CN102647168B - 动态滤波装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种动态滤波装置及其方法，该动态滤波装置包含一变化量检测器、一系数产生单元及一滤波器。所述动态滤波装置包含：一变化量检测器，根据一第一输入信号的多个连续取样值，产生一检测值；一系数产生单元，根据该检测值，产生一组滤波系数；以及一滤波器，根据该组滤波系数，对该输入信号进行滤波；其中，该检测值的大小与所述连续取样值大小的变化量、所述连续取样值一次微分的变化量及所述连续取样值一次微分的平均值的至少一者或其组合有关。本发明根据输入信号的变化量度，来动态改变截止频率，使得输入信号在慢速时获得较高的SNR，而在快速移动时能缩短反应时间，进而加强滤波器的反应时间和抗噪声的能力。

Description

动态滤波装置及其方法

技术领域

本发明有关于滤波器(filter)，尤其有关于一种动态滤波装置及其方法。

背景技术

电路接收一时变(time variant)信号以进行电路量测的过程中常引入噪声，为了能加强信号的品质，一般会利用一低通滤波器(low-pass filter)来消除噪声。在数字信号处理(DigitalSignal Processing)时，该低通滤波器可以利用有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器或无限脉冲响应(infinite impulse response，IIR)滤波器的方式加以实施。一般来说，FIR滤波器的稳定性较IIR滤波器佳，但IIR滤波器的抗噪声的能力却较FIR滤波器佳；当两种滤波器产生相同滤波结果时，IIR滤波器所需要的硬体成本会较FIR滤波器为低。

然而，传统滤波器的反应时间随频率而变，通常抗噪声的能力越佳，所需的反应时间也越长，如图1A所示。相对地，对于需要快速反应时间的系统，如触碰面板的位置检测，就得牺牲抗噪声的能力来换取较快速的反应时间，如图1B所示，其中，触碰位置D(x，y)为x方向坐标与y方向坐标的函数。所以，一般滤波器设计者会认为反应时间和抗噪声能力是属于妥协的滤波器设计变数。

发明内容

本发明的目的之一是提出一种动态滤波装置，以解决上述问题。

为达成上述目的，本发明动态滤波装置，包含：一变化量检测器，根据一第一输入信号的多个连续取样值，产生一检测值；一系数产生单元，根据该检测值，产生一组滤波系数；以及，一滤波器，根据该组滤波系数，对该输入信号进行滤波；其中，该检测值的大小与所述连续取样值大小的变化量、所述连续取样值一次微分的变化量及所述连续取样值一次微分的平均值的至少一者或其组合有关。

本发明的另一个目的是提供一种动态滤波方法，包含：根据一第一输入信号的多个连续取样值，得到一检测值；根据该检测值，得到一组滤波系数；以及，利用一滤波器，根据该组滤波系数，对该输入信号进行滤波；其中，该检测值的大小与所述连续取样值大小的变化量、所述连续取样值一次微分的变化量及所述连续取样值一次微分的平均值的至少一者或其组合有关。

本发明根据输入信号的变化量度，动态改变截止频率，使得输入信号在慢速时获得较高的SNR，而在快速移动时能缩短反应时间，进而加强滤波器的反应时间和抗噪声的能力。

本发明的其他目的和优点可以从本发明所揭露的技术特征中得到进一步的了解。为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例并配合所附图式，作详细说明如下。

