CN102621373B - 交流电源均流输入系统的信号采集装置及处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流电源均流输入系统的信号采集装置及处理方法，属于交流电源均流输出领域。该信号采集装置分别对交流电源和均流电源的每一单相电源进行电流和电压采集，使采集到的信号更加准确，从而提高了微处理器对交流电源的均流控制精度，且该信号处理方法可以精确地检测交流电源和均流电源中每一单相电源的幅值、频率和相位，从而进一步提高微处理器对交流电源的均流控制精度，防止负载烧毁。

Description

交流电源均流输入系统的信号采集装置及处理方法

技术领域

本发明涉及交流电源均流输入系统，尤其是一种交流电源均流输入系统的信号采集装置及其处理方法。

背景技术

在电力系统领域，交流电源均流输入系统是指将将多个交流电流输入至一条母线上，此时如果不对这些交流电流进行均流控制或者均流控制不准确，则会造成母线上总电流对其中一个或者多个交流电源进行电流的反灌，从而导致对应的交流电源提供装置烧毁。

如图1所示，传统的交流电源均流输入系统通常由第一电流采样模块、第二电流采样模块、第一电压采样模块、第二电压采样模块和微处理器组成，其中第一电流采样模块、第一电压采样模块分别用于采集N个交流电源的电流和电压并发送给微处理器；微处理器用于对该N个交流电源进行均流控制，并输出N个均流电源；第二电流采样模块、第二电压采样模块分别用于采集对应均流电源的电流和电压并发送给微处理器。由此可见，传统的交流电源均流输入系统仅对交流电源和均流电源进行整体采样，使得微处理器对交流电源的均流控制精度较低。

此外，微处理器仅对各交流电源的电流、电压以及各均流电源的电流、电压进行简单的滤波处理，这就导致频率、相位的检测极为不精确，如果微处理器在此基础上按照诸如PID控制的方法对交流电源进行均流控制，则控制精度比较低，很容易导致负载烧毁。

发明内容

本发明的目的是提供一种交流电源均流输入系统的信号采集装置，分别对交流电源和均流电源的每一单相电源进行电流和电压采集，使采集到的信号更加准确，从而提高了微处理器对多个交流电源的均流控制精度。

本发明的另一目的是提供一种交流电源均流输入系统的信号处理方法，可以精确地检测交流电源和均流电源中每一单相电源的幅值、频率和相位，从而进一步提高微处理器对多个交流电源的均流控制精度，防止负载烧毁。

为了实现上述目的，本发明提供了一种交流电源均流输入系统的信号采集装置，包括微处理器，其特征在于：还包括3*N个第一电流采样模块、3*N个第一电压采样模块、3*N个第二电流采样模块和3*N个第二电压采样模块，N为大于零的整数，其中每一交流电源中单相电源均分别通过一个第一电流采样模块、一个第一电压采样模块连接该微处理器；

所述第一电流采样模块用于采集对应交流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第一电压采样模块用于采集对应交流电源中单相电源的电压并发送给微处理器；

所述微处理器用于对该N个交流电源进行均流控制，并输出N个均流电源，且每一均流电源中单相电源均分别通过一个第二电流采样模块、一个第二电压采样模块连接该微处理器；

所述第二电流采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第二电压采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电压并发送给微处理器。

该第一电流采样模块和第二电流采样模块均包括电流采样电路，该电流采样电路由滤波线圈、第二电阻(R2)、第一极性电容(C1)、第二极性电容(C2)、开关器件(Q)和二极管(D)，其中该滤波线圈等效于串联的电感(L)和第一电阻(R1)，该电感(L)的自由端通过第二电阻(R2)连接第一极性电容(C1)的正极且该第一极性电容(C1)的负极接地，该第一电阻(R1)的自由端连接第二极性电容(C2)的正极且该第二极性电容(C2)的负极接地；该电感(L)的自由端连接二极管(D)的正极且二极管(D)的负极接地，且该电感(L)的自由端通过该开关器件(Q)接收交流电源或者均流电源中对应单相电源的电流；

