CN102611392B - 一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器。该混频器包括以下几个部分：一对NMOS管和一对PMOS管组成的跨导级、两对NMOS管组成的开关级以及电阻构成的负载级。该混频器跨导级采用自偏置的互补跨导结构，并与开关级构成折叠结构，大大降低了电源电压；电路中所有的MOS管衬底均加有固定偏置电压，减小了MOS管的阈值电压，实现了超低电压超低功耗的设计；并采用电流复用技术，改善了电路的噪声性能，并提高了其转换增益和线性度。本发明可用于深亚微米射频CMOS集成电路的应用，可广泛应用于航空航天领域的电子系统中。

Description

一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器

技术领域

本发明属于深亚微米RF CMOS集成电路领域，具体涉及一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器。

背景技术

射频前端将天线接收到的信号进行放大，混频，和模数转换，完成射频信号到基带信号的转换。混频器是其中的重要组成部分，完成系统的频率转换功能，线性度、转换增益、噪声和功耗等是混频器的关键性能参数，直接影响着整个接收机的性能。这些性能参数之间互相影响互相制约，如何寻求一个折衷方案成为近年来设计的难点。

目前，无线通信设备正朝着重量轻，体积小，功耗低，成本低的方向迅速发展，对于导航接收机等便携式电子设备，也需要低电压低功耗电路来延长电池的使用寿命，并减小系统散热带来的压力，以保证系统长时间的稳定工作。随着深亚微米集成电路的迅猛发展，CMOS晶体管特征尺寸和栅氧厚度不断减小，过驱动电压也不断降低，使得低电压低功耗的设计成为可能。

附图1所示的双平衡Gilbert混频器目前应用最为广泛，它由跨导级(第一晶体管M1，第二晶体管M2)、开关级(第三晶体管M3，第四晶体管M4，第五晶体管M5，第六晶体管M6)和负载电阻RL堆叠于电源(Vdd)和地(GND)之间。跨导级将射频输入电压信号转化成电流，开关级通过交替打开、关闭MOS管实现频率转换。射频差分信号的两路信号分别为RF+和RF-，本振差分信号两路分别为LO+和LO-，中频差分信号分别两路IF+和IF-。

在传统的Gilbert混频器中，所有的直流电流都流过跨导级、开关级和负载级。跨导级和开关级的晶体管分别需要一定的开启电压，而负载电阻也将消耗一定的直流压降，因而往往需要较高的电源电压。如果采用低电源电压，这种结构不能保证所有的管子都工作在饱和区。

此外，传统Gilbert混频器的转换增益和线性度的改善通常通过增大输入跨导级的电流来实现。但是如此，开关级电流增大，会增大开关级的噪声贡献；负载级的电流增大，会消耗电压裕度，也会增加电阻的噪声贡献。

可见，传统的混频器在转换增益、线性度、噪声和电压裕度的设计上存在着矛盾，且很难实现低电压低功耗设计。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提出一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，可应用于数字电视、无线通信和导航接收机。

本发明采用电流复用技术，通过电流注入，增大跨导级的电流，而不增加开关级和负载电阻的偏置电流，使得在提高转换增益和线性度的同时不带来噪声性能的恶化和消耗更多的电压裕度；

本发明电路设计中采用折叠结构，减少电源和地之间堆叠的管子数目，同时对跨导级采用自偏置结构，可大大降低电源电压；

本发明对电路中所有MOS管采用衬底偏置技术，减小了MOS管的阈值电压，实现了超低电压超低功耗的设计。

本发明的一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，包括自偏置的互补跨导级、与跨导级构成折叠结构的开关级和电阻构成的负载级。

所述的跨导级包括第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第一电容和第二电容；

射频差分信号的一路RF+输入到第一PMOS管的栅极，并且RF+还通过第一电容输入到第一NMOS管的栅极；第一NMOS管的源级接地，漏极接第一PMOS管的漏极；第一PMOS管的源级接电源Vdd，漏极通过第一电阻与栅极相连；

射频差分信号的另一路RF-输入到第二PMOS管的栅极，并且RF-还通过第二电容输入到第二NMOS管的栅极；第二NMOS管的源级接地，漏极接第二PMOS管的漏极；第二PMOS管的源级接电源Vdd，漏极通过第二电阻与栅极相连；