附图说明

图1A显示一传统滤波器的输出信号与输入信号之间的关系；

图1B显示另一传统滤波器的输出信号与输入信号之间的关系；

图2显示本发明动态无限脉冲响应滤波装置一实施例的架构示意图；

图3显示触碰位置随时间变化的一个例子；

图4显示本发明变化量检测器的一实施例的架构变示意图；

图5A显示检测值VAR和截止频率FC的关系曲线的一个例子；

图5B显示检测值VAR和截止频率FC的关系曲线的另一个例子；

图5C显示距离与SNR的关系曲线；

图5D是根据图5C，显示不同区域具有不同的距离与SNR关系曲线；

图6A显示二阶(n＝2)的契比雪夫第二型IIR滤波器的直接第一型结构的信号流；

图6B显示第二查阅表的一个例子；

图6C显示图6B中各组滤波系数之间的关系；

图7A显示当频率比值(FC/FS)产生变化时，输出信号与输入信号之间的关系；

图7B显示当传统滤波器的阶数产生变化时，输出信号产生的震荡现象；

图8显示本发明动态无限脉冲响应滤波装置的输出信号与输入信号之间的关系；

图9显示本发明动态有限脉冲响应滤波装置一实施例的架构示意图；

图10A显示四阶(n＝4)的第一型FIR滤波器的直接结构的信号流；

图10B显示第二查阅表的另一个例子；

图10C显示图10B中各组滤波系数之间呈现连续性关系。

附图标号：

200动态无限脉冲响应滤波装置

210前置低通滤波器

220变化量检测器

230、930系数产生单元

231第一查表单元

232、932第二查表单元

240无限脉冲响应滤波器

900动态有限脉冲响应滤波装置

940有限脉冲响应滤波器

具体实施方式

以下的说明将举出本发明的数个较佳的示范实施例，例如：各种电子电路、元件以及相关方法。熟悉本领域者应可理解，本发明可采用各种可能的方式实施，并不限于下列示范的实施例或实施例中的特征。另外，众所知悉的细节不再重复显示或赘述，以避免模糊本发明的重点。

本发明是以触碰面板的位置检测作为范例说明，唯本发明的动态滤波装置及其方法亦可应用于其他须要滤波的积体电路上。

本发明利用输入信号的速度变化量、或/及位置变化量、或/及平均速度，来动态改变滤波器的截止频率(cut-off frequency)，使得输入信号在慢速移动时获得较高的信号噪声比(signal-to-noise ratio，SNR)，在快速移动时能缩短反应时间，以改善滤波器的反应时间和抗噪声能力。

图2显示本发明动态无限脉冲响应滤波装置一实施例的架构示意图。参考图2，本发明动态无限脉冲响应滤波装置200包含一前置低通滤波器(pre-lowpass filter)210、一变化量检测器220、一系数产生单元230及一无限脉冲响应滤波器240。本发明动态IIR滤波装置200的输入信号Di[n]表示手指在触碰面板上的触碰位置，也是一数字信号，Di[n]表示n个时间单位时的取样值且n为大于或等于零的整数。例如，当取样频率(sampling rate)为60Hz时，每单位时间为1/60秒，Di[0]表示0秒的取样值、Di[1]表示1/60秒的取样值、Di[2]表示2×(1/60)秒的取样值…以此类推，Di[n-1]表示(n-1)×(1/60)秒的取样值。相对地，Do[n]是动态IIR滤波装置200的输出信号。

前置低通滤波器210接收输入信号Di[n]，预先滤除噪声后，产生一滤波信号Da[n]以供后级的变化量检测器220使用。该前置低通滤波器210可使用IIR滤波器或FIR滤波器来实施。举例而言，输入信号Di[n]为手指的触碰位置，假设取样频率为60Hz且前置低通滤波器210由一契比雪夫第二型(Chebyshev type II)IIR滤波器来实施，上述契比雪夫第二型IIR滤波器的截止频率设定在FC₀＝0.6*FS，其中FS为取样频率的一半，即FS＝30Hz。这是因为一般手指的移动频率低于20Hz，所以约略取FC₀＝0.6*FS。须注意的是，对动态IIR滤波装置200而言，前置低通滤波器210的设置，会减少噪声对输入信号Di[n]的干扰，进而增加后级变化量检测器220的准确度；相反地，若没有设置前置低通滤波器210，动态IIR滤波装置200依然可以进行动态滤波，但变化量检测器220会产生的检测值VAR较容易受到噪声干扰。由于前置低通滤波器210对动态IIR滤波装置200而言并非必要元件，故在图2中以虚线表示。

图3显示触碰位置随时间变化的一个例子。参考图3，实线表示原始输入信号Di[n]，而虚线则表示经过前置低通滤波器210处理后的Da[n]信号。图3表示输入信号Di[n]在B区间的位置变化量ΔD较小，所以可以使用较低的截止频率以滤除较多的噪声；相反地，输入信号Di[n]在A区间的位置变化量ΔD较大，所以可以使用较高的截止频率以快速反应输入信号的变化。