由于电感(L)上的电流I_L即为待采样电流，因此根据公式I_L*R+U₂＝U₁，R表示第一电阻R1的电阻值，U₂表示第二极性电容(C2)上的电压值，U₁表示第一极性电容(C1)上的电压值，在第一电阻(R1)的电阻值R一定的情况下，仅需测量第一电容(C1)和第二电容(C2)上的电压值，通过微处理器计算即可获得交流电源或者均流电源中对应单相电源的电流值。

该第一电压采样模块和第二电压采样模块均选用电压互感器。

本发明还提供一种基于权利要求1所述交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，包括微处理器、3*N个第一电流采样模块、3*N个第一电压采样模块、3*N个第二电流采样模块和3*N个第二电压采样模块，N为大于零的整数，其中每一交流电源中单相电源均分别通过一个第一电流采样模块、一个第一电压采样模块连接该微处理器；

所述第一电流采样模块用于采集交流电源中对应单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第一电压采样模块用于采集交流电源中对应单相电源的电压并发送给微处理器；

所述微处理器用于对该N个交流电源进行均流控制，并输出N个均流电源，且每一均流电源中单相电源均分别通过一个第二电流采样模块、一个第二电压采样模块连接该微处理器；

所述第二电流采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第二电压采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电压并发送给微处理器；

其特征在于该微处理器还分别对该N个交流电源中每一单相电源的电流、电压以及该N个均流电源中每一单相电源的电流、电压进行处理，从而分别获得电流和电压的幅值、频率和相位，交流电源或者均流电源中单相电源的电流和电压信号处理过程按照以下步骤进行：

A、分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换，由此获得电流和电压信号的幅值；

B、分别对经步骤A处理后的电流和电压信号分频段滤波，实现了电流和电压信号频率的滤波，由此获得电流和电压信号的频率，并分别对经步骤A处理后的电流和电压信号进行全通滤波，实现了电流和电压信号相位的滤波；

C、分别对经全通滤波后的电流和电压信号进行双闭环数字控制；

D、分别对经步骤C处理后的电流和电压信号采用改进的过零点检测方法进行锁相；

E、分别对经锁相后的电流信号和电压信号进行滤波处理，转换成矩形方波，并将电流信号的矩形方波与电压信号的矩形方波进行异或处理，测量经异或处理后波形的宽度，获得微处理器的定时计数值T0，根据公式计算出该单相电源的相位，其中Tc表示微处理器的指令周期，T表示交流电源的周期。

该步骤A中将数字混频时所需的正弦值和余弦值中至少一个、窗函数滤波时所需的窗函数以及傅里叶变换时所需的蝶形运算存储在存储单元中，在数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换过程中从存储单元中直接调用。

该步骤A中分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的过程均包括以下步骤：

A1、将信号送入FIFO队列中，判断FIFO队列是否半满：如果判定该FIFO队列未半满则将FIFO队列中的信号进行模数转换，并且从该存储单元中调取数字混频时所需的正弦值或者余弦值，对该数字形式的信号进行数字混频；

A2、对数字混频后的信号进行CIC滤波并抽取D个单位长度为Mx的信号，其中该傅里叶变换的二进制长度M＝Mx*D，D为大于零的整数；

A3、判断抽取的信号长度是否≥M：如果抽取的信号长度≥M则调取存储单元中的窗函数，对抽取的信号进行加窗处理，即窗函数滤波；

如果抽取的信号长度＜M则结束操作；

A4、从存储单元中调取蝶形运算，对经加窗处理后的信号进行复数形式的傅里叶变换。

在该步骤A1中如果判定该FIFO队列半满则进一步判断信号的频率是否发生变化：如果信号的频率发生变化则自动选取适应的分辨带宽，根据该分辨带宽重新计算出傅里叶变换的二进制长度M，并且根据该二进制长度M获取新窗函数和蝶形运算因子，从而更新存储单元中的窗函数和蝶形运算；

