CN102714463A - 通过零电压开关的功率转换 - Google Patents

Abstract

功率转换器包括：控制电路；第一电气线圈；与第一电气线圈相关联且响应于控制电路的第一电控开关，该第一控制开关配置成响应于第一电开关的闭合状态使第一电气线圈充电；以及配置成当第二电控开关闭合时在第一电气线圈两端呈现实质短路的第二电控开关，该第二电控开关响应于控制电路、并且未配置成使第一电气线圈充电或放电。

Description

通过零电压开关的功率转换

技术领域

本发明涉及功率转换器的领域，更具体地涉及在功率转换器的电气线圈两端配置有可切换电路的功率转换器。

发明背景

功率转换系统接收输入直流（DC）或交流（AC）功率，并且将其转换成通常呈现与输入功率不同的电压的DC或AC输出功率。输出功率的控制可响应于输出电压或输出电流。

也称为分步升压（step-up）转换器的升压转换器是输出电压大于其输入电压的功率转换器。升压转换器是包含至少第一电控开关（例如，晶体管）、至少第一储能元件（例如，电气线圈）、以及附加元件（诸如二极管或第二电控开关）的一类开关模式电源。通常，电控开关和二极管配置在电气线圈和输出之间，其电流交变地汲取以响应于第一电控开关闭合对电气线圈充电、并且响应于第一电控开关打开传递到负载。当电流传递到负载时，其流过二极管或第二电控开关。

也称为分步降压（step-up）转换器的降压转换器是输出电压小于其输入电压的功率转换器。降压转换器是包含至少第三电控开关（例如，晶体管）、至少第二储能元件（例如，电气线圈）、以及附加元件（诸如二极管或第四电控开关）的一类开关模式电源。通常，电控开关和二极管配置在输入电源和电气线圈之间，其电流交变地汲取以响应于第三电控开关闭合通过负载对电气线圈充电、并且响应于第三电控开关打开继续至负载从而使电气线圈放电。当电气线圈放电给负载时，二极管或第四电控开关与电气线圈串联。

反激（flyback）转换器是输出电压可大于或小于输入电压的转换器。反激转换器是包括至少一个电控开关、包含至少一个电气线圈由此电压比倍增且具有隔离的附加优点的储能元件（具体是变压器）、以及至少一个附加元件（诸如二极管和/或附加电控开关）的一类开关模式电源。通常，变压器的初级电气线圈连接在电控开关和输入电压之间，而变压器的次级电气线圈连接在附加元件和输出之间。

功率转换器的以上列表旨在说明多种拓扑结构，然而这不旨在以任何方式进行限制。

对高密度仪器的增长需求不断地要求电源具有更高的开关频率。开关频率越高，电源的预定额定值越小，并且电源的动态响应越快。各种开关拓扑结构中的损耗至少部分地归因于开关损耗，即在电控开关之一从截止状态（即，断开）变成导通状态（即，闭合）、并且从导通状态变成截止状态时。电控开关的开关瞬态的有限持续时间、以及两端的非零电压和流过的电流导致开关的开关损耗。随着开关频率增大，与开关相关联的损耗的相关部分增大。

零电压开关（ZVS）被定义为在开关两端的电压处于零或接近于零时将开关的状态从截止状态变成导通状态。ZVS在开关闭合期间显著地降低开关损耗的量。

1987年6月9日授权给Newton的美国专利S/N.4,672,303阐述了通过提供降压转换器嵌入式开关的零电压开关而在高频下具有减少的开关损耗的DC/DC转换器，该专利的全部内容通过引用结合于此。不幸的是，该配置要求DC/DC转换器的工作频率随着减小的负载而增大，否则电气线圈中的峰到峰电流将与负载无关，并且即使在小负载的情况下大电流也可在输入和输出之间流通。2006年12月26日授权给Vinciarelli的美国专利S/N.7,154,250阐述了具有箝位相的降压-升压DC-DC开关功率转换装置，该专利的全部内容通过引用结合于此。不幸的是，Vinciarelli的方法不适用于宽泛范围的转换器，因为其要求箝位相通过特定配置供应、以及开关设备的时序用于对电气线圈充电和放电。

期望的且现有技术未提供的是，实现允许在宽泛范围的负载和输入电压条件下的固定工作频率的零电压开关的方法。

概述

因此，本发明实施例的主要目的是克服现有技术的至少一些缺点。这在特定实施例中通过以下配置来提供：电气线圈存储元件（在特定实施例中为变压器的绕组）中的电流通过与电气线圈存储元件相关联的短路状况来维持，从而电气线圈的电流随时间的变化被设为接近于零，该短路状况与用于进行功率转换器的能量转移功能的开关无关地实现。维持该状况以实现零电压开关状况。优选地，零电压开关状况由此以固定的转换器开关频率实现，而不管输入电压和输出负载如何。在示例性实施例中设置附加电气线圈，在一个实施例中该附加电气线圈是磁耦合到第一电气线圈的变压器的附加绕组，并且在该附加电气线圈两端产生短路状况。

在一个特定实施例中，零电压开关状况通过将流过存储元件的电流调节成大到足以使与要导通的开关相关联的电容放电。在一个优选实施例中，该配置是非耗散性的，即来自相关联电容的放电能量再循环到该电路中。在一个优选实施例中，控制为了实现零电压开关状况而形成的电流的量，以使其不超过实现ZVS实际所需的最小电流。在一个优选实施例中，该配置在对带宽不引入任何附加约束的情况下提供零电压开关状况。根据以下附图和描述，本发明的附加特征和优点将变得显而易见。

附图说明

为了更好地理解本发明并示出如何实现本发明，现在将纯粹作为示例地参考在全文中类似的附图标记指示相应的元件或部分的附图。

现在详细地具体参考附图，要强调的是所示的细节只是作为示例并出于本发明的优选实施例的说明性讨论的目的，并且在提供被认为是对本发明原理和概念方面的最有用和容易理解的描述的过程中得以呈现。在这点上，并未试图详细地示出基本理解本发明所需以外的本发明的结构细节，结合附图的描述使得本发明的若干形式可如何在实践中具体化对本领域技术人员而言是显而易见的。在附图中：

图1A示出现有技术的同步降压转换器的高级示意图；

图1B示出作为根据现有技术的同步降压转换器的图1A的降压转换器的操作的曲线图；

图1C示出根据现有技术的其中电气线圈电流每一周期变负的图1A的降压转换器的操作的曲线图；

图2A示出根据特定实施例的同步降压转换器的高级示意图，该同步降压转换器包括产生短路状况的与电气线圈相关联的双向开关；

图2B示出根据特定实施例的图2A的同步降压转换器的操作的曲线图；

图3A示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈的同步降压转换器的高级示意图；

图3B示出根据特定实施例的图3A的同步降压转换器的操作的曲线图；

图3C示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈而在短路回路中没有电容器的同步降压转换器的高级示意图；

图3D示出根据特定实施例的图3C的同步降压转换器的操作的曲线图；

图4A示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈的同步升压转换器的高级示意图；

图4B示出根据特定实施例的图4A的同步升压转换器的操作的曲线图；

图4C示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈而在短路回路中没有电容器的同步升压转换器的高级示意图；

图4D示出根据特定实施例的图4C的同步升压转换器的操作的曲线图；

图5A示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈的同步反激转换器的高级示意图；

图5B示出根据特定实施例的图5A的同步反激转换器的操作的曲线图；

图5C示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈而在短路回路中没有电容器的同步反激转换器的高级示意图；

图5D示出根据特定实施例的图5C的同步反激转换器的操作的曲线图；

图6A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈的单端前向转换器的高级示意图；

图6B示出根据特定实施例的图6A的单端前向转换器的操作的曲线图；

图7示出根据现有技术的全桥相移转换器的高级示意图；

图8A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈的推挽转换器的高级示意图；

图8B示出根据特定实施例的图8A的推挽转换器的操作的曲线图；

图9A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈的半桥转换器的高级示意图；

图9B示出根据特定实施例的图9A的半桥转换器的操作的曲线图；

图10A示出具有多个磁耦合电气线圈且在输出端具有同步整流器的推挽转换器的高级示意图；

图10B示出根据特定实施例的图10A的推挽转换器的操作的曲线图；

图11A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈、在输出端具有同步整流器的半桥转换器的高级示意图；