图4显示本发明变化量检测器的一实施例的架构变示意图。变化量检测器220接收前置低通滤波器210产生的滤波信号Da[n]，进行变化量度运算，以产生一检测值VAR。在图4的实施例中，对滤波信号Da[n]总共取4个取样点作变化量运算，请注意，本发明并未对滤波信号Da[n]的取样点数做限定，而取样点数多寡可依硬体的成本考量来实施，但过多的取样点数会使得变化量检测器220产生检测值VAR的时间过长，而过少的取样点数会使检测值VAR的结果容易遭受噪声干扰。参考图4，变化量检测器220包含一第一运算电路420、一第二运算电路430、一第三运算电路450、三个延迟器411～413及三个减法器416～418。

输入信号Di[n]表示手指的触碰位置，而滤波信号Da[n]则表示去除噪声后的手指触碰位置。在图4中，Z^-1为延迟(delay)符号，表示延迟器411～413分别延迟一个取样点时间，而三个减法器416～418的输出v[n-m]＝Da[n-m]-Da[n-m-1](相当于输入信号Da[n-m]的一次微分)，分别表示在三个时间点(n＝0、1、2)时手指不同的移动速度，其中，m为整数，0≤m≤2。第一运算电路420接收滤波信号的4个取样点Da[n]、Da[n-1]、Da[n-2]及Da[n-3]，进行位置的标准偏差值(standard deviation)运算，产生位置的标准偏差值Da_STD。根据标准偏差值定义， $\mathrm{Da}\_\mathrm{STD}=[\frac{1}{4}\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{(\mathrm{Da}\[n-m\]-\stackrel{\‾}{\mathrm{Da}})}^2{]}^{1/2},$ 其中，表示4个取样点的平均位置。第二运算电路430接收三个减法器416～418的输出v[n]、v[n-1]及v[n-2]，进行速度的标准偏差值(standard deviation)运算，产生速度的标准偏差值V_STD及平均速度V_MEAN。根据标准偏差值定义，其中，表示v[n]、v[n-1]及v[n-2]的平均速度，亦等于V_MEAN。根据三个参数Da_STD、V_STD及V_MEAN，第三运算电路450产生一检测值VAR。根据本发明，检测值VAR的产生和三个参数Da_STD、V_STD及V_MEAN的至少一者或其组合有关。一实施例中，第三运算电路450将三个参数Da_STD、V_STD及V_MEAN线性组合后，产生该检测值VAR，即VAR＝w1×Da_STD+w2×V_STD+w3×V_MEAN，例如：w1＝0.7，w2＝0.2，w3＝0.1。

由于上述标准偏差值的运算比较复杂，在另一实施例中，为简化运算，第一运算电路420计算位置的绝对误差总和(sum of absolute difference，SAD)：亦即 $\mathrm{Da}\_\mathrm{SAD}$ $=\mathrm{abs}\left(\mathrm{Da}\right[n]-\stackrel{\‾}{\mathrm{Da}})\left(\mathrm{Da}\right[n-1]-\stackrel{\‾}{\mathrm{Da}})\left(\mathrm{Da}\right[n-2]-\stackrel{\‾}{\mathrm{Da}})\left(\mathrm{Da}\right[n-3]-\stackrel{\‾}{\mathrm{Da}})$ 其中，表示4个取样点的平均位置。而第二运算电路430计算速度的绝对误差总和： $V\_\mathrm{SAD}$ $=\mathrm{abs}\left(v\right[n]-\stackrel{\‾}{v})+\mathrm{abs}\left(v\right[n-1]-\stackrel{\‾}{v})+\mathrm{abs}\left(v\right[n-2]-\stackrel{\‾}{v}),$ 其中，表示v[n]、v[n-1]及v[n-2]的平均速度。根据三个参数Da_SAD、V_SAD及V_MEAN，第三运算电路450产生一检测值VAR。根据本发明，检测值VAR的产生和三个参数Da_SAD、V_SAD及V_MEAN的至少一者或其组合有关。一实施例中，第三运算电路450将三个参数Da_SAD、V_SAD及V_MEAN线性组合后，产生该检测值VAR，即VAR＝w1×Da_SAD+w2×V_SAD+w3×V_MEAN，例如：w1＝0.6，w2＝0.3，w3＝0.1。

检测值VAR表示滤波信号Da[n]的变化量度，检测值VAR越大表示触碰位置的变化越大，可以使用具较高截止频率的IIR滤波器以得到快速的反应；检测值VAR越小表示触碰位置的变化较小，可以使用具较低截止频率的IIR滤波器来去除较多的噪声。

