CN102647079B - 放电电路和电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种放电电路和电源。放电电路包含：连接在商用AC电源的输入线之间的滤波器单元；通过滤波器单元控制其操作的开关；和当接通所述开关时将所述电容元件的电压放电的放电单元。

Description

放电电路和电源

技术领域

本发明涉及能够减少电子装置的电力消耗的电源，并且特别涉及可迅速放出电源中的降噪用电容器中的残留电荷的放电电路。

背景技术

参照图17A，描述处于具有接收来自商用AC电源的AC电压的输入的电源(以下，也称为转换器)的电子装置中的放电电路。在接收AC电压的输入的转换器中，用作用于外部噪声减少(也称为噪声防止)的电容元件的X电容器40(一般称为跨线电容器)一般被连接在来自商用AC电源的线之间。为了用户去除插头(也称为AC插头)之后的安全性，会要求在去除插头之后在一秒内将X电容器40放电到预先确定的电压或更低。例如，在ElectricalApplianceandMaterialSafetyAct，InternationalElectrotechnicalCommission(IEC)等中规定了这一点。为了满足这些规范，当使用X电容器40时，如图17A和图17B所示，一般与X电容器40并联地设置包含放电电阻20的放电电路。

在一般的电子装置中的转换器中，放电电路的随后的段中的整流单元8对于AC电压执行全波整流，并且，转换器单元9将其转换成用于电子装置的部件的电压并且将其供给到它们。为了确定商用AC电源的AC电压的频率或者瞬时检测电力故障，一些电子装置可具有检测AC电压的零交叉点的零交叉检测电路。作为放电电路的替代，这种装置会常常使用零交叉检测电路。

另一方面，例如，考虑环境，已要求近来的电子装置减少待机状态下电子装置没操作时(即，在操作待机模式中)的电力消耗。这里，例如，当X电容器40具有1.0μF的电容时，要求的放电电路的放电电阻20的值等于或小于1MΩ。例如，当商用电源电压为AC230V时，放电电阻的电力消耗为约52.9mW。该电力消耗在操作待机模式中是不可忽略的。具有X电容器40和放电电阻20的放电电路或零交叉检测电路总是消耗电力，原因是电流与电子装置的驱动状态无关地被馈送到放电电路的放电电阻。

例如，根据日本专利公开No.2005-201587，零交叉检测电路在操作待机模式中被接通和关断，以减少ON时段的比例。如果零交叉检测电路检测到AC插头的去除，那么，与操作待机模式相比，ON时段的比例增加(或者保持ON状态)。这会减少X电容器40将残留电荷放电的时间，并且会减少操作待机模式中的零交叉检测电路的电力消耗。

根据与日本专利公开No.2005-201587不同的电路配置，例如，如图17B所示，与主电源12分开地设置待机专用电源11。在操作待机模式中，来自主电源12的商用电源的线会被关断以断开X电容器44。在图17B中，设置放电电阻20和30以及X电容器40和44。在正常操作模式中，从主电源12供给电力。在操作待机模式中，主电源12被开关73关断，并且，从待机专用电源11供给电力。在操作待机模式中，需要少量的电力的电子装置可允许X电容器40的电容低于X电容器44的电容。换句话说，放电电阻20可更大，并且，待机模式中的电力消耗可减少。

如上所述，为了减少电力消耗，设计了被配置为将X电容器放电的电路。但是，由于日本专利公开No.2005-201587的配置还使用零交叉检测电路作为放电电路，因此，零交叉检测电路不能在所有的时段中被关断。换句话说，电力消耗依赖于零交叉检测电路的ON时段。并且，由于零交叉检测电路被关断的时段，因此，当外部噪声改变来自商用AC电源的AC电压时，会存在误检测零交叉的定时的风险，或者，会存在会出现不能检测零交叉的一些定时的风险。

可以考虑图8所示的具有用于待机模式的待机专用电源11的电路配置10。但是，即使在待机模式中，也常常会需要X电容器。假定X电容器的电容等于1.0μF，则需要的放电电阻为1MΩ。在这种情况下，当商用AC电源的AC电压为AC230V时，放电电阻的电力消耗为约52.9mW。当具有用于待机的待机专用电源11的电路配置10中的X电容器的电容可减少到0.22μF时，需要的放电电阻等于或小于约4.5MΩ。当商用AC电源的AC电压为AC230V时，放电电阻的电力消耗为约11.8mW。虽然与过去的配置相比可以更多地减少电力消耗，但是，该配置在进一步减少待机模式期间的电力消耗上具有限制。具有用于待机模式的待机专用电源11的电路配置自然具有更多的专用电源的电路部件，从而增加电路成本。

本发明是鉴于所述问题提出的，并且可以以便宜的配置减少待机模式中的电力消耗，并且，当来自商用电源的电力供给由于例如插头的去除关断时，允许残留电荷的迅速放电。

发明内容

根据本发明的一个方面的将连接在从商用AC电源输入的AC电压的输入线之间的用于噪声减少的电容元件的电压放电的放电电路包含：连接在所述输入线之间的滤波器单元；通过所述滤波器单元控制其操作的开关单元；和当接通所述开关单元时将所述电容元件的电压放电的放电单元。