图11B示出根据特定实施例的图11A的半桥转换器的操作的曲线图；以及

图12示出根据特定实施例的适于图3A的同步降压转换器的控制电路的高级示意图。

具体实施方式

在详细解释本发明的至少一个实施例之前，应当理解本发明在其申请中不限于构造细节、以及在以下描述中阐述或在附图中示出的组件的配置。本发明适用于其他实施例，或者以各种方式实践或执行。同样，应当理解本文中所采用的用语和术语是处于描述的目的，而不应当被视为是限制性的。

本发明在本文中针对多种转换器（具体地降压转换器、升压转换器、反激转换器、单端前向转换器、推挽转换器、以及半桥转换器）进行描述，然而这不旨在以任何方式进行限制，并且本发明的教义同样适用于任何功率转换器配置。

图1A示出现有技术的同步降压转换器的高级示意图，该同步降压转换器包括输入电容器10、第一电控开关20、第二电控开关30、电气线圈40、以及输出电容器50。第一和第二电控开关20和30被示为n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（NMOSFET），然而这不旨在以任何方式进行限制。输入电容器10连接在标示为VIN的输入电压两端。与VIN的正侧相关联的输入电容器10的第一端连接到第一电控开关20的漏极。输入电容器10的第二端连接到第二电控开关30的源极，并且连接到输出电容器50的第一端。第一电控开关20的源极连接到第二电控开关30的漏极，并且连接到电气线圈40的第一端，该结标示为结25。电气线圈40的第二端连接到输出电容器50的第二端。标示为VOUT的输出电压在输出电容器50两端产生，其正极与电气线圈40的第二端相关联。第一和第二电控开关20和30的栅极连接到现有技术的控制电路（未示出）。从结25测量的与VOUT有关的电气线圈40两端的电压标示为VL，而从结25流过的电流标示为IL。

图1B示出作为根据现有技术的同步降压转换器的图1A的降压转换器与配置成驱动第一和第二电控开关20、30的控制电路协作操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴分别以任意单位表示电压和电流。图1C示出作为根据现有技术的同步降压转换器的图1A的降压转换器与配置成驱动第一和第二电控开关20、30的控制电路协作操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴分别以任意单位表示电压和电流。图1B和1C的曲线图示出第一和第二电控开关20和30的栅极-源极电压、电气线圈40两端的电压VL、以及电气线圈40的电流IL。为了简便起见，图1B和1C分别将与图1A一起描述。

在如图1B所示的操作中，在时刻T1，电气线圈40两端的电压VL等于–VOUT，由此结25处的电位为零。首先，电控开关20导通，由于结25处的电压为零，因此其导通未处于零电压开关（ZVS）。在时刻T1之后，当VIN通过第一电控开关20连接到结25时，电气线圈40的电流IL根据等式

增大，其中L是电气线圈40的电感。在时刻T2，第一电控开关20截止。响应于对结25的电容放电，结25的电压开始下降直至时刻T3，此时第二电控开关30闭合，该闭合通常处于ZVS。电气线圈40的电流IL在结25处的电压降至VOUT以下时（即，在电气线圈40的电压VL变负时）开始下降，并且继续下降直至在时刻T4第二电控开关30截止。由于电气线圈的电流IL流过电控开关30的体二极管，因此结25处的电压维持在零。在时刻T5，第一电控开关20导通，由于第一电控开关20两端的电压为VIN因此其导通不处于ZVS，如以上关于T1所述的。

在如图1C所示的同步降压转换器实施例中，在时刻T1，电气线圈40两端的电压VL等于VIN–VOUT，由此结25处的电位为VIN。第一电控开关20导通，由于结25处的电压为VIN，因此其导通处于ZVS。在时刻T1之后，当VIN通过第一电控开关20连接到结25时，电气线圈40的电流IL根据等式增大，其中L是电气线圈40的电感。在时刻T2，第一电控开关20截止。响应于对结25的电容放电，结25处的电压开始下降直至时刻T3，此时第二电控开关30闭合，该闭合通常处于ZVS。电气线圈40的电流IL在结25处的电压降至VOUT以下时（即，在电气线圈40的电压VL变负时）开始下降，并且继续下降直至在时刻T4电流降到零。电气线圈40的电流IL在时刻T4之后反向，直至在时刻T5第二电控开关30截止。由于电气线圈40的电流IL为负，因此其不流过第二电控开关30的体二极管，并且响应于对结25的电容的充电，结25处的电压开始上升直至时刻T6，此时第一电控开关20导通，该导通通常处于ZVS。在一个特定实施例中，选择电气线圈40的电流IL达到的标示为IMIN的最小电流点，以使结25处的电压升至VIN，由此确保在点T1的零电压开关。不利的是，无法控制时刻T5，因为其是L和IMIN的值的函数。由此，当输入电流变化时不维持ZVS，除非相应地改变周期时间T。

图2A示根据特定实施例的同步降压转换器55的高级示意图，该同步降压转换器55包括输入电容器10、第一电控开关20、第二电控开关30、电气线圈40、输出电容器50、以及第三电控开关60。在一个实施例中，第一和第二电控开关20和30由NMOSFET构成。第三电控开关60是双向电控开关。输入电容器10的第一端连接到第一电控开关20的漏极，并且连接到输入电压VIN的正极。输入电容器10的第二端连接到第二电控开关30的源极，并且连接到输出电容器50的第一端。第一电控开关20的源极连接到第二电控开关30的漏极、电气线圈40的第一端、以及第三电控开关60的第一端，该结标示为结25。存储元件电气线圈40的第二端连接到输出电容器50的第二端、以及第三电控开关60的第二端。第一和第二电控开关20和30的栅极、以及第三电控开关60的控制输入连接到控制电路（未示出），如将在下文中参考图12描述的。输出电容器50两端的电压标示为VOUT，其正极与电气线圈40的第二端相关联。从结25测量的与输出VOUT有关的电气线圈40两端的电压标示为VL，而从结25流出的电流标示为IL。

图2B示出图2A的同步降压转换器55的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压和电流。图2B的曲线图示出第一和第二电控开关20和30的栅极-源极电压、第三电控开关60的栅极或控制信号、电压VL、以及电流IL。为了简便起见，图2A和2B将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电气线圈40的电压VL等于VIN-VOUT，即结25处的电位为VIN。第一电控开关20导通，由于结25处的电压等于电压VIN，因此其导通处于ZVS。响应于电气线圈40两端的正电压，电气线圈40的电流IL增大，如以上参考图1A-1C所述的。在时刻T2，第一电控开关20截止。在时刻T2，响应于结25的电容放电，结25处的电压开始下降，由此电气线圈40的电流IL的变化率开始下降，电气线圈40的电流IL在结25处的电压降至VOUT（即，电气线圈40的电压VL变负）时开始下降。在一个优选实施例中，选择第一电控开关20的导通时间以使电气线圈40的电流IL达到的最大值是输出端所需的最小电流。在时刻T3，电气线圈40的电压VL已降至-VOUT，并且由此第二电控开关30两端的电压为零，且第二电控开关30通过控制电路以ZVS导通。

在时刻T3之后，电气线圈40的电流IL以线性降低的幅值流过第二电控开关30。在时刻T4，电气线圈40的电流IL的幅值为零，并且随后电气线圈40的电流IL的幅值继续下降变负，其能量由输出电容器50供应。电气线圈40的电流IL继续下降，并且在时刻T5，响应于电流达到IMIN，第二电控开关30截止。结25处的电压随着结25的电容充电而上升，由此电气线圈40的电流IL的变化率开始下降。在时刻T6，结25处的电压已升至值VOUT，即在电气线圈40两端没有电压降。在下文中进一步描述的控制电路闭合第三电控开关60，由此在电气线圈40两端产生有效短路。由于在短路的情况下存储元件电气线圈40两端的电压保持为零，因此电流的变化dI/dt也为零，并且维持自时刻T6起的电流幅值和方向。在时刻T7，开关60断开，并且电气线圈40的电压VL再次升至值VIN–VOUT且电气线圈40的电流IL开始上升。在等效于以上所述的时刻T1的作为周期末端的时刻T8，第一电控开关两端的电压再次为零（即，结25处的电压已达到VIN），并且第一电控开关20再次在ZVS下闭合。