参考图2，数产生单元230，根据该检测值VAR，产生一组滤波系数。系数产生单元230包含一第一查表单元(lookup table unit)231及一第二查表单元232。第一查表单元231内建一第一查阅表(lookup table，LUT)，用以接收该检测值VAR，并查询该第一查阅表，以产生一截止频率(cut-off frequency)FC。该第一查阅表的建立根据图5A的检测值VAR和截止频率FC的关系曲线，亦即截止频率FC与VAR的对应由上述第一查阅表来实施。当检测值VAR高于VAR_H时，第一查表单元231输出的截止频率FC等于FC_H；当检测值VAR低于VAR_L时，第一查表单元231输出的截止频率FC等于FC_L；当检测值VAR的大小介于VAR_H与VAR_L之间时，截止频率FC的大小为一个介于FC_H与FC_L之间的值。在图5A的实施例中，当FC落在FC_H与FC_L的区间时，FC与VAR的对应(mapping)为线性正比关系。另一实施例中，当FC落在FC_H与FC_L的区间时，FC与VAR的对应为非线性正比关系(如图5B所示)。从图5A及图5B的关系曲线可以观察到，检测值VAR和截止频率FC之间呈现一单调递增(monotonically increasing)关系。

在另一实施例中，上述截止频率FC是检测值VAR及一环境变数的函数。例如：当环境变数为位置D(x，y))时，不同的位置D(x，y)对应至不同的VAR和FC的关系曲线。图5C显示距离与SNR的关系曲线。图5C是以触碰面板的位置为例，一般而言，距离触碰IC越近，触碰信号的SNR越大，如区域A；而距离触碰IC越远，触碰信号的SNR越小，如区域C。为了动态反应不同位置D(x，y)具有不同的SNR，上述第一查阅表可针对不同位置区间设计不同的关系曲线，可以避免为了加强SNR较差区域的抗噪声能力，而牺牲SNR较佳区域的反应时间。因此，上述第一查阅表可“因地制宜”，即根据不同区域的SNR情形来设计，如图5D所示，例如区域C有较差的SNR，所以相对应的关系曲线会较区域A、B为低，亦即同一检测值VAR的情况下，利用区域C的关系曲线所对应的FC值会小于其他区域所对应的FC值，换言之，区域C会以较低的FC来抑制噪声。须注意的是，检测值VAR是第一查表单元231产生截止频率FC的必要条件，但上述环境变数则是非必要(optional)条件，因此在图2及图9中第一查表单元231的输入：环境变数，是以虚线表示。

一般而言，IIR滤波器的结构分为直接第一型(direct I)、直接第二型(direct II)、串联型(cascade)、格子型(lattice)及并联型(parallel)等，实施时，本发明不限定IIR滤波器240的结构，另外，本发明亦不限定IIR滤波器240的阶数(order)。在图2的实施例中，IIR滤波器240是以二阶(n＝2)的契比雪夫第二型滤波器的直接第一型结构来加以实施，如图6A所示，而契比雪夫第二型IIR滤波器的止带涟波衰减量(stopband attenuation)设为-20dB，表示在截止频率以上的增益在1/10以下(20log10(1/10)＝-20dB)。图6A显示二阶(n＝2)的契比雪夫第二型IIR滤波器的直接第一型结构的信号流。参考图6A，直接第一型结构的输入与输出符合以下的二阶差分方程式(2^nd-order difference equation)：a(1)×Do[n]＝b(1)×Da[n]+b(2)×Da[n-1]+b(3)×Da[n-2]-a(2)×Do[n-1]-a(3)×Do[n-2]…………..(1)。