偏置电压vrf分别通过第三电阻和第四电阻接第一NMOS管的栅极和第二NMOS管的栅极。

所述的开关级包括第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第五电阻和第六电阻；

第三NMOS管的栅极和第六NMOS管的栅极相连，形成共栅极A，第四NMOS管的栅极和第五NMOS管的栅极相连形成共栅极B，本振差分信号分别为两路LO+和LO-，LO+、LO-分别输入到共栅极A、共栅极B；第三NMOS管的源级和第四NMOS管的源级相连，并连接第一NMOS管的漏极；第五NMOS管的源级和第六NMOS管的源级相连，并连接第二NMOS管的漏极；第三NMOS管的漏极和第五NMOS管的漏极相连，形成共漏极C，第四NMOS管的漏极和第六NMOS管的漏极相连，形成共漏极D，中频差分信号分别为两路IF+和IF-，IF+、IF-分别从共漏极C、共漏极D输出；

偏置电压vlo分别通过第五电阻、第六电阻接第三NMOS管的栅极、第四NMOS管的栅极。

所述的负载级包括第七电阻和第八电阻；

第七电阻的一端接电源Vdd，另一端接第三NMOS管的漏极；第八电阻的一端接电源Vdd，另一端接第四NMOS管的漏极。

本发明的原理如下：

(1)采用电流复用技术：分别通过第一PMOS管和第二PMOS管对第一NMOS管和第二NMOS管注入电流，来增加射频偏置电流，从而可以提高混频器的线性度和转换增益；

(2)采用互补跨导结构：第一PMOS管和第二PMOS管分别与第一NMOS管和第二NMOS管构成反相器的结构，被用于放大射频信号。这种结构下的总跨导等于NMOS管跨导和PMOS管跨导的总和，可以进一步实现较高的增益。

(3)电路整体采用折叠结构，射频偏置电流只有一部分流入到开关级和负载级，使得开关级和负载级对噪声的整体贡献降低。

(4)对第一PMOS管和第二PMOS管采用自偏置设计，分别通过第一电阻和第二电阻使得它们的栅漏极电压相同，从而一直处于饱和区。此种结构下最小的电源电压满足：

Vdd_min＝V_ovn+V_ovp+V_t

其中，V_ovn代表第一NMOS管的过驱动电压(等于第二NMOS管的过驱动电压)，V_ovp代表第一PMOS管的过驱动的电压(等于第二PMOS管的过驱动电压)，V_t代表晶体管的阈值电压，在0.18微米工艺下，V_t的典型值为0.5V左右。

可见，此种电路设计相对于传统的混频器而言，可大大降低电源电压。

(5)采用衬底偏置技术：分别对电路中的NMOS管和PMOS管的衬底进行固定偏置，减小MOS管的阈值电压，可实现了混频器的超低电压超低功耗设计。传统的衬底驱动技术中存在着衬底驱动晶体管跨导较小的和等效噪声较大的缺点，本发明将衬底偏置技术与电流复用技术以及折叠电路结构结合在一起，克服了传统衬底驱动技术的不足，并且可以与现有的CMOS工艺完全兼容。

本发明一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器相对于传统的Gilbert混频器而言更易于在转换增益、线性度和噪声、电压裕度之间实现折衷设计，可在提高转换增益和线性度的同时不带来噪声性能的恶化，同时实现了超低电压超低功耗的设计，更加适用于便携式的可移动终端。

附图说明

图1为现有技术中传统的双平衡Gilbert混频器电路图；

图2为本发明的电路图；

图3为本发明的跨导级电路示意图；

图4为本发明的衬底偏置的示意图；

图5为本发明的转换增益和1dB压缩点仿真结果；

图6为本发明的噪声系数仿真结果。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本发明的一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，如附图2所示，该混频器包括自偏置的互补跨导级、与跨导级构成折叠结构的开关级、电阻构成的负载级。

所述的跨导级包括第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第一PMOS管PM 1、第二PMOS管PM2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1和第二电容C2。

射频差分信号的一路RF+输入到第一PMOS管PM1的栅极，并且RF+还通过第一电容C1输入到第一NMOS管M1的栅极。第一NMOS管M1的源级接地，漏极接第一PMOS管PM1的漏极；第一PMOS管PM1的源级接电源Vdd，漏极通过第一电阻R1与栅极相连。

射频差分信号的另一路RF-输入到第二PMOS管PM2的栅极，并且RF-还通过第二电容C2输入到第二NMOS管M2的栅极。第二NMOS管M2的源级接地，漏极接第二PMOS管PM2的漏极；第二PMOS管PM2的源级接电源Vdd，漏极通过第二电阻R2与栅极相连。