在一个优选实施例中，选择第二电控开关30的导通时间以使在时刻T6标示为IMIN的电气线圈40的电流IL的值为所需的最小值，从而确保结25处的电位在时刻T8根据VIN的最大值且根据最大设计负载条件达到VIN。在一个其他优选实施例中，选择第二电控开关30的导通时间以使IMIN为VIN的函数。在对电气线圈40充电或放电中不涉及的第三电控开关60的操作允许将周期延长至T。如上所述，第三电控开关60两端的电压为电压VL，由此第三电控开关40必须能够在正和负电压下工作。

图3A示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈的同步降压转换器155的高级示意图。同步降压转换器155包括：输入电容器10；多个电控开关20、30、60和70；第一电气线圈40、输出电容器50、多个附加电容器80、90和100；以及第二电气线圈190。在一个实施例中，每一电控开关20、30、60和70都是NMOSFET。

输入电容器10的第一端连接到第一电控开关20的漏极。输入电容器10的第二端连接到电容器100的第一端、电控开关30的源极、电控开关70的源极、电容器90的第一端、电容器80的第一端、电控开关60的源极、输出电容器50的第一端、以及公共点，在一个实施例中该公共点接地。电控开关20的源极连接到电控开关30的漏极、电容器100的第二端、以及第一电气线圈40的第一端，该结标示为25。第一电气线圈40的第二端连接到输出电容器50的第二端。电控开关70的漏极连接到电容器90的第二端、以及第二电气线圈190的第一端。第二电气线圈190的第二端连接到电容器80的第二端、以及电控开关60的漏极。电控开关20、30、60和70的栅极连接到控制电路（未示出），如将在下文中参考图12描述的。第一和第二电气线圈40和190磁耦合，并且配置成电气线圈40和190的第一端的极性相同。输入电容器10两端的电压标示为VIN，而输出电容器50两端的电压标示为VOUT。从第一端到第二端测量的第一电气线圈40两端的电压标示为VL，而从结25流出的电流标示为IL。为了简便起见，将描述同步降压转换器155，其中第一电气线圈40和第二电气线圈190呈现1∶1的绕组比，由此第二电气线圈190两端的电压也为VL。

图3B示出同步降压转换器155的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压和电流。图3B的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；电压VL；以及电流IL。为了简便起见，图3A和3B将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电气线圈40的电压VL等于VIN-VOUT，即结25处的电位为VIN。第一电控开关20导通，由于结25处的电压等于电压VIN因此其导通处于ZVS，电控开关60导通而电控开关70截止。由于第二电气线圈190磁耦合到存储元件电气线圈40，因此类似地第二电气线圈190两端的电压为VIN-VOUT，并且由于电控开关60导通（即，闭合），因此电控开关70两端的电压为VIN-VOUT。

响应于第一电气线圈40的电压VL的正值，电流IL线性地增大，如以上参考图1A-1C所述的。在时刻T2，第一电控开关20截止，并且类似地电控开关60截止。在时刻T2之后，响应于结25的电容放电，结25处的电压下降。通过第一电气线圈40的电流IL的变化率开始下降，其中电流IL在结25处的电压降至低于VOUT（即，第一电气线圈40的电压VL变负）时开始下降。在一个优选实施例中，选择第一电控开关20的导通时间以使通过第一电气线圈40的电流IL达到的最大值足以供应所需的负载电流。在时刻T3，第一电气线圈40的电压VL已降至–VOUT，并且由此第二电控开关30两端的电压为零，且第二电控开关30通过控制电路以ZVS导通。类似地，第一电气线圈40的电压VL反映给第二电气线圈190，并且因此电感器190两端的电压在时刻T2之后下降。电容器80开始充电而电容器90开始放电，电容器80和90的值选择成使在时刻T2电容器90中所存储的能量小于在时刻T3电容器80中所存储的能量，由此电控开关70两端的电压在时刻T3为零，并且由此开关70在ZVS下导通。

在时刻T3之后，通过第一电气线圈40的电流IL以线性降低的幅值流过第二电控开关30。在时刻T4，通过第一电气线圈40的电流IL的幅值为零，并且随后电流IL的幅值继续下降变负，其能量由输出电容器50供应。在时刻T5，响应于电流达到IMIN，第二电控开关30截止。IMIN应当根据最大输入电压和最大输出电流限值设置成在时刻T8结25达到的电压等于VIN，如将在下文中描述的。在一个优选实施例中，IMIN被设为VIN的函数。响应于结25的电容充电，结25处的电压上升，并且第一电气线圈40的电流IL的变化率开始下降，从而在时刻T6变为零，此时结25处的电压升至VOUT，即，第一电气线圈40的电压VL为零。零电压降反映给第二电气线圈190，并且由此电控开关60两端的电压降为零，因为电控开关70导通。在下文中进一步描述的控制电路在ZVS下闭合电控开关60，由此在第二电气线圈190两端产生有效短路，这反映给电气线圈40。由于在短路的情况下第二电气线圈190两端的电压保持为零，因此电流的变化dI/dt也为零，这反映给其电流转向线圈190的第一电气线圈40。在时刻T7，开关70断开，从而将电流转回到线圈40并从第二电气线圈190和第一电气线圈40去除短路，并且第一电气线圈40的电压VL再次升至值VIN–VOUT且第一电气线圈的电流IL开始上升。在等效于以上所述的时刻T1的作为周期末端的时刻T8，第一电控开关两端的电压再次为零（即，结25处的电压已达到VIN），并且第一电控开关20再次在ZVS下闭合。在使第一电气线圈40充电或放电中不涉及的电控开关60和70的操作允许将周期延伸至T。

图3C示出根据特定实施例的具有一对磁耦合电气线圈而在短路路径中没有附加电容器的同步降压转换器160的高级示意图，而图3D示出图3C的同步降压转换器165的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意值表示的电压和电流。为了简便起见，图3C和3D将一起描述。同步降压转换器165的构造在几乎所有方面都类似于图3A的同步降压转换器155的构造，不同之处在于，不设置电容器80和90。图3D的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；电压VL；以及电流IL。

在操作中，同步降压转换器165在所有方面都与如以上参考图3A和3B所述的同步降压转换器155的操作类似地操作，不同之处在于，电控开关60在时刻T2不截止且电控开关70在时刻T3不导通。如上所述，在时刻T2，电控开关20截止，由此导致电压VL下降，直至其在时刻T3达到-VOUT。在同步降压转换器165中，当电压VL达到零时，电控开关60截止而电控开关70导通。由于电压VL为零且电控开关60两端的电压为零，因此电控开关70两端的电压也为零。由此电控开关70的导通处于ZVS。

图4A示出根据特定实施例的同步升压转换器200的高级示意图，而图4B示出图4A的同步升压转换器200的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴表示电压。为了简便起见，图4A和4B将一起描述。同步升压转换器200的构造在几乎所有方面都类似于图3A的同步降压转换器155的构造，不同之处在于，电容器10是输出电容器且其两端的电压标示为VOUT、电容器50是输入电容器且其两端的电压标示为VIN、以及电气线圈40和190的极性被反向。图4B的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；电压VL；以及电流IL。

在操作中，在时刻T1，第一电气线圈40的电压VL为VIN，由此结25处的电位为零。电控开关30导通（其导通处于ZVS），电控开关60截止而电控开关70导通。由于第二电气线圈190磁耦合到第一电气线圈40，因此类似地第二电气线圈190两端的电压为VIN，并且由于电控开关70导通（即，闭合），因此电控开关60两端的电压为VIN。