第二查表单元232内建一第二查阅表，将接收到的截止频率FC除以FS后，得到一频率比值(FC/FS)(单位：π)，再根据该频率比值(FC/FS)来查询第二查阅表，以产生一组对应的滤波系数a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)(请参考方程式(1))。图6B显示第二查阅表的一个例子。参考图6B，第二查阅表中共有九阶的频率比值(FC/FS)，而各阶的频率比值分别对应一组滤波系数a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)，用以实现不同截止频率下的二阶(n＝2)的契比雪夫第二型IIR滤波器，而且止带涟波衰减量设为-20dB。其中，a(1)为Do[n]的系数，a(1)值均为1。相较于巴特沃士(Butterworth)滤波器、一契比雪夫第一型(Chebyshevtype I)滤波器及一椭圆(elliptic)滤波器相比，本实施例选用二阶(n＝2)的契比雪夫第二型IIR滤波器是因为契比雪夫第二型IIR滤波器有以下特点：(1)通带(passband)的输出增益(gain)等于1，(2)止带的输出增益可控制在预设值之下，及(3)过渡区(transition region)相对较窄。实作者可依电路所需特性，选择巴特沃士滤波器、或椭圆滤波器、或契比雪夫第一型滤波器、或契比雪夫第二型滤波器，并根据所需的频率响应(frequency response)，选择适当的阶数(order)。一般来说，滤波器的阶数越高，过渡区越窄，但是第二查阅表需要记录的滤波系数就较多，电路设计者可依硬体的成本考量及电路滤波需求来实现不同阶数的IIR滤波器。

图6C显示图6B中各组滤波系数之间呈现连续性关系。明显地，从图6C可以观察到本发明的特色：相对应于各频率比值(FC/FS)，同一型且同一阶滤波器的各组滤波系数之间呈现连续性的分布。上述本发明的特色带给系统的好处如图7A的例子所示：当频率比值(FC/FS)由0.2π变为0.3π时，IIR滤波器240仍可继续维持其收敛性，不会因为“换档”(FC/FS由0.2π变为0.3π)而造成转换不顺的现象，例如，产生震荡或发散的现象。对照之下，传统滤波器在阶数产生变化(从二阶变为三阶)时，容易产生震荡现象，如图7B所示。再者，根据本发明，各组滤波系数之间呈现连续性的分布的另一好处是计算方便，若频率比值(FC/FS)落在图6B的第二查阅表的任两阶之间，相对应的一组滤波系数可以内插来产生，当然，也可以取最接近的截止频率的系数来表示。另一方面，上述第一查表单元231及第二查表单元232皆可以利用一只读存储器、一组合逻辑(combinational logic)电路及一暂存器电路的一者来加以实施，其中，该暂存器电路包含多个暂存器。

第二查表单元232输出一组对应的滤波系数a(1)、a(2)、a(3)、b(1)、b(2)、b(3)至IIR滤波器240后，IIR滤波器240即依据该组滤波系数，对输入信号Di[n]进行滤波。如果该组滤波系数对应的截止频率较高，IIR滤波器240可快速反应；如果该组滤波系数对应的截止频率较低，IIR滤波器240可滤除较多噪声。据此，本发明动态无限脉冲响应滤波装置200可依据输入信号的变化量，改变相对应的滤波系数，进而动态调整IIR滤波器240不同的截止频率，使滤波装置200在”滤除噪声”和“快速反应”的两种极端目的之间，达成暂时最佳功效。图8显示本发明动态无限脉冲响应滤波装置的输出信号与输入信号之间的关系。请同时参考图1A、图1B及图8，相对于传统滤波器，本发明动态无限脉冲响应滤波装置200的输出信号在变化较快的陡升区域有较快速的反应时间，并在变化较少的平缓区域有极佳的抗噪声比(SNR)。

图9显示本发明动态有限脉冲响应滤波装置一实施例的架构示意图。参考图9，本发明动态有限脉冲响应滤波装置900包含一前置低通滤波器210、一变化量检测器220、一系数产生单元930及一有限脉冲响应滤波器940。在本说明书中，相同标号的元件具有相同功能，在此不于赘述。以下，仅说明本实施例与图2的实施例相异之处。

一般而言，FIR滤波器的结构分为四型：第一型(type I)、第二型(type II)、第三型(typeIII)及第四型(type IV)。第一型FIR滤波器具有以下的对称性脉冲响应(symmetric impulseresponse)：

Di[n]＝Di[M-n]，0≤n≤M        (2)

其中，M为偶数。第二型FIR滤波器亦具有满足上述方程式(2)的对称性脉冲响应，但M为奇数。至于第三型FIR滤波器具有以下的反对称性脉冲响应：

Di[n]＝-Di[M-n]，0≤n≤M       (3)