偏置电压vrf分别通过第三电阻R3和第四电阻R4接第一NMOS管M1的栅极和第二NMOS管M2的栅极。

所述的开关级包括第三NMOS管M3、第四NMOS管M4、第五NMOS管M5、第六NMOS管M6、第五电阻R5和第六电阻R6。

其中，第三NMOS管M3、第四NMOS管M4组成一对NMOS管，第五NMOS管M5、第六NMOS管M6组成一对NMOS管，第五电阻R5、第六电阻R6组成一对偏置电阻。

第三NMOS管M3的栅极和第六NMOS管M6的栅极相连，形成共栅极A，第四NMOS管M4的栅极和第五NMOS管M5的栅极相连形成共栅极B，本振差分信号分别为两路LO+和LO-，LO+、LO-分别输入到共栅极A、共栅极B。第三NMOS管M3的源级和第四NMOS管M4的源级相连，并连接第一NMOS管M 1的漏极；第五NMOS管M5的源级和第六NMOS管M6的源级相连，并连接第二NMOS管M2的漏极。第三NMOS管M3的漏极和第五NMOS管M5的漏极相连，形成共漏极C，第四NMOS管M4的漏极和第六NMOS管M6的漏极相连，形成共漏极D，中频差分信号分别为两路IF+和IF-，IF+、IF-分别从共漏极C、共漏极D输出。

偏置电压vlo分别通过第五电阻R5、第六电阻R6接第三NMOS管M3的栅极、第四NMOS管M4的栅极。

所述的负载级包括第七电阻R7和第八电阻R8。

第七电阻R7和第八电阻R8形成一对负载电阻。

第七电阻R7的一端接电源Vdd，另一端接第三NMOS管M3的漏极；第八电阻R8的一端接电源Vdd，另一端接第四NMOS管M4的漏极。

所述混频器中所有NMOS管(即第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第三NMOS管M3、第四NMOS管M4、第五NMOS管M5、第六NMOS管M6)的衬底端接偏置电压vbiasn，所有PMOS管(即第一PMOS管PM1、第二PMOS管PM2)的衬底端接偏置电压vbiasp。

所有混频器中晶体管均为工艺库中的射频NMOS管和射频PMOS管，所有无源器件均为工艺库中的射频电阻和射频电容。

图3为本发明一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器的跨导级电路示意图。第一PMOS管PM1对第一NMOS管M1进行电流注入，I_RF＝I_LO+I_P，其中I_RF为射频偏置电流，I_LO为流经开关管的电流，I_P为第一PMOS管PM1注入的电流。通过调整I_P的大小，可以增加射频偏置电流，从而增加转换增益和提高线性度；同时可以减少流经开关级的电流，使得其输出的平均噪声电流减小，混频器的闪烁噪声也因此减少。

同时第一PMOS管PM1和第一NMOS管M1构成反相器结构，用于放大信号。这种结构下的总跨导为G_m＝g_mp+g_mn，其中g_mp和g_mn分别为第一PMOS管PM1的跨导和第一NMOS管M1的跨导。此时混频器转换增益为：

$\mathrm{CG}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\left(\frac{\sin \left(\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{LO}}\right)}{\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{LO}}}\right)(g_{\mathrm{mn}}+g_{\mathrm{mp}})R_L---\left(1\right)$

其中Δ是本振信号经开关级打开和关闭的时间间隔，f_LO是本振信号频率，R_L为负载电阻阻值。从式(1)可以看出，该结构可以增加跨导级的总跨导，从而提高混频器的转换增益。

此外，第一电阻R1接在第一PMOS管PM1的栅极和漏极之间，形成自偏置结构，此时第一PMOS管PM1将一直处于饱和区。分析此时的最低电源电压如下：

第一NMOS管M1的过驱动电压V_ovn和第一PMOS管PM1的过驱动的电压V_ovp分别为：

V_ovn＝V_rf-V_t            (2)

V_ovp＝Vdd-V_E-V_t         (3)

而V_E＞V_rf-V_t            (4)

将式(2)和式(4)带入到式(3)中，可以得到：

Vdd_min＝V_ovn+V_ovp+V_t    (5)

可见，此时的电源电压可以降到比较低就可以保证混频器的正常工作。

为了进一步降低电源电压，可以采用衬底偏置的方法来降低电路中MOS管阈值电压。衬底偏置技术的工作原理类似于结型场效应管，图4为本发明涉及的衬底偏置技术示意图，原理是：在MOS管的栅极和源级之间加上足够大的固定电压，以形成反型层。当衬底和源级之间的电压发生变化时，衬底和沟道间的耗尽层厚度将发生改变，进而改变沟道反型层的厚度，从而影响沟道电流的大小。