响应于第一电气线圈40的正电压，电流IL线性地增大。在时刻T2，电控开关30截止，并且类似地电控开关70截止。在时刻T2之后，响应于结25的电容充电，结25处的电压上升。第一电气线圈40的电流IL的变化率开始下降，其中电流在结25处的电压达到VIN时（即，在第一电气线圈40的电压VL变负时）开始下降。在一个优选实施例中，选择第一电控开关20的导通时间以使电流IL达到的最大值足以供应所需的负载电流。在时刻T3，第一电气线圈40的电压VL已降至–(VOUT–VIN)，并且由此电控开关20两端的电压为零，且电控开关20通过控制电路在ZVS下导通。类似地，第一电气线圈40的电压VL反映给第二电气线圈190，并且因此电感器190两端的电压在时刻T2之后下降。电容器90开始充电而电容器80开始放电，电容器80和90的值选择成使在时刻T2电容器80中所存储的能量小于在时刻T3电容器90中所存储的能量，由此电控开关60两端的电压在时刻T3为零，并且由此开关60在ZVS下导通。在时刻T3之后，通过第一电气线圈40的电流IL以线性降低的幅值流过电控开关20。在时刻T4，通过第一电气线圈40的电流IL的幅值为零，并且随后电流IL的幅值继续下降变负，其能量由输出电容器10供应。在时刻T5，响应于通过第一电气线圈40的电流IL达到IMIN，电控开关20截止。IMIN优选根据最大输入电压和最大输出电流限值设置成在时刻T8结25达到的电压为零，如将在下文中描述的。在一个优选实施例中，IMIN被设为VIN的函数。随着结25的电容充电，结25处的电压下降，并且第一电气线圈40的电流IL的变化率开始下降，从而在结25的电压在时刻T6降至VIN（即，第一电气线圈40的电压VL变为零）时变为零。零电压降反映给第二电气线圈190，并且由此电控开关70两端的电压为零，因为电控开关60导通。在下文中进一步描述的控制电路在ZVS下闭合电控开关70，由此在第二电气线圈190两端产生有效短路，这反映给第一电气线圈40。由于在短路的情况下第二电气线圈190两端的电压保持为零，因此电流的变化dI/dt也为零。在时刻T7，开关60断开，由此从第二电气线圈190和第一电气线圈40去除短路，并且电压VL再次升至值VIN且电流IL开始上升。在等效于以上所述的时刻T1的作为周期末端的时刻T8，电控开关30两端的电压再次为零（即，结25处的电压已达到零），并且电控开关30再次在ZVS下闭合。在使第一电气线圈40充电或放电中不涉及的电控开关60和70的操作允许将周期延伸至T。

图4C示出根据特定实施例的同步升压转换器210的高级示意图，其中在短路回路中没有电容器，而图4D示出图4C的同步升压转换器210的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压和电流。为了简便起见，图4C和4D将一起描述。同步升压转换器210的构造在几乎所有方面都类似于图4A的同步升压转换器200的构造，不同之处在于，不设置电容器80和90。图4D的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；电压VL；以及电流IL。

在操作中，同步升压转换器210在几乎所有方面都与如以上参考图4A和4B所述的同步升压转换器200的操作类似地操作，不同之处在于，电控开关70在时刻T2不截止且电控开关60在时刻T3不导通。如上所述，在时刻T2，电控开关30截止，由此导致第一电气线圈40的电压VL下降，直至其在时刻T3达到–(VOUT–VIN)。在同步升压转换器210中，当电压VL达到零时，电控开关70截止而电控开关60导通。由于电压VL为零且电控开关70两端的电压为零，因此电控开关60两端的电压也为零。由此电控开关60的导通处于ZVS。

图5A示出同步反激变换器300的高级示意图，该同步反激转换器300包括：输入电容器10；多个电控开关20、30、60和70；多个电气线圈40、180和190；输出电容器50；以及多个附加电容器80、90、100和110。在一个实施例中，每一电控开关20、30、60和70都由NMOSFET构成。

输入电容器10的第一端连接到电气线圈40的第一端。输入电容器10的第二端连接到电容器10的第一端、电控开关20的源极、以及公共点，在一个实施例中该公共点接地。电容器100的第二端连接到电气线圈40的第二端、以及电控开关20的漏极，该结标示为25。输出电容器50的第一端连接到电气线圈180的第一端。输出电容器50的第二端连接到电控开关30的源极、电容器110的第一端、以及公共点。电气线圈180的第二端连接到电容器110的第二端、以及电控开关30的漏极，该结标示为35。电气线圈190的第一端连接到电容器90的第一端、以及电控开关70的漏极。电容器90的第二端连接到电控开关70的源极、电容器80的第一端、电控开关60的源极、以及公共点。电容器80的第二端连接到电气线圈190的第二端、以及电控开关60的漏极。电控开关20、30、60和70的栅极连接到控制电路（未示出），如将在下文中参考图12描述的。电气线圈40、180和190彼此磁耦合，并且为了简便起见，将描述同步反激转换器300，其中电气线圈40、180和190呈现1∶1∶的绕组比，并配置成电气线圈40的第一端、电气线圈180的第二端、以及电气线圈190的第一端的极性相同。输入电容器10两端的电压标示为VIN，而输出电容器50两端的电压标示为VOUT。从第一端到第二端测量的电气线圈40两端的电压标示为VL。流过电气线圈40的电流标示为IP，而流过电气线圈180的电流标示为IS。

图5B示出图5A的同步反激转换器300的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图5B的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图5A和5B的操作将一起描述。

在时刻T1，电气线圈40的电压VL为VIN，由此结25处的电位为零。电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通处于ZVS。电控开关60导通，而电控开关70截止。由于电气线圈190磁耦合到电气线圈40，因此类似地电气线圈190两端的电压为VIN，并且由于电控开关60导通（即，闭合），因此电控开关70两端的电压为VIN。类似地，电气线圈180两端的电压为VIN。

响应于电气线圈40的正电压，电气线圈40的电流IP线性地增大。在时刻T2，第一电控开关20截止，并且类似地电控开关60截止。在一个优选实施例中，电控开关10的导通时间被配置成电气线圈40的电流IP在时刻T2升至提供期望输出电压VOUT所需的最小值。因此，电气线圈40的电流IP转向电气线圈180作为电流IS，由此使电容器110放电，结35处的电位由此下降，从而随着电压VL降至-VOUT在时刻T3变为零。电容器80开始充电而电容器90开始放电，电容器80和90的值选择成使在时刻T2电容器90中所存储的能量小于在时刻T3电容器80中所存储的能量，由此电控开关70两端的电压在时刻T3为零，并且由此开关70在ZVS下导通。

在时刻T3之后，电气线圈180的电流IS以线性降低的幅值流过电控开关30。在时刻T4，电气线圈180的电流IS的幅值为零，并且继续下降变负，其能量由输出电容器50供应。在时刻T5，响应于电流达到IMIN，第二电控开关30截止。IMIN应当根据最大输入电压和最大输出电流限值设置成在时刻T8结25达到的电压为零。在一个优选实施例中，IMIN被设为VIN的函数。响应于结35的电容充电，结35处的电压上升，并且电气线圈180的电流IS的变化率开始下降，从而在时刻T6结35处的电压升至VOUT（即，电气线圈180的电压VL变为零）时变为零。零电压降反映给电气线圈190，并且由此电控开关60两端的电压降为零，因为电控开关70导通。在下文中进一步描述的控制电路在ZVS下闭合电控开关60，由此在电气线圈190两端产生有效短路，这反映给电气线圈40和电气线圈180。由于在短路的情况下电气线圈190两端的电压保持为零，因此电流的变化dI/dt也为零。在时刻T7，开关70断开，由此从电气线圈190、180和40去除短路，并且电流IP使被示为电容器100的结25处的电容放电，由此电气线圈40的电压VL再次升至值VIN。在等效于以上所述的时刻T1的作为周期末端的时刻T8，电控开关20两端的电压再次为零（即，结25处的电压已达到零），并且电控开关20再次在ZVS下闭合。在使电气线圈40充电或放电中不涉及的电控开关60和70的操作允许将周期延伸至T。

