插值计算方法同第一插值滤波器330中的方法相同。

根据本发明的实施例，插值方法通过两个分离的滤波器330和370以及两步式的插值来实现。但是，当多普勒频率高并且多路径延迟低的时候，使用一个频率插值滤波器来对每12个的子载波的CSI进行计算来获得每一个子载波的CSI或者所期望获得的子载波的CSI。但是，如果还需要进行时间方向的预测算法并且能够在这两种方法之间变换的话，该一步式的频率插值需要很多不同的硬件和参数存储器。在如上的实施例中，仅仅使用频率的算法能够被划分成两个步骤，两个算法的第二步计算是一样的。因此，用于第二步计算的硬件能够被重用，从而减少了硬件的复杂性。

图5的流程图示出了根据本发明的实施例的用于信道估计的方法。在步骤501中，OFDM接收器从通信网络中接收OFDM符号。然后在步骤502中，计算散布导频的信道状态信息，并把其保存到CSI存储器310中。在步骤503中，检测器330检测信道参数，例如多普勒频率和多路径延迟。根据该信道参数，在步骤504中选择合适的插值方法。该插值方法可以是两步式的频率方向的插值方法或者是时间方向的插值方法加上频率方向的插值方法。通过使用选择的插值方法，在步骤505中获得每一个子载波的CSI或者所期望获得的子载波的CSI。

虽然在实施例中使用OFDM系统和OFDM符号，但是本领域的普通技术人员指导实施例的插值方法能够用于其他的多载波系统和多载波符号。

如上仅仅是描述本发明的实施例，应该了解，本领域的普通技术人员能够设计出虽然本发明没有显式地给出但是包含本发明原理并且属于本发明的构想的其他的实施例。

Claims (6)

1.一种用于多载波通信系统的接收器之中的信道估计的方法，包括：

从所述多载波通信系统的发射器接收多载波符号，其中，所述多载波符号的数据被承载在子载波上；以及

通过选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值基于所述多载波符号的至少两个散布导频的信道信息获得所述子载波中至少一个子载波的信道信息，其中，根据所述多载波通信系统的信道参数来选择时间方向的插值和频率方向的插值，所述多载波通信系统的信道参数包括多普勒频率和多路径延迟，其中，频率方向的插值被延迟与由时间方向的插值引起的相同数量的多载波符号。

2.如权利要求1所述的方法，其中，基于接收的多载波符号和在所述发射器端相应的多载波符号来计算所述至少两个散布导频的信道信息。

3.如权利要求1所述的方法，其中，如果多普勒频率高于第一预定阈值以及多路径延迟低于第二预定阈值，选择频率方向的插值；否则，选择时间方向的插值和频率方向的插值。

4.一种在多载波通信系统中的接收器，包括：

信道估计器，用于选择性地使用时间方向的插值和频率方向的插值基于多载波符号的至少两个散布导频的信道信息获得承载所述多载波符号的数据的子载波中的至少一个子载波的信道信息，其中，所述多载波符号是从所述多载波通信系统的发射器接收的；根据所述多载波通信系统的信道参数来选择时间方向的插值和频率方向的插值，所述多载波通信系统的信道参数包括多普勒频率和多路径延迟，其中，频率方向的插值被延迟与由时间方向的插值引起的相同数量的多载波符号。

5.如权利要求4所述的接收器，其中，基于接收的多载波符号和在所述发射器端相应的多载波符号来计算所述至少两个散布导频的信道信息。

6.如权利要求4所述的接收器，其中，如果多普勒频率高于第一预定阈值以及多路径延迟低于第二预定阈值，选择频率方向的插值；否则，选择时间方向的插值和频率方向的插值。