根据本发明的另一方面的将连接在从商用AC电源输入的AC电压的输入线之间的用于噪声减少的电容元件的电压放电的放电电路包含：连接在所述输入线之间的整流单元；与所述整流单元连接的放电单元；与所述放电单元连接的滤波器单元；和通过所述滤波器单元控制其操作的开关单元。在这种情况下，当接通所述开关单元时，所述放电单元将所述电容元件的电压放电。

根据本发明的另一方面的将从商用AC电源输入的AC电压整流和平滑化并输出电压的电源包含：将输入的AC电压整流的整流单元；被连接在整流单元和AC电压的输入单元之间的用于噪声减少的电容元件；和被设置在电容元件和整流单元之间的放电电路。在这种情况下，该放电电路具有：连接在所述输入线之间的滤波器单元；通过所述滤波器单元控制其操作的开关单元；和当接通所述开关单元时将所述电容元件的电压放电的放电单元。

根据本发明的另一方面的将从商用AC电源输入的AC电压整流和平滑化并输出电压的电源包含：将输入的AC电压整流的整流单元；被连接在整流单元和AC电压的输入单元之间的用于噪声减少的电容元件；和被设置在电容元件和整流单元之间的放电电路，其中，该放电电路具有：连接在所述输入线之间的整流单元；与所述整流单元连接的放电单元；与所述放电单元连接的滤波器单元；和通过所述滤波器单元控制其操作的开关单元，并且，当接通所述开关单元时，所述放电单元将所述电容元件的电压放电。

参照附图阅读示例性实施例的以下描述，本发明的其它特征将变得清晰。

附图说明

图1示出根据第一实施例的放电电路。

图2示出第一实施例的放电电路的操作波形。

图3示出使用过去的零交叉检测电路时的检测输出波形。

图4示出使用第一实施例的零交叉检测电路时的检测输出波形。

图5A和图5B示出第二实施例的放电电路。

图6示出第二实施例的放电电路的操作波形。

图7示出第三实施例的放电电路。

图8示出第三实施例的放电电路的操作波形。

图9示出第三实施例的放电电路的操作波形。

图10示出使用过去的零交叉检测电路时的检测输出波形。

图11示出使用第三实施例的零交叉检测电路时的检测输出波形。

图12示出第三实施例的变更例的放电电路。

图13示出第三实施例的变更例的放电电路中的接触部件c处的电压波形。

图14示出第四实施例的放电电路。

图15示出第五实施例的放电电路。

图16示出第六实施例的放电电路。

图17示出过去的放电电路。

图18示出实施例中的任一个的电源的应用例。

具体实施方式

以下描述本发明的配置和操作。应当注意，给出以下的实施例仅出于解释的目的，并且，不是要将本发明的技术范围限于此。以下参照附图和实施例进一步详细描述本发明的实施方式。

将描述第一实施例。图1示出根据第一实施例的电源装置中的放电电路的配置。图1中的放电电路100包含用于噪声减少的电容元件、将电容元件的电压放电的放电单元和滤波器单元。参照图1，放电电路100包含作为用于噪声减少的电容元件的X电容器140、作为放电单元的放电电阻120、具有串联为滤波器单元的电容器141和电阻元件121(以下，也称为电阻)的滤波器电路102、具有使放电电阻120进入导通的控制端子的作为开关单元的双向开关元件170、以及电阻122。商用AC电源(AC230V)的插头(也称为AC插头)与作为AC电压的输入单元的接触部件a和接触部件b(在AC电压的输入线之间)连接。例如，双向开关元件170可以是诸如由图1所示的电路代表的双向半导体闸流管的允许电流双向流动的开关元件。虽然在本实施例中应用双向半导体闸流管，但是，允许电流双向流动的任何元件是适用的。可以连接多个诸如晶体管的允许电流单向流动的元件。

一般地，作为整流单元的包含二极管162、163、164和165的二极管桥103与商用AC电源101的随后的段连接。经受了全波整流的输入AC电压通过随后的段中的平滑电容器142被平滑化。转换器(诸如AC-DC转换器)109被连接在其随后的段中。在图1中，使用从商用AC电源被供给、被整流并且被平滑化的AC电压。本实施例还适用于允许在不整流和平滑化的状态下直接应用来自商用AC电压的AC电压的电子装置。

以下将详细描述通过第一实施例的放电电路的操作的电力消耗的减少。

在图1中的放电电路100中的滤波器电路102的两端施加来自商用AC电源的AC电压。通过将通过电阻121和电容器141的时间常数设定为充分地比AC电压的周期长，可使电容器141两端的电压充分地低于所述AC电压。如果当电容器141两端的电压具有峰值时电容器141两端的电压的峰值低于双向开关元件170的ON阈值，则双向开关元件170不进入导通。结果，仅在X电容器140两端连接电阻121和电阻122。将电阻121和电阻122的值设定为足够高可减少放电电阻的电力消耗。