图5C示出根据特定实施例的同步反激转换器310的高级示意图，其中在短路回路中没有电容器，而图5D示出图5C的同步反激转换器310的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。为了简便起见，图5C和5D将一起描述。同步反激转换器310的构造在几乎所有方面都类似于图5A的同步反激转换器300的构造，不同之处在于，不设置电容器80和90。图5D的曲线图示出：电控开关20、30、60和70的栅极-源极电压；以及电压VL。

在操作中，同步反激转换器310在几乎所有方面都与如以上参考图5A和5B所述的同步反激转换器300的操作类似地操作，不同之处在于，电控开关60在时刻T2不截止且电控开关70在时刻T3不导通。如上所述，在时刻T2，电控开关20截止，由此导致电压VL下降，直至其在时刻T3达到-VOUT。在同步反激转换器310中，当电压VL达到零时，电控开关60截止而电控开关70导通。由于电压VL为零且电控开关60两端的电压为零，因此电控开关70两端的电压也为零。由此电控开关70的导通处于ZVS。

图6A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈的单端前向转换器400的高级示意图，该单端前向转换器400包括：输入电容器10；多个电控开关20、60、70和200；电气线圈150以及多个电气线圈40、160、170和190；输出电容器50；电容器100；以及一对二极管130和140。在一个实施例中，电控开关20、60、70和200是NMOSFET。

输入电容器10的第一端连接到电气线圈40的第一端，并且连接到电气线圈60的第一端。输入电容器10的第二端连接到电容器100的第一端、电控开关20的源极、电控开关200的源极、以及公共点，在一个实施例中该公共点接地。电容器100的第二端连接到电气线圈40的第二端、以及电控开关20的漏极，该结标示为25。电气线圈160的第二端连接到电控开关200的漏极。电气线圈170的第一端连接到二极管130的阳极。电气线圈170的第二端连接到二极管140的阳极、输出电容器50的第一端、以及公共点。二极管140的阴极连接到二极管130的阴极、以及电气线圈150的第一端。电气线圈150的第二端连接到输出电容器50的第二端。电气线圈190的第一端连接到电控开关70的漏极，而电气线圈190的第二端连接到电控开关60的漏极。电控开关60的源极连接到电控开关70的源极、以及公共点。电气线圈40、160、170和190磁耦合，并且配置成电气线圈40的第一端、电气线圈160的第二端、电气线圈170的第一端、以及电气线圈190的第一端的极性相同。从第一端到第二端测量的电气线圈40两端的电压标示为VL。为了简便起见，将描述其中电气线圈40、160、170和190呈现1∶1∶1∶1的绕组比的前向转换器400，然而这旨在以任何方式进行限制。

图6B示出图6A的单端前向转换器400的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图6B的曲线图示出：电控开关20、70、60和200的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图6A和6B的操作将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电压VL为VIN，由此结25处的电位为零。电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。电控开关60导通，而电控开关70截止。另外，电控开关200截止，因此单端前向转换器400的操作在此阶段类似于现有技术的标准单端前向转换器的操作。

在时刻T2，电控开关20截止。响应于结25的电容充电、并且由此电压VL开始下降，结25处的电压上升。当电压VL变为零时，电气线圈190两端的电压也为零。由于电控开关60两端的电压为零，因此电控开关70两端的电压也为零。电控开关70导通，由于其两端的电压为零，因此其导通以ZVS实现。电控开关60截止。结25的电容继续充电，从而在时刻T3达到2*VIN、随后电压VL为–VIN，并且电控开关200的漏极处的电位变为零。在时刻T3，电控开关200导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。

如现有技术已知的，在单端前向转换器中，在电控开关20的导通时间期间所存储的磁能必须在周期末端之前排放掉。这样做的方法在包括1984年4月3日授权给Vinciarelli的美国专利S/N.4,441,146的多篇文章中进行了描述，该发明的全部内容通过引用结合于此。在本实施例中，所存储的能量通过电气线圈160释放，并且通过电气线圈160的电流随时间线性地减小，从而在时刻T4变为零。电流继续下降，从而在时刻T4之后变为负。电控开关200的导通时间选择成在时刻T5达到的电流电平是足以使结25的电容放电的最小负电流从而结25处的电位在时刻T8达到零，如将在下文中进一步描述的。在时刻T5，电控开关200截止，并且响应于结25的电容放电，结25处的电压开始下降，并且在时刻T6达到VIN。由此，电压VL上升，从而在时刻T6达到零。由此，电气线圈190两端的电压也为零，并且由于电控开关70两端的电压为零，因此电控开关60两端的电压也为零。

现在，电控开关60导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。现在，流过电气线圈160的电流转向电气线圈190，只要电压VL为零该电流就维持在固定值。在时刻T7电控开关70截止，由此流过电气线圈190的电流转向电气线圈40。响应于结25的电容放电、并且在时刻T8达到零，结25处的电压继续下降。由此，电压VL上升，从而在时刻T8达到VIN。现在，电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通为ZVS。

电气线圈150和170与二极管130和140协作工作对本领域技术人员而言是公知的。电气线圈170两端的电压为VL。当电压VL为VIN时，二极管130导通，并且流过电气线圈150的电流上升。当电压VL等于-VIN时，二极管130不导通而二极管140导通，由此流过电气线圈150的电流下降。

图7示出根据现有技术的全桥相移转换器500的高级示意图。全桥相移转换器500包括：输入电容器10；输出电容器50；一对二极管130和140；多个附加电容器220、230、270和280；多个电控开关240、250、290和300；以及多个电气线圈150、260、310和320。通常，电控开关240、250、290和300是NMOSFET。

输入电容器10的第一端连接到电容器220的第一端、电控开关240的漏极、电容器270的第一端、以及电控开关290的漏极。输入电容器10的第二端连接到电容器230的第一端、电控开关250的源极、电容器280的第一端、电控开关300的源极、以及通常接地的公共点（未示出）。电容器220的第二端连接到电容器230的第二端、电控开关240的源极、电控开关250的漏极、以及电气线圈260的第一端。电气线圈260的第二端连接到电容器270的第二端、电容器280的第二端、电控开关290的源极、以及电控开关300的漏极。输出电容器50的第一端连接到电气线圈150的第一端，而输出电容器50的第二端连接到电气线圈310的第一端、电气线圈320的第一端、以及公共点。电气线圈150的第二端连接到二极管130的阴极、以及二极管140的阴极。电气线圈310的第二端连接到二极管130的阳极，而电气线圈320的第二端连接到二极管140的阳极。电气线圈260、310和320磁耦合，并且配置成电气线圈260的第二端、电气线圈310的第二端、以及电气线圈320的第一端的极性相同。全桥相移转换器500在以固定频率工作时至少在一范围的输入电压和输出电流上允许ZVS。全桥相移转换器500的操作对本领域而言是公知的，并且为了简洁起见将不再赘述。

图8A示出根据特定实施例的具有多个磁耦合电气线圈的推挽转换器550的高级示意图。如将在下文中描述的，类似于图7的全桥相移转换器500，推挽转换器550的构造和操作在一范围的输入电压和负载电流上允许零电压开关（ZVS）。推挽转换器550包括：输入电容器10；多个电控开关20、60、70和200；电气线圈150以及多个电气线圈40、160、190、310和320；输出电容器50；多个附加电容器80、90、100和330；以及一对二极管130和140。在一个实施例中，电控开关20、60、70和200由NMOSFET构成。

输入电容器10的第一端连接到电气线圈40的第一端，并且连接到电气线圈160的第一端（其极性用点标示）。输入电容器10的第二端连接到电容器100的第一端、电控开关20的源极、电容器330的第一端、电控开关200的源极，并且连接到公共点（未示出），在一个实施例中该公共点接地。电容器100的第二端连接到电气线圈40的第二端（其极性用点标示），并且连接到电控开关20的漏极，该结标示为25。电气线圈160的第二端连接到电气线圈200的漏极、以及电容器330的第二端，该结标示为205。电气线圈310的第一端（其极性用点标示）连接到二极管130的阳极。电气线圈310的第二端连接到电气线圈320的第一端（其极性用点标示）、输出电容器50的第一端、以及公共点。电气线圈320的第二端连接到二极管140的阳极。电气线圈150的第一端（其极性用点标示）连接到二极管130的阴极、以及二极管140的阴极。电气线圈150的第二端连接到输出电容器50的第二端。电气线圈190的第一端（其极性用点标示）连接到电控开关70的漏极、以及电容器90的第一端。电气线圈190的第二端连接到电控开关60的漏极、以及电容器80的第一端。电控开关60的源极连接到电容器80的第二端、电容器90的第二端、电控开关70的源极、以及公共点。电气线圈40、160、310、320和180磁耦合并示出，而不限于一个实施例中的1∶1∶1∶1∶1的匝数比。从第一端到第二端测量的电气线圈40两端的电压标示为VL。