在加入衬底偏置电压之后，晶体管的阈值电压：

$V_{\mathrm{GS}\left(\mathrm{th}\right)}=V_{T0}+\mathrm{\γ}(\sqrt{|2{\mathrm{\φ}}_F-V_{\mathrm{BS}}|}-\sqrt{|2{\mathrm{\φ}}_F}|)$

其中φ_F为衬底费米电势，V_T0为界面的电子浓度等于p型衬底的多子浓度时的栅压，γ为体效应系数，典型值在0.3^1/2和0.4^1/2之间。从中可以看出，可以通过V_BS的调节，改变晶体管的阈值电压，从而便于低电压电路的实现。

在0.18μm CMOS工艺下对本发明的设计实例进行了仿真测试，测试结果如下：

本实施例中所设计的混频器工作电源电压仅为0.6V，功耗仅为0.76mW，实现了超低电压超低功耗的设计。

如图5所示，本实施例中所设计的混频器，当射频信号、本振信号和中频信号分别为1600MHz、1300MHz和300MHz时，转换增益为5.883dB，1dB压缩点为-16.57dBm。可见该混频器具有合适的转换增益和良好的线性度。

如图6所示，本实施例中所设计的混频器的双边带噪声系数为13.87dB，具有良好的噪声性能。

本发明公开了一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器。该混频器同时采用了衬底偏置技术和电流复用技术，并将其应用于折叠架构的混频器，实现了超低电压超低功耗的设计，且良好实现了转换增益、线性度和噪声性能之间的折衷设计，可广泛应用于航空航天领域的电子系统中。

Claims (5)

1.一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，其特征在于，包括自偏置的互补跨导级、与跨导级构成折叠结构的开关级和电阻构成的负载级；

所述的跨导级包括第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第一电容和第二电容；

射频差分信号的一路RF+输入到第一PMOS管的栅极，并且RF+还通过第一电容输入到第一NMOS管的栅极；第一NMOS管的源级接地，漏极接第一PMOS管的漏极；第一PMOS管的源级接电源Vdd，漏极通过第一电阻与栅极相连；

射频差分信号的另一路RF-输入到第二PMOS管的栅极，并且RF-还通过第二电容输入到第二NMOS管的栅极；第二NMOS管的源级接地，漏极接第二PMOS管的漏极；第二PMOS管的源级接电源Vdd，漏极通过第二电阻与栅极相连；

偏置电压vrf分别通过第三电阻和第四电阻接第一NMOS管的栅极和第二NMOS管的栅极；

所述的开关级包括第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第五电阻和第六电阻；

第三NMOS管的栅极和第六NMOS管的栅极相连，形成共栅极A，第四NMOS管的栅极和第五NMOS管的栅极相连形成共栅极B，本振差分信号分别为两路LO+和LO-，LO+、LO-分别输入到共栅极A、共栅极B；第三NMOS管的源级和第四NMOS管的源级相连，并连接第一NMOS管的漏极；第五NMOS管的源级和第六NMOS管的源级相连，并连接第二NMOS管的漏极；第三NMOS管的漏极和第五NMOS管的漏极相连，形成共漏极C，第四NMOS管的漏极和第六NMOS管的漏极相连，形成共漏极D，中频差分信号分别为两路IF+和IF-，IF+、IF-分别从共漏极C、共漏极D输出；

偏置电压vlo分别通过第五电阻、第六电阻接第三NMOS管的栅极、第四NMOS管的栅极。

2.根据权利要求1所述的一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，其特征在于，所述的第三NMOS管、第四NMOS管组成一对NMOS管，第五NMOS管、第六NMOS管组成一对NMOS管，第五电阻、第六电阻组成一对偏置电阻。

3.根据权利要求1所述的一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，其特征在于，所述的负载级包括第七电阻和第八电阻；

第七电阻的一端接电源Vdd，另一端接第三NMOS管的漏极；第八电阻的一端接电源Vdd，另一端接第四NMOS管的漏极。

4.根据权利要求1至3任意一个所述的一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，其特征在于，所述混频器中所有NMOS管，即第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管的衬底端接偏置电压vbiasn，所有PMOS管，即第一PMOS管、第二PMOS管的衬底端接偏置电压vbiasp。

5.根据权利要求1所述一种基于衬底偏置的超低耗电流复用混频器，其特征在于：所有混频器中晶体管均为工艺库中的射频NMOS管和射频PMOS管，所有无源器件均为工艺库中的射频电阻和射频电容。