如果信号的频率未发生变化则不更新窗函数和蝶形运算。

在该步骤B中在分别对经步骤A处理后的电流和电压信号进行全通滤波时增加了模糊控制方法。

在步骤B中分别对经步骤A处理后的电流和电压信号分频段滤波时，信号在各频段分别按照以下步骤选择适应的滤波器进行滤波处理：

B1、判断信号在一频段是否要求线性频率响应：如果要求线性频率响应则选择有限冲击响应滤波器进行滤波处理；如果不要求线性频率响应则进一步判断信号在该频段是否允许多频带滤波；

B2、如果信号在该频段不允许多频带滤波则进一步判断是否要求窄过渡带：如果要求窄过渡带则选择高阶巴特沃思滤波器进行滤波处理，否则选择低阶巴特沃思滤波器进行滤波处理；

如果信号在该频段允许多频带滤波则进一步判断是否要求尽可能窄的过渡区域：如果要求尽可能窄的过渡区域则选择椭圆滤波器进行滤波处理，如果不要求尽可能窄的过渡区域则进一步判断是否允许通带中有纹波；

B3、如果信号在该频段不允许通带中有纹波则选择切比雪夫II滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许通带中有纹波则进一步判断是否允许窄带中有纹波；

B4、如果信号在该频段不允许窄带中有纹波则选择切比雪夫滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许窄带中有纹波则进一步判断是否允许多频带滤波；

B5、如果信号在该频段允许多频带滤波则选择椭圆滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段不允许多频带滤波则选择无限冲击响应滤波器进行滤波处理。

在该步骤B5中该无限冲击响应滤波器的滤波处理过程由以下步骤组成：

B50、对信号进行非线性修正拟合处理，由此提高了无限冲击响应滤波器滤波精度；

B51、将拟合信号与采样信号组合并对该组合信号进行频谱分析，计算出该信号的频率参数；

B52、对该信号进行数字滤波处理并对数字形式的信号进行频谱分析，计算出该信号的频率相适应的采样频率；

B53、判断采样频率是否发生变化：如果采样频率发生变换则更新信号的采样频率，并重新采样信号；

B53、对重新采样的信号进行数字滤波处理，并对数字形式的信号进行功率频谱和数值积分处理；

B54、对经功率频谱和数值积分处理后的信号的质量进行检测：如果质量满足要求则结束滤波；如果质量不满足要求则对信号进行加权处理，并重复步骤B53～B54。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1、传统的交流电源均流输入系统中通常仅对交流电源和均流电源进行整体采样，本发明中该信号采集装置分别对交流电源和均流电源的各单相电源的电流、电压进行采样，采集到的信号更加准确，从而提高了微处理器对交流电源的均流控制精度；

2、该信号采集装置的第一电流采样模块和第二电流采样模块中增加了电流采样电路，由于电感上的电流I_L即为待采样电流，因此根据公式I_L*R+U₂＝U₁，R表示第一电阻R1的电阻值，U₂表示第二极性电容C2上的电压值，U₁表示第一极性电容上的电压值，在第一电阻的电阻值R一定的情况下，仅需测量第一电容和第二电容上的电压值，通过微处理器计算即可获得交流电源或者均流电源中对应单相电源的电流值，该电流采样电路将电流采样转换为电压检测，使得该电流采样方法更加简单、无损耗且成本低；

3、该信号处理方法中在检测幅值时采用对信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换，使得幅值的检测更加精确；在检测频率时采用分频段滤波的形式，使得频率的检测更加精确；在检测相位时采用全通滤波的形式，在锁相之前进行双闭环数字控制，提高了锁相精度，在锁相时采用改进的过零点检测方法，实现了相位的精确锁相，并且在锁相之后将单相电源的电流信号和电压信号转换成矩形方波并进行异或处理，测量经异或处理后波形的宽度，获得微处理器的定时计数值T0，根据公式计算出该单相电源的相位，其中Tc表示微处理器的指令周期，T表示交流电源的周期，由此避免了在电流信号和电压信号采集过程中由于非线性因素而出现畸变；