图8B示出图8A的推挽转换器550的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图8B的曲线图示出：电控开关20、60、70和200的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图8A和8B的操作将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电压VL为VIN，由此结25处的电位为零。电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。电控开关70导通，而电控开关60截止。

在时刻T2，如将在下文中进一步描述的，响应于控制电路反馈回路进行选择以维持输出电压，电控开关20截止。响应于结25的电容充电，结25处的电位开始上升，从而在时刻T3达到VIN，即电压VL在时刻T3降至零。当电压VL变为零时，电气线圈190两端的电压也为零。由于电控开关70两端的电压为零，因此电控开关60两端的电压也为零。电控开关60导通，从而其导通以ZVS实现。现在，流过电气线圈150的电流反映给电气线圈190。

在时刻T4，电控开关70截止。响应于结25的电容充电，结25处的电压上升，直至与时刻T1对称地在时刻T5达到2*VIN，即电压VL等于-VIN。另外，在时刻T4之后，响应于结205的电容放电，结205处的电压下降，从而在时刻T5达到零。电控开关200导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。

在时刻T6，电控开关200截止。响应于结25的电容放电，该结25处的电压开始下降，直至在时刻T7达到VIN，即在时刻T4电压VL变为零。由于电压VL为零，因此电气线圈190两端的电压也为零。由于电控开关60两端的电压为零，因此电控开关70两端的电压也为零。电控开关70导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。由此，电压VL箝位在零，并且流过电气线圈150的电流现在反映给电气线圈190。

在时刻T8，电控开关60截止，并且响应于结25的电容放电，结25处的电压开始下降，从而在时刻T9达到零，即电压VL在时刻T9升至VIN。在时刻T9电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通处于ZVS。

图9A示出根据特定实施例的半桥相移转换器560。如将在下文中进一步描述的，半桥相移转换器560的构造和操作在一范围的输入电压和输出电流上允许与图7的全桥相移转换器类似的零电压开关（ZVS）。半桥相移转换器560包括：输入电容器10；输出电容器50；一对二极管130和140；多个附加电容器80、90、220、230、270和280；多个电控开关60、70、240和250；以及多个电气线圈150、190、260、310和320。在一个实施例中，电控开关60、70、240和250由NMOSFET构成。

输入电容器10的第一端连接到电容器220的第一端、电控开关240的漏极、以及电容器270的第一端。输入电容器10的第二端连接到电容器230的第一端、电控开关250的源极、电容器280的第一端、以及公共点（未示出），在一个实施例中该公共点接地。电容器220的第二端连接到电容器230的第二端、电控开关240的源极、电控开关250的漏极、以及电气线圈260的第一端，该结标示为245。电气线圈260的第二端（其极性用点标示）连接到电容器270的第二端、以及电容器280的第二端。输出电容器50的第一端连接到电气线圈150的第一端，而输出电容器50的第二端连接到电气线圈310的第一端、电气线圈320的第一端（其极性用点标示）、以及公共点。电气线圈150的第二端（其极性用点标示）连接到二极管130的阴极、以及二极管140的阴极。电气线圈310的第二端（其极性用点标示）连接到二极管130的阳极，而电气线圈320的第二端连接到二极管140的阳极。电气线圈190的第一端（其极性用点标示）连接到电控开关70的漏极、以及电容器90的第一端。电气线圈190的第二端连接到电控开关60的漏极、以及电容器80的第一端。电控开关60的源极连接到电容器80的第二端、电容器90的第二端、电控开关70的源极、以及公共点。电气线圈260、310、320和190磁耦合。电容器270和280被配置成为输入电压VIN提供分压器，由此电气线圈260的第二端的电压维持在VIN/2。

图9B示出图9A的半桥转换器560的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图9B的曲线图示出：电控开关60、70、240和250的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图9A和9B的操作将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电压VL为VIN/2，由此结245处的电位为VIN。电控开关240导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。电控开关70导通，而电控开关60截止。

在时刻T2，电控开关240截止。响应于结245的电容放电，结245处的电位开始下降，从而在时刻T3达到VIN/2，即电压VL在时刻T3变为零。当电压VL变为零时，电气线圈190两端的电压也为零。由于电控开关70两端的电压为零，因此电控开关60两端的电压也为零。电控开关60导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。流过电气线圈150的电流反映给电气线圈190。

在时刻T4，电控开关70截止。响应于结245的电容放电，结245处的电位开始下降，从而在时刻T5达到零，即电压VL变为-VIN/2。在时刻T5，电控开关250导通，由于其两端的电压为零因此其导通处于ZVS。从时刻T5至T9的操作与从时刻T1至T5的操作完全对称。

在时刻T6，电控开关250截止，由此响应于结245的电容充电，结245处的电压开始上升，从而在时刻T7达到VIN/2，即电压VL在时刻T7变为零。由于电压VL为零，因此电气线圈190两端的电压也为零。由于电控开关60两端的电压为零，因此电控开关70两端的电压也为零。电控开关70导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。流过电气线圈150的电流反映给电气线圈190。

在时刻T8，电控开关60截止，并且响应于结245的电容充电，结245处的电压继续上升，从而在时刻T9达到VIN，即电气线圈两端的电压VL上升达到VIN/2。在时刻T9，电控开关240导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。

图10A示出根据特定实施例的用多个磁耦合电气线圈呈现同步整流的推挽转换器600的高级示意图。推挽转换器600的构造类似于图8A的推挽转换器550的构造，不同之处在于，二极管130和140用电控开关130和140替代，并且电气线圈150的电感选择成使电流将在每一半周期期间变负。在一个实施例中，电控开关130和140各自由NMOSFET构成。电控开关130的源极连接到电气线圈310的第一端，而电控开关140的源极连接到电气线圈320的第二端。电控开关130的漏极连接到电控开关140的漏极、以及电气线圈150的第一端。电气线圈40、160、310和320彼此磁耦合，而电气线圈150和190彼此分别磁耦合。为了简便起见，将描述推挽转换器600，其中每一对磁耦合电气线圈之间的绕组比为1∶1。电气线圈40、160、310和320被配置成电气线圈40的第一端、电气线圈160的第二端、电气线圈310的第一端、以及电气线圈320的第一端的极性相同。电气线圈150和190被配置成电气线圈190的第一端和电气线圈150的第一端的极性相同。从第一端到第二端测量的电气线圈40两端的电压标示为VL，而流过电气线圈150的电流标示为IL。

图10B示出图10A的推挽转换器600的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图10B的曲线图示出：电控开关20、60、70、130、140和200的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图10A和10B的操作将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电压VL为VIN，由此结25处的电位为零。电控开关20导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。电控开关60和130也导通。在时刻T2，电控开关20截止。在一个实施例中，确定电控开关20的导通时间以确保期望的固定输出电压VOUT。响应于结25的电容充电，结25处的电压上升，从而在时刻T3达到VIN。由此，电压VL为零，与每一电气线圈160、310和320两端的电压一样。由于与电控开关130两端的电压一样每一电气线圈310和320两端的电压为零，因此电控开关140两端的电压也为零。在时刻T3，电控开关140导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。