例如，与参照图17描述的值类似，当X电容器40的电容为1.0μF时，需要的放电电阻20可为1MΩ。当来自商用AC电源的AC电压为230V时，通过放电电阻20的电力消耗为约52.9mW。另一方面，根据本实施例，当X电容器140的电容为1.0μF、电阻121为20MΩ并且来自商用AC电源的AC电压也为230V时，电阻121的电力消耗为约2.6mW。换句话说，与常规的配置相比，本实施例的减少电力消耗的效果等于50.3mW(约52.9mW-约2.6mW)。

另一方面，当AC插头被去除时，会要求在1秒内将AC插头的凸部配件两端的电压降低到预先确定的电压或更低(例如，根据ElectricalApplianceandMaterialSafetyAct和InternationalElectrotechnicalCommission(IEC)的规定)。但是，在去除AC插头的瞬间，X电容器140存储电荷，并且，X电容器140两端的电压大致以电容器141的电容和电阻121的时间常数衰减。由于电阻121的电阻值(放电电阻的值)如上面描述的那样被设定为较高，因此，X电容器140两端的电压基本上为直流的。

另一方面，随着时间的过去，电容器141两端的电压指数地增加。当电压超过双向开关元件170的ON阈值时，放电电阻120进入导通。因此，X电容器140的残留电荷被放出。根据本实施例，双向开关元件170被接通，并且用于通过放电电阻120将X电容器140的残留电荷(或其两端电压)放出到低于需要的预先确定的电压V_reg的值的时间保持在1秒内。下面，详细描述用于在1秒内放出X电容器140的残留电荷的方案。

首先，定义去除AC插头之后的电容器141两端的电压为作为时间t的函数的V_C1(t)、电容器141的电容为C₁、电阻121的电阻值为R₁并且去除AC插头的瞬时(t＝0)的X电容器140两端的电压为V_dC。随着时间过去的电容器141两端的电压V_C1(t)的变化由下式1给出。

$V_{c1}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}(1-e^{\frac{t}{R_1\·C_1}})...\left(1\right)$

定义直到接通双向开关元件170的时间为t＝t_det并且X电容器140两端的电压为V_CX(t_det)＝V_C1th，则直到双向开关元件170被接通的时间t_det由式2给出。

$t_{\det }=R_1\·C_1\·{\log }_e\left(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{C1\mathrm{th}}}\right)...\left(2\right)$

根据式2，时间t_det依赖于R₁、C₁和V_C1th。X电容器140两端的电压，即双向开关元件170被接通之后AC输入线之间的电压，可由式3给出。

$V_{\mathrm{CX}}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}\·e^{-\frac{t-t_{\det }}{R_0\·C_X}}...\left(3\right)$

这里，作为时间的函数V_CX(t)，X电容器的电容为C_X并且放电电阻120的电阻值为R₀。在从t＝t_det到双向开关元件被再次关断的时段中，满足式3。

在去除AC插头之后，会要求V_CX(t)在从去除AC插头的定时起的一秒流逝之前降低到预先确定的电压V_reg或更低。为了这样做，放电电阻120的电阻值R₀和/或直到双向开关元件170被接通的时间t_det被设定以满足式4。

V_CX(1)≤V_reg…(4)

下面，将参照图2，描述第一实施例的放电电路的操作。图2示出本实施例的放电电路的操作波形和定时。在图2中，V_CX(t)是X电容器140两端的电压，V_C1(t)是电容器141两端的电压，V_Cth是双向开关170的ON阈值电压，并且V_reg是去除AC插头之后电压需要在1秒内所降低到的预先确定的电压。t＝t_det是接通双向开关170时的时间。

t_det≤t≤t_off…(5)

这里，(t_det-t_off)是由于接通双向开关而将X电容器140放电的时段。如图2所示，放电电阻120的电阻值R₀和直到双向开关元件170被接通的时间t_det被设定，使得电压可在关断双向开关170之后的1秒内等于或小于预先确定的电压V_reg。图2中的V_c1th表示双向开关170被关断时的X电容器140的电压。换句话说，满足关系V_C1th＜V_reg。根据本实施例，为了获取等于或小于60V的预先确定的电压V_reg，接通双向开关元件170之前的时间t_det为0.4s，C_X＝1.0μF，C₁＝0.01μF，R₀＝330kΩ，R₁＝20MΩ(电阻122的电阻值同样如此)，商用AC电源的AC电压等于230V_ac，V_C1th＝40V，Vdc＝300V并且V_reg＝60V。可适当地根据预先确定的电压改变这些设定值。

如上所述，X电容器的残留电荷可在AC插头被去除之后被迅速地放出。并且，如上所述，与过去的放电电路相比，可以更多地减少电力消耗(可获取约50.3mW的减少效果)。

根据本实施例，包含电阻和电容器的RC集成电路检测AC插头的去除。换句话说，由于RC集成电路用作滤波器，因此，与日本专利公开No.2005-201587中那样的零交叉检测电路的检测相比，对于扰动干涉的耐性会更高。