其中，M为偶数。第四型FIR滤波器亦具有满足上述方程式(3)的反对称性脉冲响应，但M为奇数。

本发明不限定FIR滤波器940的结构，另外，本发明亦不限定FIR滤波器940的阶数(order)。实作者可依电路所需特性，选择第一型有限脉冲响应滤波器、或第二型有限脉冲响应滤波器、或第三型有限脉冲响应滤波器、或第四型有限脉冲响应滤波器，并根据所需的频率响应(frequency response)，选择适当的阶数(order)。在图9的实施例中，FIR滤波器940以四阶(n＝4)的第一型FIR滤波器的直接结构(direct form)来加以实施，如图10A所示，四阶(n＝4)的第一型FIR滤波器的输入与输出符合以下的四阶差分方程式：Do[n]＝b(1)×Da[n]+b(2)×Da[n-1]+b(3)×Da[n-2]+b(4)×Da[n-3]+b(5)×Da[n-4]………..(4)。

第二查表单元932内建一第二查阅表，将接收到的截止频率FC除以FS后，得到一频率比值(FC/FS)，再根据该频率比值(FC/FS)来查询第二查阅表，以产生一组对应的滤波系数b(1)～b(5)(请参考方程式(4))。图10B显示第二查阅表的另一个例子。参考图10B，第二查阅表中共有九阶的频率比值(FC/FS)(单位：π)，而各阶的频率比值(FC/FS)分别对应一组滤波系数b(1)～b(5)(请参考方程式(4))，用以实现不同截止频率下的四阶(n＝4)的第一型FIR滤波器。一般来说，滤波器的阶数越高，过渡区越窄，但是第二查阅表需要记录的滤波系数就较多，电路设计者可依硬体的成本考量及电路滤波需求来实现不同阶数的FIR滤波器。

图10C显示图10B中各组滤波系数之间呈现连续性关系。明显地，从图10C可以观察到本发明的特色：相对应于各频率比值(FC/FS)，同一型且同一阶滤波器的各组滤波系数之间呈现连续性的分布。第二查表单元932输出一组对应的滤波系数b(1)～b(5)至FIR滤波器940后，FIR滤波器940即依据该组滤波系数，对输入信号Di[n]进行滤波。如果该组滤波系数对应的截止频率较高，FIR滤波器940可快速反应；如果该组滤波系数对应的截止频率较低，FIR滤波器940可滤除较多噪声。

上述所有实施例中，输入信号Di[n]表示手指的触碰位置，亦即输入信号Di[n]的测量值是位置或坐标，之后，再根据输入信号的速度变化量、或/及位置变化量、或/及平均速度，来动态改变滤波器(240或940)的截止频率。须注意的是，本发明的动态滤波装置及其方法亦可应用于其他须要滤波的积体电路上，因此输入信号Di[n]的测量值可依据不同的应用电路而改变，例如：电压值、亮度值、温度值、或电流量等等，据此，本发明再根据输入信号的变化量、或/及输入信号一次微分的变化量、或/及输入信号一次微分的平均值，来动态改变滤波器(240或940)的截止频率，使得输入信号在变化量少时获得较高的信号噪声比，在变化量大能缩短反应时间，以改善滤波器的反应时间和抗噪声能力。相对应地，图2及图9中的环境变数也依据不同的应用电路而有差异，例如：检测区域、时段、湿度、温度、距离等等。

以上虽以实施例说明本发明，但并不因此限定本发明的范围，只要不脱离本发明的要旨，该行业者可进行各种变形或变更。

Claims (27)

1.一种动态滤波装置，其特征在于，所述动态滤波装置包含：

一变化量检测器，根据一第一输入信号的多个连续取样值大小，产生一检测值；

一系数产生单元，根据该检测值，决定一滤波器的截止频率，以产生一组滤波系数；以及

该滤波器，根据该组滤波系数，对所述第一输入信号进行滤波；

其中，该检测值的大小与所述连续取样值大小的变化量、所述连续取样值一次微分的变化量及所述连续取样值一次微分的平均值的至少一者或其组合有关。

2.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述连续取样值大小的变化量为所述连续取样值的标准偏差值及所述连续取样值的绝对误差总和的一者。

3.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述连续取样值一次微分的变化量为所述连续取样值一次微分的标准偏差值及所述连续取样值一次微分的绝对误差总和的一者。