由于电控开关130和140导通，因此电流IL流过用作将短路置于串联连接的电气线圈310、320两端的电控开关130和140。电气线圈150两端的电压为-VOUT，由此电流IL增大，从而在时刻T4变负。在一个优选实施例中，选择电控开关130的导通时间以使负电流IL在时刻T5达到在考虑磁化电流的情况下将允许电气线圈320两端的电压升至VIN的值，如在下文中进一步所述。在时刻T5，电控开关130截止。现在，电流IL流过电控开关140和电气线圈320。流过电气线圈320的负电流IL导致从电控开关140的源极到公共点测量的其两端的电压增大，由此导致电压VL减小、以及电气线圈160两端的电压增大。由此，结25处的电压增大，而结205处的电压减小。

随着电气线圈320两端的电压增大，从电控开关130的漏极到输出端测量的电气线圈150两端的电压减小。在时刻T6，电气线圈320两端的电压为VOUT，而电气线圈150两端的电压为零。由此，电气线圈190两端的电压也为零，并且由于电控开关60两端的电压也为零，因此电控开关70两端的电压为零。由此，在时刻T6，电控开关70导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。由此，负电流IL反映给电气线圈190，并且维持在固定值。另外，电气线圈320两端的电压被箝位在VOUT，因此电压VL被箝位在–VOUT。

在时刻T7，电控开关60截止，从而不箝位电压VL。电气线圈320两端的电压继续上升。在时刻T8，电气线圈320两端的电压达到VIN，因此结205处的电压为零而结25处的电压为2*VIN。由此，在时刻T7，电控开关200导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。然后，电压VL被箝位在–VIN。由此，完成推挽转换器600的工作周期的前一半。该周期的后一半与前一半对称，并且为了简明起见将不再描述。

由于所形成的负电流IL的最小值不是输出电流的函数，因此电控开关20、60、70、130、140和200的零电压开关用任何负载来实现，并且有利地，电控开关60、70不参与与电气线圈40相关联的能量转移。

图11A示出根据特定实施例的具有与存储元件电气线圈磁耦合的附加电气线圈、具有同步整流的半桥转换器700的高级示意图。半桥转换器700的构造类似于图9A的半桥相移转换器560的构造，不同之处在于，二极管130和140用电控开关130和140替代，并且电气线圈150的电感选择成使电流将在每一半周期期间变负。在一个实施例中，电控开关130和140各自由NMOSFET构成。电控开关130的源极连接到电气线圈310的第二端，而电控开关320的源极连接到电气线圈320的第二端。电控开关130的漏极连接到电控开关140的漏极、以及电气线圈150的第二端。电气线圈260磁耦合到电气线圈310和320，在一个实施例中，电气线圈260是变压器的初级绕组而电气线圈310和320是变压器的次级绕组。电气线圈150和190分别磁耦合。电气线圈260、310和320被配置成电气线圈310的第二端、电气线圈320的第一端、以及电气线圈260的第一端的极性相同。电气线圈150和190被配置成电气线圈150的第二端和电气线圈190的第一端的极性相同。电压降VL是从其第一端到其第二端测量的电气线圈260两端的电压。

图11B示出图11A的半桥转换器700的操作的曲线图，其中x轴表示时间而y轴以任意单位表示电压。图11B的曲线图示出：电控开关60、70、130、140、240和250的栅极-源极电压；以及电压VL。为了简便起见，图11A和11B的操作将一起描述。

在操作中，在时刻T1，电压VL为VIN/2，由此结245处的电位为VIN。电控开关240导通；由于其两端的电压为零，因此其导通以ZVS实现。由此，电压VL被箝位在VIN/2。电控开关60和130也导通。在时刻T2，电控开关240截止。确定电控开关240的导通时间以确保期望的输出电压VOUT。响应于结245的电容放电，结245处的电压开始下降，从而在时刻T3达到VIN/2。由此，电压VL为零，与每一电气线圈310和320两端的电压一样。在时刻T3，电控开关140导通。由于与电控开关130两端的电压一样电气线圈310和320两端的电压为零，因此电控开关140两端的电压为零，由此其导通以ZVS实现。

由于电控开关130和140导通，因此电流IL流过有效代替电气线圈310、320两端的短路的电控开关130和140，在一个实施例中电气线圈310、320表示变压器的次级绕组。电气线圈150两端的电压为–VOUT，由此电流IL减小。在时刻T4，电流IL达到零。Il继续减小，并且在时刻T5，电流IL已达到在考虑磁化电流的情况下将允许电气线圈320两端的电压升至VIN/2的负值，如将在下文中进一步描述的。在时刻T5，电控开关130截止。现在，电流IL流过电控开关140和电气线圈320。流过电气线圈320的负电流IL导致从电控开关140的源极到公共点测量的电气线圈320两端的电压增大，由此导致电压VL减小。由此，结245处的电位减小。

随着电气线圈320两端的电压增大，从电控开关130的漏极到输出测量的电气线圈150两端的电压减小。在时刻T6，电气线圈320两端的电压为VOUT，而电气线圈150两端的电压为零。电气线圈190两端的电压也为零，并且由于电控开关60两端的电压也为零，因此电控开关70两端的电压为零。在时刻T6，电控开关70导通，由于其两端的电压为零因此其导通以ZVS实现。由此，负电流IL反映给电气线圈190，并且维持固定值。另外，电气线圈320两端的电压被箝位在VOUT，因此电压VL被箝位在-VOUT。

在时刻T7，电控开关60截止，从而不箝位电压VL。电气线圈320两端的电压继续上升。在时刻T8，电气线圈320两端的电压达到VIN/2，因此结245处的电压为零。然后，电控开关250导通；由于其两端的电压为零，因此其导通以ZVS实现。由此，完成半桥转换器700的工作周期的前一半。该周期的后一半与前一半对称，并且为了简明起见将不再描述。

由于所形成的负电流IL不是输出电流的函数，因此电控开关60、70、130、140、240和250的零电压开关用任何负载来实现，并且有利地，电控开关60和70不参与与电气线圈260相关联的能量转移。

图12示出根据特定实施例的适于控制图3A的同步降压转换器155的控制电路800的高级示意图，并且适当的逻辑修改可与图2A-11中的任一转换器一起使用。控制电路800包括：时钟部810；多个零电压检测器820、830和840；最大电流或最大占空比功能850；PMW部860；REF部870；最小电流功能880；多个触发器（F.F.）890、900、910和920；多个OR门930、940、950和960；一对逆变器970和980；AND门990；以及多个缓冲器1000、1010、1020和1030。控制电路800外部包括：多个电阻器1040、1050、1060和RT；以及电容器CT。在一个实施例中，触发器890、900、910和920是S-R触发器。

电阻器RT的第一端连接到时钟部810的第一输入，而电容器CT的第一端连接到时钟部810的第二输入，其中通常电阻器RT和电容器CT各自的第二端接地。时钟部810的输出连接到最大电流或最大占空比功能850的第一输入、PMW部860的第一输入、F.F.920的复位输入、OR门950的第一输入、以及OR门960的第一输入。零电压检测器820、830和840各自的输入分别连接到图3A的同步降压转换器155的电控开关30、60和70的漏极。零电压检测器820的输出连接到最小电流功能880的第一输入、以及AND门990的第一输入。零电压检测器830的输出连接到OR门960的第二输入。零电压检测器840的输出连接到F.F.910的复位输入、以及F.F.920的置位输入。电阻器1040和1050各自的第一端分别连接到最大电流或最大占空比功能850的第二和第三输入，其中通常电阻器1040和1050各自的第二端接地。最大电流或最大占空比功能850的第四输入连接到表示电流IL的电压。最大电流或最大占空比功能850的第一输出连接到OR门930的第一输入，而最大电流或最大占空比功能850的第二输出连接到OR门930的第二输入。