图3示出在商用AC电源的AC电压上叠加噪声的状态和通过过去的零交叉检测电路的检测输出。特别地，当在用于零交叉检测的阈值附近叠加噪声时，如图3所示，输出会在检测输出的信号的下降缘和前缘处改变，从而可能导致AC插头的去除的误检测和/或AC插头的去除的检测的延迟。

图4示出在本实施例的配置中在商用AC电源的AC电压上叠加噪声的状态和用于检测AC插头的去除的检测输出。例如，检测输出可以为图1中的电容器141两端的电压V_C1(t)。根据本实施例，RC集成电路用作滤波器。因此，即使当如图4所示的那样在AC电压上叠加噪声时，也可降低误检测AC插头的去除的可能性。换句话说，根据本实施例，即使当在商用AC电源的AC电压上叠加噪声时，也可正确和迅速地检测AC插头的去除。

下面将描述第二实施例。

图5A和图5B示出第二实施例的放电电路。除了图1中的双向开关元件170被沿一个方向馈送电流的开关元件替代以外，第二实施例的电路具有与根据第一实施例的图1中的放电电路相同的基本配置。在该电路配置中，用于将残留电荷放电的极性依赖于在去除AC插头的瞬时商用AC电源的AC电压的相位。对此，在AC输入线之间连接与第一放电电路204具有成双关系(dualrelationship)的第二放电电路205。

在图5A中，放电电路200具有X电容器140、第一放电电路204和第二放电电路205。AC插头(商用AC电源101)的两端与接触部件a和接触部件b连接。第一放电电路204具有放电电阻220、具有电容器241和电阻221的第一滤波器电路206、沿一个方向馈送电流的开关元件(以下，称为单向开关元件)271、电阻224和225、齐纳二极管264、以及二极管265。第二放电电路205具有放电电阻227、具有电容器243和电阻226的第二滤波器207、作为沿与第一放电电路204中的单向开关元件271的相反的方向馈送电流的元件的单向开关元件272、电阻228和229、齐纳二极管266、以及二极管267。在图5A和图5B中，根据本实施例，单向开关元件271和272是作为NPN型晶体管的第一晶体管和第二晶体管。但是，NPN型晶体管可被PNP型晶体管替代。

齐纳二极管264调整用于接通单向开关元件271的阈值电压。当不需要调整用于接通单向开关元件271的阈值电压时，齐纳二极管264可被取消。类似地，设置齐纳二极管266是为了调整用于接通单向开关元件272的阈值电压。当不需要调整用于接通单向开关元件272的阈值电压时，齐纳二极管266可被取消。设置二极管265是为了防止电流从单向开关元件271的发射极流向集电极。二极管267承担与二极管265相同的角色，作为防止电流从单向开关元件272的发射极流向集电极的元件。

设置二极管268是为了防止当接触部件b具有正电势时由于单向开关元件271的基极和发射极之间的过电压导致的元件271的破坏。同样，设置二极管269是为了防止当接触部件a具有正电势时的单向开关元件272的破坏。例如，可通过连接单向开关元件的基极和二极管的阴极以及单向开关的发射极和二极管的阳极来配置二极管268和269中的每一个。

根据本实施例，与第一实施例的配置同样地，通过将作为第一滤波器单元的滤波器电路206中的放电电阻221和电容器241的时间常数设定为充分地比商用AC电源的AC电压的周期长，可使电容器241两端的电压充分地低于AC电压。比用于接通单向开关元件271的阈值电压V_C1th低的电容器241两端的电压的峰值可防止单向开关元件271的导通。在作为第二滤波器单元的滤波器电路207中，同样如此，通过将时间常数设定为充分地比商用AC电源的电源电压的周期长，可防止单向开关元件272的导通。与以前相比，通过将放电电阻221和226的电阻值设定为高得足够多，可减少放电电阻(放电电路)的电力消耗。

作为本实施例的图5A中的放电电路的操作，将在当接触部件a的AC电压具有正相位时去除AC插头的情况下描述第一放电电路204的操作。由于第二放电电路205的操作与第一放电电路204的操作相同，因此，将省略描述。

在去除AC插头时，会要求凸部配件两端的电压在1秒内将它降低到预先确定的电压或更低。在去除AC插头的瞬时，X电容器140存储电荷，并且，X电容器140两端的电压大致以电容器241的电容与放电电阻221和放电电阻226的合成电阻值的时间常数衰减。如上所述，由于电阻221的电阻值被设为较高，因此，X电容器140两端的电压基本上为直流。

另一方面，随着时间的过去，电容器241两端的电压指数地增加。当电压超过接通单向开关元件271的阈值时，放电电阻220和电阻225进入导通。因此，X电容器140的残留电荷被放电。会要求接通单向开关元件271并且用于通过放电电阻220和电阻225将X电容器140的残留电荷(或两端电压)放电到预先确定的电压V_reg的时间保持在1秒内。对于使将X电容器140的残留电荷放电到预先确定的电压V_reg的时间保持在1秒内，可以应用与第一实施例相同的方案。