4、在对信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的过程中，将数字混频时所需的正弦值和余弦值中至少一个、窗函数滤波时所需的窗函数以及傅里叶变换时所需的蝶形运算存储在存储单元中，在数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换过程中从存储单元中直接调用，不必单独为这些程序开辟内存，节约了内存资源，降低了硬件成本，并且在执行时不必逐一读取这些程序，大大提高了程序的执行效率；

5、在对信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的过程中，在信号的频率发生变换时自动选用适应的分辨带宽，从而获得新窗函数和蝶形运算因子，根据信号频率对窗函数进行更新，不仅可以在傅里叶变换中更好地识别该信号频率，而且可以防止计算时间过长，即提高傅里叶变换的速度，并且根据信号频率对蝶形运算进行更新，提高了傅里叶变换计算的准确度；

6、在对信号进行全通滤波的过程中增加了模糊控制方法，从而提高了全通滤波的控制精度以及控制指令的实时性；

7、在对信号分频段滤波过程中，信号在各频段选择最适应的滤波器进行滤波处理，并且在无限冲击响应滤波器无法对信号进行滤波处理时由有限冲击响应滤波器进行滤波处理，弥补了无限冲击响应滤波器的不足，使得信号可以实现完全的数字滤波处理，从而提高了滤波精度，提高了信号频率检测的准确性；

8、对无限冲击响应滤波器的滤波处理过程进行了改进，增加了采样频率自动校正技术，使得该无限冲击响应滤波器具有自适应功能，并且增加了数值积分技术，使得无限冲击响应滤波器的滤波处理的可靠性增加。

附图说明

本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：

图1是传统交流电源均流输入系统的电路原理图；

图2是本发明中信号采集装置的电路原理图；

图3是本发明中第一电流采样模块和第二电路采样模块的电路图；

图4是本发明中信号处理方法的整体流程图；

图5是本发明中信号数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的流程图；

图6是本发明中信号在各频段选择适应的滤波器的流程图；

图7是本发明中无限冲击响应滤波器的滤波处理过程的流程图。

具体实施方式

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

如图2所示，该交流电源均流输出装置由3*N个第一电流采样模块、3*N个第一电压采样模块、3*N个第二电流采样模块、3*N个第二电压采样模块和微处理器组成，N为大于零的整数，其中每一交流电源中单相电源均分别通过一个第一电流采样模块、一个第一电压采样模块连接该微处理器；第一电流采样模块用于采集对应交流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第一电压采样模块用于采集对应交流电源中单相电源的电压并发送给微处理器；微处理器用于对该交流电源进行均流控制，并输出N个均流电源，且每一均流电源的每一相均分别通过一个第二电流采样模块、一个第二电压采样模块连接该微处理器；第二电流采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且第二电压采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电压并发送给微处理器。

本发明中该信号采集装置分别采集交流电源以及均流电源每一单相电源的电流和电压，从而为微处理器对交流电源进行均流控制提供更加精确的数据依据，从而提高了交流电源的均流控制精度。

如图3所示，该第一电流采样模块和第二电流采样模块均由电流互感器、电流采样电路、放大电路和限幅电路组成，其中该电流互感器的输入端用于接收交流电源或者均流电源中对应单相电源的电流。该电流采样电路由滤波线圈、第二电阻R2、第一极性电容C1、第二极性电容C2、开关器件Q和二极管D，其中该滤波线圈等效于串联的电感L和第一电阻R1，该电感L的自由端通过第二电阻R2连接第一极性电容C1的正极且该第一极性电容C1的负极接地，该第一电阻R1的自由端连接第二极性电容C2的正极且该第二极性电容C2的负极接地；该电感L的自由端连接二极管D的正极且二极管D的负极接地，且该电感L的自由端通过该开关器件Q输入待采样电流。