PWM部860的第一输入连接到表示电流IL的电压。PWM部860的第二输入连接到同步降压转换器155的误差放大器E/A的输出，而PWM部860的第三输入连接到误差放大器的输入，标示为F.B。PWM部860的输出连接到F.F.890的置位输入、以及逆变器970的输入。REF部870的输出连接到最大电流或最大占空比功能850的第五输入、PWM部860的第五输入、以及最小电流功能880的第二输入。电阻器1060的第一端连接到最小电流功能880的第三输入，而电阻器1060的第二端通常接地。最小电流功能880的第四输入连接到电控开关30的漏极。最小电流功能880的输出连接到OR门950的第二输入。OR门930的输出连接到OR门940的第一输入。OR门940的第二输入连接到逆变器970的输出，而OR门940的输出连接到F.F.890的复位输入。AND门990的第二输入连接到逆变器980的输出，而AND门990的输出连接到F.F.900的置位输入。OR门950的输出连接到F.F.900的复位输入，而OR门960的输出连接到F.F.910的置位输入。F.F.890的输出连接到逆变器980的输入，并且经由缓冲器1000连接到电控开关230的栅极。F.F.900的输出经由缓冲器1010连接到电控开关30的栅极，F.F.910的输出经由缓冲器1020连接到电控开关60的栅极，而F.F.920的输出经由缓冲器1030连接到电控开关70的栅极。

电阻器1040被最大电流或最大占空比功能850用来与REF部870的输出相协作确定最大容许占空比，而电阻器1050被最大电流或最大占空比功能850用来与REF部870的输出相协作确定最大容许电流。电阻器1060被最小电流功能用来与REF部870的输出相协作确定如上所述实现电控开关20的零电压开关所需的最小电流。

在操作中，如果在时刻T1和时刻T2之间的时间段期间电流IL升至预定值、或者如果已达到转换器的预定占空比，则最大电流或最大占空比功能850可操作以经由OR门930和940使F.F.890复位，由此截止电控开关20。然后，当电压VL变负时，电流IL将开始减小，如上所述。响应于电流IL的感测值和误差放大器E/A的输出，电控开关20的导通时间由PWM部860进一步控制。由此，F.F.890相应地进行脉宽调制，从而调节电控开关20的脉宽调制的占空比以实现预设值。

如上所述，在时刻T3，电控开关30导通。响应于电控开关30的漏极电压变为零（即，当漏极电压变为零时），时刻T3由零电压检测器820确定，零电压检测器820向AND门990输出高电压。如果F.F.890的输出为零（即，电控开关20截止），则AND门980的两个输入都将为高，由此使F.F.900置位。由此，电控开关30导通，如上所述。当如上所述在时刻T5电流IL已达到期望的最小值时，最小电流功能880可操作以经由OR门950使F.F.900复位，由此截止电控开关30。最小电流功能880可操作，从而只在电控开关30的漏极电压为零且零电压检测器820的输出为高时（即，在时刻T5）截止电控开关30。

如上所述，在时刻T3，电控开关70两端的电压变为零。零电压检测器840可操作以使F.F.920置位且使F.F.910复位，由此分别经由缓冲器1020和1030截止电控开关60并导通电控开关70。如上所述，在时刻T6，电控开关60两端的电压为零。零电压检测器830可操作以使F.F.910置位，由此经由缓冲器1020导通电控开关60。

由此，在特定实施例中提供了以下配置：转换器的电气线圈中的电流通过与电气线圈相关联的短路状况来维持，该短路状况与用于进行功率转换器的能量转移功能的开关无关地实现。维持该状况以实现零电压开关状况。在示例性实施例中，设置与该电气线圈磁耦合的第二电气线圈，并且在第二电气线圈两端产生短路状况。

应当理解，为了清楚起见在单独实施例上下文中所述的本发明的特定特征也可以在单个实施例中组合提供。相反，为了简洁起见在单个实施例的上下文中所述的本发明的各个特征也可分别提供、或者以任何合适的子组合提供。

除非另外定义，否则在本文中所使用的技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员所通常理解相同的含义。虽然类似于或等效于本文中所述的那些方法的方法可用于本发明的实践或测试中，但是在本文中描述了合适的方法。

本文中所提及的所有出版物、专利申请、专利、以及其他参考文献都通过引用其全文结合于此。在冲突的情况下，包括定义的专利说明书将胜出。此外，材料、方法、以及示例只是说明性的，而不旨在进行限制。

本领域技术人员应当理解，本发明不限于在上文中已具体地示出并描述的内容。相反，本发明的范围由所附权利要求书限定，并且包括在上文中所述的各个特征的组合和子组合两者、以及本领域技术人员在阅读上述描述之后可理解的且不在现有技术中的其变体和修改。

Claims (20)

1.一种功率转换器，包括：

控制电路；

第一电气线圈；

与所述第一电气线圈相关联且响应于所述控制电路的第一电控开关，所述第一控制开关配置成响应于所述第一电开关的闭合状态使所述第一电气线圈充电；以及

配置成当第二电控开关闭合时在所述第一电气线圈两端呈现实质短路的所述第二电控开关，所述第二电控开关响应于所述控制电路、并且未配置成使所述第一电气线圈充电或放电。

2.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成只在所述第一电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第一电控开关。

3.如权利要求2所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成只在所述第二电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第二电控开关。

4.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成只在所述第二电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第二电控开关。

5.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，还包括：

磁耦合到所述第一电气线圈的第二电气线圈，

其中所述第二电控开关连接到所述第二电气线圈，从而在所述第二电气线圈两端呈现实质短路，所述第二电气线圈两端的所述短路反映给所述第一电气线圈，由此在所述第一电气线圈两端呈现所述实质短路。

6.如权利要求5所述的功率转换器，其特征在于，还包括响应于所述控制电路的第三电控开关，所述第三电控开关配置成与所述第二电控开关协作以呈现所述第二电气线圈的所述实质短路。

7.如权利要求6所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成只在所述第三电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第三电控开关。

8.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成响应于通过所述第一电气线圈的电流预定值呈现所述实质短路。

9.如权利要求8所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路包括呈现周期的脉宽调制功能，并且其中所述控制电路被配置成维持所述实质短路直至所述周期中的预定时间点。

10.如权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换器是降压转换器、升压转换器、反激转换器、前向转换器、推挽转换器、以及半桥转换器之一。

11.一种功率转换的方法，所述方法包括：

设置第一电气线圈；

使所设置的第一电气线圈交替地充电和放电；以及

响应于预定值的电流通过所述第一电气线圈，经由至少一个开关在所述第一电气线圈两端呈现实质短路，在所设置的第一电气线圈的所述交替充电和放电中不涉及所述至少一个开关。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：

设置第一电控开关，所述第一电控开关配置成响应于所设置的第一电开关的交替打开和闭合状态提供所述第一电气线圈的交替充电和放电；以及

监控所设置的第一电控开关两端的电压，

其中所设置的第一电控开关的所述状态变化只在所设置的第一电控开关两端呈现实质上为零的电压时出现。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，还包括：

设置第二电控开关，所述第二电控开关配置成响应于所设置的第二电开关的闭合状态呈现所述实质短路；以及

只在所设置的第二电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第二电控开关。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：

设置第二电控开关，所述第二电控开关配置成响应于所设置的第二电开关的闭合状态呈现所述实质短路；以及

只在所设置的第二电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第二电控开关。

15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：

设置磁耦合到所设置的第一电气线圈的第二电气线圈，

其中所述第一电气线圈两端的所述实质短路被呈现为反映所设置的第二电气线圈两端所呈现的实质短路。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：

设置第三电控开关；

其中在所设置的第二电气线圈两端形成的所述实质短路至少部分地响应于所设置的第三电控开关的闭合状态。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，只在所述第三电控开关两端呈现实质上为零的电压时才进入所述第三电控开关的所述闭合状态。

18.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所设置的第一电气线圈的所述交替充电和放电根据预定周期进行，并且其中所呈现的实质短路被维持直至所述预定周期的预定时间点。

19.一种功率转换器，包括：

控制电路；

用于能量转移的电感装置；

与用于能量转移的所述电感装置相关联且响应于所述控制电路的第一电控开关，所述第一控制开关配置成响应于所述第一电开关的闭合状态使用于能量转移的所述电感装置充电；以及

配置成当第二电控开关闭合时在所述第一电气线圈两端呈现实质短路的所述第二电控开关，所述第二电控开关响应于所述控制电路、并且未配置成使用于能量转移的所述电感装置充电或放电。

20.如权利要求19所述的功率转换器，其特征在于，所述控制电路被配置成只在所述第一电控开关两端呈现实质上为零的电压时闭合所述第一电控开关。

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