图6示出本实施例的放电电路的操作波形和定时。根据本实施例，将描述参照图2所描述的与第一实施例的不同。在图6中，V_CX(t)是X电容器140两端的电压，V_C1(t)是电容器241两端的电压，V_Cth是用于接通单向开关元件271的阈值电压，并且，V_reg是要在1秒内降低到的电压。当V_CX(t)在关断单向开关元件271的定时低于电压V_C1th时，X电容器140两端的电压基本上再次为直流，并且，X电容器140的残留电荷的放电延迟。因此，希望将V_C1th设定为低于V_reg。

根据第二实施例，当AC插头被去除时，X电容器中的残留电荷可被迅速放出。与第一实施例类似，与过去的放电电路相比，可以更多地减少电力消耗。

还是，根据本实施例，与第一实施例类似，具有电阻和电容器的RC集成电路检测AC插头的去除。换句话说，由于RC集成电路用作滤波器，因此，与日本专利公开No.2005-201587中那样的零交叉检测电路检测它的情况相比，对于扰动干涉的耐性会更强。

图5B示出参照图5A描述的电路的变更例。该电路具有比图5A中的配置的电路部分更小的电路部分，以实现简化和便宜的电路配置。它与图5A中的配置的不同在于，二极管268和269的连接位置改变，并且，齐纳二极管264和266与电阻225和229被取消。即使通过该电路配置，也可实现与图5A的配置的操作相同的操作。

下面将描述第三实施例。

图7示出根据第三实施例的放电电路的配置。第三实施例的配置与第一实施例的配置的不同在于，在AC输入线之间连接整流器160和161，并且，在整流器160和161之间设置用于放电的电路配置。第三实施例的放电电路300包含X电容器140、整流器160和161、放电电阻320、具有电容器341和电阻321的滤波器电路302、具有电阻322和323以及开关元件371的用于将电容器341放电的电路304、以及使放电电阻320进入导通的开关元件370。接触部件a和接触部件b与AC插头连接。

以下将描述可通过根据本实施例的放电电路减少电力消耗。根据本实施例，当输入商用AC电源的AC电压时，防止包含放电电阻320的电路操作，以通过高电阻电路实现操作，并由此减少电力消耗。

参照图7，向滤波器电路304施加作为AC电压的整流的结果的电压。在没有滤波器电路304的情况下，电容器341两端的电压随着时间的过去而增大，并且，开关元件370在某定时接通。当开关元件370接通时，包含放电电阻320的电路操作并且消耗电力。根据本实施例，设置滤波器电路304以将存储于电容器341中的电荷放电，并由此使电容器341两端的电压保持等于或小于用于接通开关元件370的阈值电压。

图8示出本实施例的放电电路的操作波形。在图8中，V_B(t)是开关元件371的基极电势，V_E(t)是发射极电势，V_BE(t)是基极-发射极电势。V_tr371on是用于接通开关元件371的阈值电压，并且，V_tr370on是用于接通开关元件370的阈值电压。当V_BE(t)超过阈值电压V_tr371on时，开关元件371被接通，并且，当电容器341中的电荷被放电时，V_E(t)降低。由于V_E(t)等于开关元件370的栅极电压，因此，满足关系V_E(t)＝V_G(t)。设定放电电路的常数以防止当供给商用AC电源的AC电压时V_G(t)超过阈值电压V_tr370on。因此，当供给AC电压时，在不使放电电阻320进入导通的状态下由电阻321和电阻322以及电阻323消耗电力。

在这种情况下，与以前相比，通过将电阻321、322和323的电阻值设定为高得足够多，可以减少放电电阻的电力消耗。例如，如果过去的放电电路中的X电容器40的电容等于1.0μF，那么需要的放电电阻20会为1MΩ。当商用AC电源的AC电压为AC230V时，通过放电电阻20的电力消耗等于约52.9mW。根据本实施例，如果X电容器140的电容为1.0μF、电阻321为30MΩ、电阻322为20MΩ、电阻323为1.3MΩ并且AC电压为AC230V，则通过电阻321、322和323的总电力消耗等于约4.25mW。可以算出，根据本实施例的电力消耗的减少效果为约48.65mW(约52.09mW-约4.25mW)。

另一方面，当AC插头被去除时，会要求在1秒内使AC插头的凸部配件两端的电压达到预先确定的电压或更低。在去除AC插头的瞬时，X电容器140存储电荷，并且，X电容器140两端的电压大致以由X电容器140和电容器341的电容与电阻322和电阻323的电阻值限定的时间常数衰减。但是，如上所述，由于电阻321、电阻322和电阻323被设为较高的电阻值，因此，X电容器140两端的电压不非常多地衰减。

另一方面，随着时间的过去，电容器341两端的电压指数地增加。当该电压超过接通开关元件370的阈值时，放电电阻320进入导通。X电容器140的残留电荷可由此被迅速放电。根据本实施例，会要求开关元件370被接通、对于X电容器140的残留电荷通过放电电阻320的预先确定的电压为V_reg(根据本实施例，设定60V)并且用于放电到该电压的时间在1秒内。以下将详细描述根据本实施例的用于在1秒内将残留电荷放电的方法。