在该电流采样电路中U_L+I_L*R+U₂＝U₁+I_C1*R’，其中U_L、I_L分别表示电感L上的电压值、电流值，R表示第一电阻R1的电阻值，U₂表示第二极性电容C2上的电压值，U₁表示第一极性电容C1上的电压值，I_C1表示第一电容C1上的电流值，R’表示第二电阻R2的电阻值。由于电感L上电压在一个开关周期内的平均值为0，即U_L＝0，且第一电容C1在一个开关周期内充放电电流的平均值为0，即I_C1＝0，则上述公式可以表示为I_L*R+U₂＝U₁，由于电感L上的电流I_L即为待采样电流，因此在第一电阻R1的电阻值R一定的情况下，仅需测量第一电容C1和第二电容C2上的电压值，通过微处理器计算即可获得交流电源或者均流电源中对应单相电源的电流值。

上述电流采样电路将电流采样转换为电压检测，使得该电流采样方法更加简单、无损耗且成本低。此外，在本发明的第一实施例中该开关器件Q选用MOSFET管，该电感L的自由端连接该MOSFET管的源极，该MOSFET管的漏极用于接收待采样电流且栅极用于接收控制信号，实现MOSFET管的导通与断开。应注意的是：该开关器件Q还可以采用IGBT管、功率三极管及其他功率开关器件。

此外，本发明中该第一电压采样模块和第二电压采样模块选用电压互感器。

本发明中微处理器还分别对该交流电源中每一单相电源的电流、电压以及该多个均流电源中每一单相电源的电流、电压进行处理，从而分别获得电流和电压的幅值、频率和相位。交流电源或者均流电源中单相电源的电流和电压信号处理过程按照以下步骤进行，如图4所示。

第一步、分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换，由此获得该单相电源中电流和电压信号的幅值。

在第一步中将数字混频时所需的正弦值和余弦值中至少一个、窗函数滤波时所需的窗函数以及傅里叶变换时所需的蝶形运算存储在存储单元中，在数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换过程中只需从存储单元中直接调用即可，不必单独为这些程序开辟内存，节约了内存资源，降低了硬件成本，并且在执行时不必逐一读取这些程序，大大提高了程序的执行效率。

具体地，第一步中分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的过程均由以下步骤组成，如图5所示：

A1、将信号送入FIFO(First Input First Output，先入先出)队列中，判断该FIFO队列是否半满：

如果判定该FIFO队列未半满则将FIFO队列中的信号进行模数转换，并从存储单元中调取数字混频时所需的正弦值或者余弦值，对该数字形式的信号进行数字混频；

如果判定该FIFO队列半满则进一步判断信号的频率是否发生变化：如果信号的频率发生变化则自动选取适应的分辨带宽，根据该分辨带宽重新计算出傅里叶变换的二进制长度M，并且根据该二进制长度M获取新窗函数以及新蝶形运算因子，从而更新存储单元中的窗函数和蝶形运算；如果信号的频率未发生变化则不更新窗函数和蝶形运算。

在傅里叶变换过程中分辨带宽越大，傅里叶变换的二进制长度M越小；分辨带宽越小，傅里叶变换的二进制长度M越大。然而，如果分辨带宽过大则会导致在频谱中不易区分各频率，且如果分辨带宽过小则会导致计算时间过长，因此选用适当的窗函数显得非常重要。步骤A1在信号的频率发生变换时自动选用适应的分辨带宽，从而获得新窗函数和蝶形运算因子，根据信号频率对窗函数进行更新，不仅可以在傅里叶变换中更好地识别该信号频率，而且可以防止计算时间过长，即提高傅里叶变换的速度，并且根据信号频率对蝶形运算进行更新，提高了傅里叶变换计算的准确度。

A2、对数字混频后的信号进行CIC(Cascaded Intergrator Comb，级联积分梳状滤波器)滤波，并抽取D个单位长度为Mx的信号，其中傅里叶变换的二进制长度M＝Mx*D，D为大于零的整数且可以人为设定，本发明中该D取4。

A3、判断抽取的信号长度是否≥M：如果抽取的信号长度≥M则调取存储单元中的窗函数，对抽取的信号进行加窗处理，即窗函数滤波；

如果抽取的信号长度＜M，则结束操作。

A4、从存储单元中调取蝶形运算，对经加窗处理后的信号进行复数形式的傅里叶变换。

第二步、分别对经第一步处理后的电流和电压信号进行全通滤波，实现了电流和电压信号相位的滤波；并且对经第一步处理后的电流和电压信号分频段滤波，实现了电流和电压信号频率的滤波，由此获得电流和电压信号的频率。