4.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述系数产生单元包含：

一第一查表单元，内建一第一查阅表，用以接收所述检测值，并根据所述第一查阅表，来产生该滤波器的截止频率；以及

一第二查表单元，内建一第二查阅表，用以接收所述滤波器的截止频率，并根据所述第二查阅表，来产生所述组滤波系数；

其中，所述滤波器的截止频率与所述检测值之间呈单调递增关系。

5.如权利要求4所述的动态滤波装置，其特征在于，所述第一查表单元及所述第二查表单元分别由一只读存储器、一组合逻辑电路及一暂存器电路的一者来加以实施。

6.如权利要求4所述的动态滤波装置，其特征在于，所述第二查阅表的内容会随所述滤波器的阶数的不同而改变。

7.如权利要求4所述的动态滤波装置，其特征在于，所述第二查阅表的内容会随所述滤波器的种类的不同而改变。

8.如权利要求4所述的动态滤波装置，其特征在于，所述第二查阅表包含多组滤波系数，且各组滤波系数之间呈现连续性。

9.如权利要求4所述的动态滤波装置，其特征在于，所述第一查表单元更接收一环境变数，并根据所述第一查阅表，来产生所述滤波器的截止频率。

10.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述滤波器为一无限脉冲响应滤波器。

11.如权利要求10所述的动态滤波装置，其特征在于，所述无限脉冲响应滤波器由一巴特沃士滤波器、一契比雪夫第一型滤波器、一契比雪夫第二型滤波器及一椭圆滤波器的一者来实施。

12.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述滤波器为一有限脉冲响应滤波器。

13.如权利要求12所述的动态滤波装置，其特征在于，所述有限脉冲响应滤波器为一第一型有限脉冲响应滤波器、一第二型有限脉冲响应滤波器、一第三型有限脉冲响应滤波器及一第四型有限脉冲响应滤波器的一者。

14.如权利要求1所述的动态滤波装置，其特征在于，所述滤波装置还包含：

一前置低通滤波器，所述变化量检测器的前级电路，用以接收一第二输入信号，并预先滤除所述第二输入信号的噪声，以产生所述第一输入信号。

15.一种动态滤波方法，其特征在于，所述动态滤波方法包含：

根据一第一输入信号的多个连续取样值大小，得到一检测值；

根据所述检测值，决定一滤波器的截止频率，以得到一组滤波系数；以及

利用该滤波器，根据所述组滤波系数，对所述第一输入信号进行滤波；

其中，所述检测值的大小与所述连续取样值大小的变化量、所述连续取样值一次微分的变化量及所述连续取样值一次微分的平均值的至少一者或其组合有关。

16.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述连续取样值大小的变化量为所述连续取样值的标准偏差值及所述连续取样值的绝对误差总和的一者。

17.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述连续取样值一次微分的变化量为所述连续取样值一次微分的标准偏差值及所述连续取样值一次微分的绝对误差总和的一者。

18.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述得到该组滤波系数步骤包含：

根据所述检测值，查询一第一查阅表，以得到所述滤波器的截止频率；以及

根据所述滤波器的截止频率，查询一第二查阅表，以得到所述组滤波系数；

其中，所述滤波器的截止频率与所述检测值之间呈单调递增关系。

19.如权利要求18所述的动态滤波方法，其特征在于，所述第二查阅表的内容会随所述滤波器的阶数的不同而变动。

20.如权利要求18所述的动态滤波方法，其特征在于，所述第二查阅表的内容会随所述滤波器的种类的不同而变动。

21.如权利要求18所述的动态滤波方法，其特征在于，所述第二查阅表包含多组滤波系数，且各组滤波系数之间呈现连续性。

22.如权利要求18所述的动态滤波方法，其特征在于，所述查询所述第一查阅表步骤还包含：

更根据一环境变数，查询所述第一查阅表，以得到所述滤波器的截止频率。

23.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述滤波器为一无限脉冲响应滤波器。

24.如权利要求23所述的动态滤波方法，其特征在于，所述无限脉冲响应滤波器由一巴特沃士滤波器、一契比雪夫第一型滤波器、一契比雪夫第二型滤波器及一椭圆滤波器的一者来实施。

25.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述滤波器为一有限脉冲响应滤波器。

26.如权利要求25所述的动态滤波方法，其特征在于，所述有限脉冲响应滤波器为一第一型有限脉冲响应滤波器、一第二型有限脉冲响应滤波器、一第三型有限脉冲响应滤波器及一第四型有限脉冲响应滤波器的一者。

27.如权利要求15所述的动态滤波方法，其特征在于，所述的滤波方法更包含：

预先滤除一第二输入信号的噪声，以得到所述第一输入信号。