这里，V_G(t)是作为时间t的函数的去除AC插头之后的开关元件370的栅极电势。C₁是电容器341的电容，R₁是电阻321的电阻值，V_dc是去除AC插头的瞬时(t＝0)的X电容器140两端的电压。在这种情况下，可通过式(6)获取作为时间t的函数的开关元件370的栅极电势V_G(t)。

$V_G\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}(1-e^{\frac{t}{R_1\·C_1}})...\left(6\right)$

当直到开关元件370被接通的时间t等于t_det时，可通过式(7)获取它。

$t_{\det }=R_1\·C_1\·{\log }_e\left(\frac{V_{\mathrm{dc}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{tr}370\mathrm{on}}}\right)...\left(7\right)$

这里，开关元件370的栅极-源极电压V_G(t_det)＝V_tr370on。从式(7)，t_det依赖于R₁、C₁和/或V_tr370on。

可通过式(8)获取接通开关元件370之后的作为AC输入线之间的电压的X电容器140两端的电压。

$V_{\mathrm{CX}}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}\·e^{-\frac{t-t_{\det }}{R_0\·C_X}}...\left(8\right)$

这里，作为时间的函数V_CX(t)，C_X是X电容器140的电容，并且，R₀是放电电阻320的电阻值。在这种情况下，在从t＝t_det到开关元件370被再次关断的时间的时段中，满足式8。

由于会要求V_CX(t)在去除AC插头之后的1秒内等于或小于预先确定的电压V_reg(60V)，因此，放电电阻320的电阻值R₀、电阻321的电阻值R₁、电容器341的电容C₁和开关元件370的ON阈值电压V_tr370on被设定以满足：

V_CX(1)≤V_reg

图9示出本实施例的放电电路300操作时的操作波形和定时。在图9中，V_CX(t)是X电容器140两端的电压，V_G(t)是开关元件370的栅极电势，V_B(t)是开关元件371的基极电势，V_tr370on是接通开关元件370时的阈值电压，并且，V_reg(60V)是电压需要在1秒内所降低到的预先确定的电压。t＝t_det是当接通开关元件370时的时间。

t_det≤t≤t_off(t_det-t_off)是开关元件370具有ON状态并且X电容器140通过放电电阻320被放电的时段。如图9所示，该常数被设定，使得电压可在1秒内降低到V_reg或更低。这里，电阻322的电阻值被定义为R₂并且电阻323的电阻值被定义为R₃。根据本实施例，C_X＝1.0μF，C₁＝0.1μF，R₀＝100kΩ，R₁＝30MΩ，R₂＝20MΩ，R₃＝1.3MΩ，商用AC电源的AC电压为230Vac，V_tr370on＝4V，V_dc＝300V，V_reg＝60V。通过这些设定，放电电路300如图9所示的那样操作，可以在去除AC插头之后的1秒内获得V_reg(60V)或更低。

如上所述，在去除AC插头之后可以迅速地放出X电容器的残留电荷。并且，如上所述，与过去的放电电路相比，可以更多地减少电力消耗(可以获得约48.65mW的减少效果)。

根据本实施例，具有电阻和电容器的RC集成电路检测AC插头的去除。换句话说，由于RC集成电路用作滤波器，因此，与日本专利公开No.2005-201587中那样由零交叉检测电路检测它的情况相比，对于扰动干涉的耐性会更强。

图10示出在商用AC电源的AC电压上叠加噪声的状态和通过过去的零交叉检测电路的检测输出。特别地，当在用于零交叉检测的阈值附近叠加噪声时，如图10所示，输出会在检测输出的信号的下降缘和前缘处改变，从而可能导致AC插头的去除的误检测和/或AC插头的去除的检测的延迟。

图11示出在本实施例的配置中在商用AC电源的AC电压上叠加噪声的状态和用于检测AC插头的去除的检测输出。例如，检测输出可以为图7中的电容器341两端的电压V_C1(t)。根据本实施例，RC集成电路用作滤波器。因此，即使当如图11所示的那样在AC电压上叠加噪声时，也可降低误检测AC插头的去除的可能性。换句话说，根据本实施例，即使当在商用AC电源的AC电压上叠加噪声时，也可正确和迅速地检测AC插头的去除。

根据本实施例，开关元件371是场效应晶体管(也称为FET)。但是，开关元件371可以是诸如npn型晶体管、pnp型晶体管和三端双向可控硅开关元件的允许电流流动的任何开关元件。

根据本实施例，整流器160和161使它们的阴极相互连接。但是，它们的阳极可被连接，并且，整流器的阴极可与AC输入线连接。在该配置中，通过如图12所示的那样形成放电电路，接触部件c和转换器的正端子之间的电势V_half(t)的值如图13所示，这允许基本上与上述的操作相当的操作。