具体地，第二步中在对经第一步处理后的信号进行全通滤波时增加了模糊控制算法，从而提高了全通滤波的控制精度以及控制指令的实时性。由于模糊控制算法为本领域普通技术人员熟知技术，因此在此不予累述。

具体地，第二步中在对经第一步处理后的电流和电压信号分频段滤波时，信号在各频段分别按照以下步骤选择适应的滤波器进行滤波处理，如图6所示：

B1、判断信号在一频段是否要求线性频率响应：如果要求线性频率响应则选择有限冲击响应滤波器(即FIR滤波器)进行滤波处理；如果不要求线性频率响应则进一步判断信号在该频段是否允许多频带滤波；

B2、如果信号在该频段不允许多频带滤波则进一步判断是否要求窄过渡带：如果要求窄过渡带则选择高阶巴特沃思滤波器进行滤波处理，否则选择低阶巴特沃思滤波器进行滤波处理；

如果信号在该频段允许多频带滤波则进一步判断是否要求尽可能窄的过渡区域：如果要求尽可能窄的过渡区域则选择椭圆滤波器进行滤波处理，如果不要求尽可能窄的过渡区域则进一步判断是否允许通带中有纹波；

B3、如果信号在该频段不允许通带中有纹波则选择切比雪夫II滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许通带中有纹波则进一步判断是否允许窄带中有纹波；

B4、如果信号在该频段不允许窄带中有纹波则选择切比雪夫滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许窄带中有纹波则进一步判断是否允许多频带滤波；

B5、如果信号在该频段允许多频带滤波则选择椭圆滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段不允许多频带滤波则选择无限冲击响应滤波器(即IIR滤波器)进行滤波处理。

在步骤B中并非对经步骤A处理后的信号进行单一滤波，而是分频段滤波，在各频段选择最适应的滤波器进行滤波处理，并且在无限冲击响应滤波器无法对信号进行滤波处理时由有限冲击响应滤波器进行滤波处理，弥补了无限冲击响应滤波器的不足，使得信号可以实现完全的数字滤波处理，从而提高了滤波精度，提高了信号频率检测的准确性。

应注意的是：上述有限冲击响应滤波器、高阶巴特沃思滤波器、低阶巴特沃思滤波器、椭圆滤波器、切比雪夫II滤波器、比雪夫滤波器和无限冲击响应滤波器均为成熟技术，在此不予累述。

此外，为了提高有限冲击响应滤波器的滤波速度，本发明对有限冲击响应滤波器输出的信号进行正弦变换或者余弦变换。

为了提高无限冲击响应滤波器的滤波精度和效率，增加自适应能力且提高滤波的可靠性，本发明改进了无限冲击响应滤波器。如图7所示，在步骤B5中该无限冲击响应滤波器的滤波处理过程由以下步骤组成：

B50、对信号进行非线性修正拟合处理，由此提高了无限冲击响应滤波器滤波精度；

B51、将拟合信号与采样信号组合并对该组合信号进行频谱分析，计算出该信号的频率参数；

B52、对该信号进行数字滤波处理并对数字形式的信号进行频谱分析，计算出该信号的频率相适应的采样频率；

B53、判断采样频率是否发生变化：如果采样频率发生变换则更新信号的采样频率，并重新采样信号；

B53、对重新采样的信号进行数字滤波处理，并对数字形式的信号进行功率频谱和数值积分处理；

B54、对经功率频谱和数值积分处理后的信号的质量进行检测：如果质量满足要求则结束滤波；如果质量不满足要求则对信号进行加权处理，并重复步骤B53～B54。

在无限冲击响应滤波器的滤波处理过程中增加了采样频率自动校正技术，使得该无限冲击响应滤波器具有自适应功能，并且增加了数值积分技术，使得无限冲击响应滤波器的滤波处理的可靠性增加。