下面将描述第四实施例。

图14示出根据第四实施例的放电电路。在第四实施例的放电电路中，通过作为比较单元的比较器406比较滤波器电路402的输出电压与基准值(基准电压)405，并且，如果输出电压等于或大于基准值(基准电压)405，则通过用于放电的光电耦合器407接通放电电阻420。作为用于传送信号的传送单元的光电耦合器407包含光电二极管466和光电晶体管470。电阻424用于限定光电二极管426的正向电流。

根据本实施例，与第三实施例类似，当输入商用AC电源的AC电压时，防止包含放电电阻420的放电电路操作，以通过高电阻电路实现操作，并减少电力消耗。在根据第三实施例的图9中的放电电路的操作波形中，用于接通开关元件370(图7)的阈值电压V_tr370on可被比较器406的正端子的基准电压405替代以实现与根据第三实施例的操作相当的操作(通过图14中的放电电路的操作)。换句话说，根据本实施例，与第三实施例类似，在去除AC插头之后，可以迅速地放出X电容器的残留电荷。并且，如上所述，与过去的放电电路相比，可以更多地减少电力消耗。

根据本实施例，包含电阻和电容器的RC集成电路检测AC插头的去除。换句话说，由于RC集成电路用作滤波器，因此，与日本专利公开No.2005-201587中那样的零交叉检测电路的检测相比，对于扰动干涉的耐性会更高。

根据第三实施例，存在用于接通开关元件370的阈值电压的变化会影响放电电路的操作的可能性。另一方面，根据第四实施例，通过基准电压405控制放电电路。这会减少由用于接通开关元件470的阈值电压的变化导致的操作点的变化。

下面将描述第五实施例。

图15示出根据第五实施例的放电电路。与第三实施例类似，当馈送商用AC电源的AC电压时，防止包含放电电阻520的放电电路操作，以通过高电阻电路实现操作，并减少电力消耗。

参照图15，对于平滑电容器142的负端子和接触部件c的两端施加商用电压的全波整流波形。全波整流波形被电阻522和523分压，并且，分压的电压被输入到CPU508。例如，当预先确定的时间段的电压变化量较小时(在不输入的AC电压的状态中)，CPU508检测它不是全波整流电压并且确定AC插头已被去除。在这种情况下，开关元件570可在CPU508的控制下被接通。电阻525限定开关元件570的基极电流。当开关元件570被接通时，残留于X电容器140中的电荷通过放电电阻520被放电。为了控制开关元件570，根据本实施例应用CPU508，作为CPU的替代可使用诸如ASIC的任何器件(如果它可控制开关元件的操作)。

如上所述，还是根据本实施例，与第三实施例同样，在AC插头被去除之后，可以迅速地放出X电容器的残留电荷。并且，如上所述，与过去的放电电路相比，可以更多地减少电力消耗。

下面将描述第六实施例。

图16示出根据第六实施例的放电电路。本实施例是根据第二实施例(图5A)的放电电路的变更例。通过用N沟道MOSFET(场效应晶体管)替代图5A中的开关元件(晶体管)，实现该电路。

当栅极电压处于2V～3V的量级时，图16中的MOSFET2710开始操作。齐纳二极管264是用于保护MOSFET2710的栅极以防止MOSFET2710的最大栅极电压的过度增加的击穿电压元件。根据本实施例，针对MOSFET的栅极的击穿电压，应用约20V的元件，并且，根据击穿电压，齐纳二极管264是15V～20V的元件。出于相同的目的，对于图16中的另一MOSFET2720，设置齐纳二极管266。由于操作与MOSFET2710的操作相同，因此，将省略描述。由于除了开关元件周围的电路配置以外本实施例的电路的操作与第二实施例的操作相同，因此将省略对操作的描述。当通过MOSFET配置开关元件时，与本实施例类似，电阻221的电阻值可被设为比图5那样的使用晶体管的情况高。换句话说，根据本实施例，可以减少通过放电电阻(放电电路)的电力消耗。

[本发明的具有放电电路的电源的应用例子]

低电压电源是根据上述的实施例中的任一个的电源的例子，并且向用作装置的驱动单元的马达或作为控制单元的控制器(包含CPU和存储器)供给电力。例如，作为用于在记录材料上形成图像的图像形成装置的低电压电源，可以应用这种低电压电源。以下，将描述应用该电源作为用于图像形成装置的低电压电源的例子。

图18A示出作为图像形成装置的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机10包含作为通过图像形成单元11在其上形成潜像的图像载体的光电导体鼓12和通过调色剂将在光电导体鼓上形成的潜像显影的显影单元13。在光电导体鼓12上显影的调色剂图像被转印到从盒子14馈送的作为记录介质的片材(未示出)，并且，转印到片材的调色剂图像通过定影装置(fuser)15被定影并且被排出到托盘16。图18B示出作为图像形成装置的控制单元的控制器和从电源到作为驱动单元的马达的电源线。作为到具有控制图像形成操作的CPU17a的控制器17的电源，或者，作为向用作图像形成的驱动单元的马达18a和马达18b供给电力的低电压电源，该低电压电源是适用的。供给的电力可以为对于控制器17的3.3V和对于马达的24V。例如，马达18a可以是驱动传送片材的传送辊的马达，并且，马达18b可以是驱动定影装置15的马达。与上述的实施例中的任一个类似，即使当应用用于图像形成装置的低电压电源时，也可在去除AC插头之后迅速放出低电压电源的X电容器的残留电荷。并且，与过去的恒压电源相比，可以更多地减少电力消耗。根据上述的变更例中的任一个的电源适于用作电子装置的电源，不限于图像形成装置。

虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于所公开的示例性实施例。所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释以包含所有这样的修改以及等同的结构和功能。

Claims (10)

1.一种将连接在要从商用AC电源输入的AC电压的输入线之间的用于噪声减少的第一电容元件的电压放电的放电电路，所述放电电路包含：

第一放电元件，所述第一放电元件连接在所述输入线之间并且被配置为将第一电容元件的电压放电；

与第一放电元件串联地连接的开关；

第二电容元件，所述第二电容元件与所述开关连接；

第三电阻元件，所述第三电阻元件与所述第二电容元件串联地连接；和

第二放电元件，所述第二放电元件与第二电容元件并联地连接并且被配置为将第二电容元件的电压放电；

其中，在没有输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压变得大于预先确定的值并且所述开关接通，以经由第一放电元件将第一电容元件的电压放电，并且

其中，在输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压经由第二放电元件放电，并且响应于所述第二电容元件的电压变得小于所述预先确定的值，所述开关被关断。

2.根据权利要求1的放电电路，其中，所述第一放电元件是第一电阻元件，所述第二放电元件是第二电阻元件，并且，所述第三电阻元件的电阻值大于所述第一电阻元件的电阻值。

3.根据权利要求1的放电电路，其中，所述开关是能够双向馈送电流的双向半导体闸流管。

4.根据权利要求1的放电电路，还包括多个开关单元，

其中，所述多个开关单元具有沿一个方向馈送电流的第一晶体管和沿与第一晶体管相反的方向馈送电流的第二晶体管。

5.一种将从商用AC电源输入的AC电压整流和平滑化并输出电压的电源，所述电源包含：

整流单元，所述整流单元将输入的AC电压整流；

第一电容元件，所述第一电容元件连接在要从商用AC电源输入的AC电压的输入线之间用于噪声减少；和

放电电路，所述放电电路设置在所述第一电容元件和所述整流单元之间，

其中，所述放电电路包含：

第一放电元件，所述第一放电元件连接在所述输入线之间并且被配置为将第一电容元件的电压放电；

与第一放电元件串联地连接的开关；

第二电容元件，所述第二电容元件与所述开关连接；

第三电阻元件，所述第三电阻元件与所述第二电容元件串联地连接；和

第二放电元件，所述第二放电元件与第二电容元件并联地连接并且被配置为将第二电容元件的电压放电；

其中，在没有输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压变得大于预先确定的值并且所述开关接通，以经由第一放电元件将第一电容元件的电压放电，并且

其中，在输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压经由第二放电元件放电，并且响应于所述第二电容元件的电压变得小于所述预先确定的值，所述开关被关断。

6.一种具有根据权利要求5的电源的图像形成装置，所述图像形成装置包括控制图像形成操作的控制单元，

其中，电压从所述电源被供给到所述控制单元。

7.根据权利要求5的电源，其中，所述第一放电元件是第一电阻元件，所述第二放电元件是第二电阻元件，并且，所述第三电阻元件的电阻值大于所述第一电阻元件的电阻值。

8.根据权利要求5的电源，其中，所述开关是能够双向馈送电流的双向半导体闸流管。

9.根据权利要求5的电源，还包括多个开关单元，

其中，所述多个开关单元具有沿一个方向馈送电流的第一晶体管和沿与第一晶体管相反的方向馈送电流的第二晶体管。

10.一种图像形成装置，包括：

图像形成单元，所述图像形成单元被配置为形成图像；和

电源，所述电源被配置为将电力供给到所述图像形成装置，

其中，所述电源被配置为输出经整流和平滑化的输入AC电压的电压，

其中，所述电源包含：

第一电容元件，所述第一电容元件连接在要从商用AC电源输入的AC电压的输入线之间用于噪声减少；和

放电电路，所述放电电路设置在所述第一电容元件和所述整流单元之间，

其中，所述放电电路包含：

第一放电元件，所述第一放电元件连接在所述输入线之间并且被配置为将第一电容元件的电压放电；

与第一放电元件串联地连接的开关；

第二电容元件，所述第二电容元件与所述开关连接；

第三电阻元件，所述第三电阻元件与所述第二电容元件串联地连接；和

第二放电元件，所述第二放电元件与第二电容元件并联地连接并且被配置为将第二电容元件的电压放电；并且

其中，在没有输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压变得大于预先确定的值并且所述开关接通，以经由第一放电元件将第一电容元件的电压放电，并且

其中，在输入AC电压的情况下，第二电容元件的电压经由第二放电元件放电，并且响应于所述第二电容元件的电压变得小于所述预先确定的值，所述开关被关断。