第三步，分别对在第二步中经全通滤波后的电流和电压信号进行双闭环数字控制，以输入相位为基准值，输出相位为采样值进行比较，通过该双闭环数字控制，使得输出相位跟踪输入相位，从而保证相位实时稳定、精确地锁相。由于双闭环数字控制为本领域普通技术人员熟知技术，因此在此不予累述。

第四步、分别对经第三步处理后的电流和电压信号采用改进的过零点检测方法进行锁相。传统的过零点检测方法易受高频干扰信号的影响，无法准确检测过零点，因此本发明采用改进的过零点检测方法。

一般情况下，设所测某单相基波相电压幅值为U1、初相位为φ1，角频率为ω。将扰动表示成高频信号的叠加，n次高频分量的幅值为Un、初相位为φn，则此相电压表示为

为消除高频信号对零点的影响，采用坐标转换处理，将a-b坐标转换到d-q坐标上

经过滤去高频分量后，得到两个直流分量

将得到的u_d和u_q反变换到a-b坐标，得到由此消除了高频信号对零点的影响，从而实现了相位的精确锁相。

第五步、分别对经锁相后的电流信号和电压信号进行滤波处理，转换成矩形方波，并将电流信号的矩形方波与电压信号的矩形方波进行异或处理，测量经异或处理后波形的宽度，获得微处理器的定时计数值T0，根据公式计算出该单相电源的相位，其中Tc表示微处理器的指令周期，T表示交流电源的周期。通过本步骤避免了在电流信号和电压信号采集过程中由于非线性因素(诸如负荷)而出现畸变。

本发明中微处理器根据精确检测到的交流电源和均流电源的幅值、频率和相位，采用PID方法进行均流控制。在本发明的第一实施例中，在均流控制过程中只需通过PID方法分别计算出每一第二电流采样电路中开关器件的占空比，即可实现均流控制，，按照比例需求输出多个均流电源。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (7)

1.一种基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，包括微处理器、3*N个第一电流采样模块、3*N个第一电压采样模块、3*N个第二电流采样模块和3*N个第二电压采样模块，N为大于零的整数，其中每一交流电源中单相电源均分别通过一个第一电流采样模块、一个第一电压采样模块连接该微处理器；

所述第一电流采样模块用于采集交流电源中对应单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第一电压采样模块用于采集交流电源中对应单相电源的电压并发送给微处理器；

所述微处理器用于对N个交流电源进行均流控制，并输出N个均流电源，且每一均流电源中单相电源均分别通过一个第二电流采样模块、一个第二电压采样模块连接该微处理器；

所述第二电流采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电流并发送给微处理器，且所述第二电压采样模块用于采集对应均流电源中单相电源的电压并发送给微处理器；

其特征在于该微处理器还分别对该N个交流电源中每一单相电源的电流、电压以及该N个均流电源中每一单相电源的电流、电压进行处理，从而分别获得电流和电压的幅值、频率和相位，交流电源或者均流电源中单相电源的电流和电压信号处理过程按照以下步骤进行：

A、分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换，由此获得电流和电压信号的幅值；

B、分别对经步骤A处理后的电流和电压信号分频段滤波，实现了电流和电压信号频率的滤波，由此获得电流和电压信号的频率，并分别对经步骤A处理后的电流和电压信号进行全通滤波，实现了电流和电压信号相位的滤波；

C、分别对经全通滤波后的电流和电压信号进行双闭环数字控制；

D、分别对经步骤C处理后的电流和电压信号采用改进的过零点检测方法进行锁相；

E、分别对经锁相后的电流信号和电压信号进行滤波处理，转换成矩形方波，并将电流信号的矩形方波与电压信号的矩形方波进行异或处理，测量经异或处理后波形的宽度，获得微处理器的定时计数值T0，根据公式计算出相应的单相电源的相位，其中Tc表示微处理器的指令周期，T表示交流电源的周期。

2.根据权利要求1所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于该步骤A中将数字混频时所需的正弦值和余弦值中至少一个、窗函数滤波时所需的窗函数以及傅里叶变换时所需的蝶形运算存储在存储单元中，在数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换过程中从存储单元中直接调用。

3.根据权利要求2所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于该步骤A中分别对电流和电压信号进行数字混频、窗函数滤波和傅里叶变换的过程均包括以下步骤：

A1、将信号送入FIFO队列中，判断FIFO队列是否半满：如果判定该FIFO队列未半满则将FIFO队列中的信号进行模数转换，并且从该存储单元中调取数字混频时所需的正弦值或者余弦值，对数字形式的信号进行数字混频；

A2、对数字混频后的信号进行CIC滤波并抽取D个单位长度为Mx的信号，其中该傅里叶变换的二进制长度M＝Mx*D，D为大于零的整数；

A3、判断抽取后的信号长度是否≥M：如果抽取后的信号长度≥M则调取存储单元中的窗函数，对抽取后的信号进行加窗处理，即窗函数滤波；

如果抽取后的信号长度<M则结束操作；

A4、从存储单元中调取蝶形运算，对经加窗处理后的信号进行复数形式的傅里叶变换。

4.根据权利要求3所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于在该步骤A1中如果判定该FIFO队列半满则进一步判断信号的频率是否发生变化：如果信号的频率发生变化则自动选取适应的分辨带宽，根据该分辨带宽重新计算出傅里叶变换的二进制长度M，并且根据该二进制长度M获取新窗函数和蝶形运算因子，从而更新存储单元中的窗函数和蝶形运算；

如果信号的频率未发生变化则不更新窗函数和蝶形运算。

5.根据权利要求1所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于：在该步骤B中在分别对经步骤A处理后的电流和电压信号进行全通滤波时增加了模糊控制方法。

6.根据权利要求1所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于在步骤B中分别对经步骤A处理后的电流和电压信号分频段滤波时，信号在各频段分别按照以下步骤选择适应的滤波器进行滤波处理：

B1、判断信号在一频段是否要求线性频率响应：如果要求线性频率响应则选择有限冲击响应滤波器进行滤波处理；如果不要求线性频率响应则进一步判断信号在该频段是否允许多频带滤波；

B2、如果信号在该频段不允许多频带滤波则进一步判断是否要求窄过渡带：如果要求窄过渡带则选择高阶巴特沃思滤波器进行滤波处理，否则选择低阶巴特沃思滤波器进行滤波处理；

如果信号在该频段允许多频带滤波则进一步判断是否要求尽可能窄的过渡区域：如果要求尽可能窄的过渡区域则选择椭圆滤波器进行滤波处理，如果不要求尽可能窄的过渡区域则进一步判断是否允许通带中有纹波；

B3、如果信号在该频段不允许通带中有纹波则选择切比雪夫Ⅱ滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许通带中有纹波则进一步判断是否允许窄带中有纹波；

B4、如果信号在该频段不允许窄带中有纹波则选择切比雪夫滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段允许窄带中有纹波则进一步判断是否允许多频带滤波；

B5、如果信号在该频段允许多频带滤波则选择椭圆滤波器进行滤波处理；如果信号在该频段不允许多频带滤波则选择无限冲击响应滤波器进行滤波处理。

7.根据权利要求6所述的基于N个交流电源均流输入系统的信号采集装置的信号处理方法，其特征在于：在该步骤B5中该无限冲击响应滤波器的滤波处理过程由以下步骤组成：

B50、对信号进行非线性修正拟合处理，由此提高了无限冲击响应滤波器滤波精度；

B51、将拟合信号与采样信号组合并对该组合信号进行频谱分析，计算出该信号的频率参数；

B52、对该信号进行数字滤波处理并对数字形式的信号进行频谱分析，计算出该信号的频率相适应的采样频率；

B53、判断采样频率是否发生变化：如果采样频率发生变换则更新信号的采样频率，并重新采样信号；

B53、对重新采样的信号进行数字滤波处理，并对数字形式的信号进行功率频谱和数值积分处理；

B54、对经功率频谱和数值积分处理后的信号的质量进行检测：如果质量满足要求则结束滤波；如果质量不满足要求则对信号进行加权处理，并重复步骤B53～B54。